升壓/降壓型直流－直流變換器及其控制電路和控制方法
2024-03-05 18:40:15
專利名稱：升壓/降壓型直流－直流變換器及其控制電路和控制方法
技術領域：
本發明涉及升壓/降壓型DC-DC變換器及其控制電路和控制方法，更具體地說，本發明涉及能夠降低開關元件的平均開關頻率並且能夠實現高效率的升壓/降壓型DC-DC變換器。
背景技術：
在升壓/降壓型DC-DC變換器中，通過開關元件的接通/關斷操作以預定頻率交替地重複以下狀態(1)和狀態(2)，所述狀態(1)用於把能量從輸入側積累到電感器中，所述狀態(2)用於把能量從電感器釋放到輸出側，電感器被連接到電壓輸入端子、電壓輸出端子和基準電位這三個端子。
在美國專利No.6,087,816中公開的升壓/降壓型DC-DC變換器中，還提供了狀態(3)，用於把電壓輸入端子經由電感器連接到電壓輸出端子並且把能量提供給輸出端子。在一個時鐘周期內，執行狀態(1)與狀態(2)間的切換或者狀態(2)與狀態(3)間的切換。
另外，圖12所示的傳統升壓型DC-DC變換器100包括電晶體FET101到FET103。當DC-DC變換器100的操作被停止時，電晶體FET103被設為截止以阻斷從輸入電壓Vin流向負載RL的暗電流。
另外，美國專利No.6,275,016、日本公開的未審查的專利申請No.2005-192312、日本公開的未審查的專利申請No.S55-68877、美國專利No.5,402,060、美國專利No.4,395,675、日本公開的未審查的專利申請S56-141773和日本公開的未審查的專利申請No.2000-134943被公開為與上述相關的相關技術。
最近對電裝置小型化和輕型化的要求已經推進了電感器的小型化。這使得必須抑制電感器電流的電流峰峰值，從而開關頻率上升並且開關損耗傾向於增加。因此，有必要在降低開關頻率的同時抑制電感器電流的電流峰峰值以降低開關損耗。然而，降低開關頻率未在美國專利No.6,087,816中公開，並且開關損耗無法降低，這形成了問題。
另外，當圖12所示的傳統升壓型DC-DC變換器100從操作停止狀態啟動並且電晶體FET103被設為導通時，對輸出電容器C101的充電電流變成突流(rush current)Ir。結果，輸入電壓發生瞬時降低，這是成問題的，因為其很可能造成小故障，例如激活保護電路，等等。另外，因為輸出電壓Vout由於突流而急劇地從0(V)升高到輸入電壓Vin，這使得無法執行軟啟動控制，軟啟動控制是一種使輸出電壓Vout從0(V)逐漸升高到預定設置電壓的控制方式。這是傳統技術成問題的方面。另外，突流Ir可能會損壞電路的每個組成元件，這也是成問題的。
發明內容
為了解決背景技術中的問題中的至少一個，本發明的第一目的是提供一種升壓/降壓型DC-DC變換器，其能夠在減少開關元件的單位時間內的開關次數、平均開關頻率的同時抑制電感電流的電流峰峰值，並且能夠實現高效率。第二目的是提供一種能夠在滿足軟啟動控制和暗電流防止這兩個條件的情況下升高電壓的升壓/降壓型DC-DC變換器。
圖1是升壓/降壓型DC-DC變換器1的電路圖；圖2是示出了狀態(1)的電路圖；圖3是示出了狀態(2)的電路圖；圖4是示出了狀態(3)的電路圖；
圖5是第一實施例的狀態轉換圖；圖6是第一實施例的DC-DC變換器1的波形圖；圖7是示出了傳統電路操作的波形圖；圖8是第二實施例的狀態轉換圖；圖9是第二實施例的DC-DC變換器1的波形圖；圖10是DC-DC變換器1b的電路圖；圖11是第三實施例的DC-DC變換器1b的波形圖；圖12是傳統DC-DC變換器100的電路圖。
具體實施例方式
第一狀態是這樣一種狀態，其中第一和第二開關元件導通。在這種情況下，電感元件的一個端子連接到電壓輸入端子，並且其另一個端子連接到基準電位。在第一狀態下，能量被從電壓輸入端子側積累到電感元件中，並且電感電流隨著時間的流逝以恆定的陡峭斜率增加。增加斜率是通過(輸入電壓)/(電感值)來計算的。
第二狀態是這樣一種狀態，其中第一和第二開關元件截止。在這種情況下，電感元件的一個端子連接到基準電位，並且其另一個端子連接到電壓輸出端子。在第二狀態下，能量被從電感元件釋放到電壓輸出端子側，並且電感電流隨著時間的流逝以恆定的陡峭斜率降低。降低斜率是通過-(輸出電壓)/(電感值)來計算的。
第三狀態是這樣一種狀態，其中第一開關元件導通並且第二開關元件截止。在這種情況下，電感元件的一個端子連接到電壓輸入端子，並且其另一個端子連接到電壓輸出端子。在第三狀態下，當輸入電壓高於輸出電壓時，來自電壓輸入端子側的能量被積累到電感元件中並且被同時提供到電壓輸出端子側，並且電感電流隨著時間的流逝以恆定斜率增加。另一方面，當輸入電壓低於輸出電壓時，能量被從電感元件釋放到電壓輸出端子側，並且電感電流隨著時間的流逝以恆定斜率降低。此時，第三狀態下的電感電流的增加和降低斜率分別小於第一狀態下的增加斜率和第二狀態下的降低斜率。另外，當輸入電壓接近輸出電壓時，第三狀態下的電感電流的增加/降低斜率變得大約為零。然後，對第一和第二開關元件執行傳導控制以實現第一、第二和第三狀態。
第一周期操作包括第二狀態並且是在預定的第一周期中執行的操作。在第一周期操作中的第二狀態下，電感電流以恆定斜率降低。第二周期操作包括第一和第三狀態並且是在長於第一周期的第二周期中執行的操作。在第二周期操作中的第一狀態下，電感電流以恆定的陡峭斜率增加。在第二周期操作中的第三狀態下，電感電流以比第一狀態下的斜率更平緩的斜率增加，或者以比第二狀態下的斜率更平緩的斜率降低。然後，第一和第二周期操作被重複。
在第二周期操作中，第一狀態被切換到第三狀態，使得導體電流的增加斜率被降低。因此，可以防止電感器的電流峰峰值增加，並且可以使第二周期操作的第二周期與第一周期操作的第一周期相比延長。因此，第一和第二開關元件的平均開關頻率可以被降低，並且在接通/關斷時產生的開關驅動損耗和在從接通(關斷)到關斷(接通)的過渡狀態下的開關傳導損耗可以被降低。因此，DC-DC變換器的效率可以被提高。
軟啟動控制電路輸出軟啟動信號，該信號的值隨著時間的過去而升高或降低。如果控制想使輸出電壓從零逐漸升高到設置電壓，則使軟啟動信號的值升高。反之，如果控制想使輸出電壓從設置電壓逐漸降低為零，則使軟啟動信號的值降低。誤差放大器對誤差進行放大，所述誤差即用於定義輸出電壓的設置電壓的基準電壓和軟啟動信號的值中的較低者與輸入電壓之間的差。開關控制電路根據輸出電壓與輸入電壓的高低關係在第一到第四開關元件之中切換控制。另外，開關控制電路還根據來自誤差放大器的輸出來控制第一到第四開關元件的開關佔空比。
將對DC-DC變換器的操作停止進行描述。當DC-DC變換器的操作被停止時，第一到第四開關元件被保持截止。應注意到第一開關元件被設置在從電壓輸入端子到電壓輸出端子的電流通道中，並且使第一開關元件中所包括的體二極體的極性變成反向，即從電壓輸入端到電壓輸出端。因此，從電壓輸入端子到電壓輸出端子的電流通道被第一開關元件阻斷。這種機制使得可以在DC-DC變換器的操作被停止時防止發生從電壓輸入端子流向電壓輸出端子的暗電流。另外，通過防止暗電流，在DC-DC變換器的操作被停止時獲得的輸出電壓的值可以被保持為0(V)。
接著，將描述下述周期，其中當DC-DC變換器正在工作時輸出電壓低於輸入電壓。在指定周期期間，通過開關控制電路交替地切換第一狀態和第二狀態，在第一狀態下第一和第三開關元件被設為導通，在第二狀態下第二和第四開關元件被設為導通。根據來自誤差放大器的輸出來確定第一到第四開關元件的開關佔空比。
在第一狀態下，電感元件的第一端子和第二端子分別連接到電壓輸入端子和基準電位。因此，能量從電壓輸入端子側積累到電感元件中。在第二狀態下，電感元件的第一端子和第二端子分別連接到基準電位和電壓輸出端子。因此，能量從電感元件釋放到電壓輸出端子側。在第一狀態和第二狀態被交替重複的情況下，升壓/降壓操作被執行。因為升壓/降壓操作防止了電壓輸入端子與電壓輸出端子之間的直接導電，這使得可以防止突流從電壓輸入端子流到電壓輸出端子側。因為可以防止輸出電壓急劇地升高到輸入電壓，所以這實現了使輸出電壓隨著軟啟動信號的上升或下降而逐漸地升高或降低的軟啟動操作。
還將描述下述周期，其中當DC-DC變換器正在工作時輸出電壓高於輸入電壓。在該周期期間，開關控制電路將第一開關元件和第二開關元件分別保持為導通和截止。另外，開關控制電路在第三開關元件與第四開關元件之間交替地執行導通切換。因此，升壓變換器可以由第三開關元件、第四開關元件和電感元件組成。另外，根據來自誤差放大器的輸出來確定第三和第四開關元件的開關佔空比。
當第三開關元件和第四開關元件被分別設置為導通和截止時，電感元件的第二端子連接到基準電位，由此能量從電壓輸入端子側積累到電感元件中。另外，當第三開關元件和第四開關元件被分別設置為截止和導通時，電感元件的第二端子連接到電壓輸出端子，由此能量從電感元件釋放到電壓輸出端子側。當在第三開關元件與第四開關元件之間交替地切換導通設定時，升壓操作被執行。在升壓/降壓操作被切換為升壓操作的情況下，受到切換操作的電晶體的數目可被從四個即第一到第四開關元件減少到兩個即第三和第四開關元件。因此，這使得可以降低開關損耗。
在第一到第四開關元件被設置為截止的步驟，使DC-DC變換器變成操作停止狀態。此時，從電壓輸入端子到電壓輸出端子的電流通道被第一開關元件阻斷。這種情況可以防止在DC-DC變換器的操作被停止時從電壓輸入端子流到電壓輸出端子的暗電流。
響應於用來激活操作停止狀態的DC-DC變換器的啟動命令，上述步驟轉換為下述步驟，其中第一狀態和第二狀態被交替地執行。在第一狀態下，能量從電壓輸入端子側積累到電感元件中。在第二狀態下，能量從電感元件釋放到電壓輸出端子側。在第一狀態和第二狀態被交替重複的情況下，升壓/降壓操作被執行。因為升壓/降壓操作防止了電壓輸入端子與電壓輸出端子之間的直接導電，這使得可以防止突流從電壓輸入端子流到電壓輸出端子側。從而可以實現軟啟動操作。
當輸出電壓變得高於輸入電壓時，上面提到的步驟轉換到下述步驟，其中，第一開關元件和第二開關元件被分別保持導通和截止，並且響應於來自誤差放大器的輸出在第三開關元件與第四開關元件之間交替地執行導通切換操作。在該步驟，升壓變換器由第三開關元件、第四開關元件和電感元件組成，由此升壓操作被執行。在升壓/降壓操作被切換為升壓操作的情況下，受到切換操作的電晶體的數目可被從四個即第一到第四開關元件減少到兩個即第三和第四開關元件。因此，這使得可以降低開關損耗。
如上所述，上述的升壓/降壓型DC-DC變換器及其控制電路和控制方法可以在DC-DC變換器的操作被停止時防止暗電流。另外，在DC-DC變換器正在工作同時輸出電壓低於輸入電壓的時段期間，升壓/降壓操作被執行使得防止發生突流並且可以實現軟啟動操作。另外，在DC-DC變換器正在工作同時輸出電壓高於輸入電壓的周期期間，升壓操作被執行使得開關損耗可以被降低。因此，可以提供一種能夠在滿足軟啟動控制和暗電流防止這兩個條件的情況下升高電壓的升壓/降壓型DC-DC變換器。
結合附圖閱讀下面的詳細描述可以更加清楚以上和其他目的以及新穎特徵。但是應當清楚地理解，附圖僅供說明之用，而非意圖限制本發明。圖1是升壓/降壓型DC-DC變換器1的電路圖。該DC-DC變換器具有所謂的H橋型開關穩壓器構造，並且包括扼流線圈L1；電晶體FET1、FET2、FET3和FET4；輸出電容器C1；以及控制電路11。輸入端子Tin連接到電晶體FET1的漏極端子，並且輸入電壓Vin被輸入到FET1中。電晶體FET1的源極端子連接到扼流線圈L1的端子Tx和電晶體FET2的漏極端子。電晶體FET2的源極端子連接到基準電位。電晶體FET1和FET2的柵極端子分別連接到控制電路11的輸出端子DH1和DL1。
電晶體FET4的漏極端子連接到輸出端子Tout，並且輸入電壓Vin被增加或降低以被輸出作為輸出電壓Vout。用於積累經由扼流線圈L1提供的功率的輸出電容器C1連接在輸出端子Tout與基準電位之間。另外，輸出端子Tout連接到控制電路11的輸入端子FB。電晶體FET4的源極端子連接到扼流線圈L1的端子Ty和電晶體FET3的漏極端子。電晶體FET3的源極端子連接到基準電位。電晶體FET3和FET4的柵極端子分別連接到輸出端子DH2和DL2。另外，輸入電壓Vin被提供給控制電路11作為電源電壓VCC。
將對控制電路11的構造進行描述。對流經扼流線圈L1的電感電流IL進行檢測的電流傳感信號Vs被輸入到輸入端子CS中。輸入端子FB連接到電阻元件R1的一個端子，電阻元件R1經由電阻元件R2連接到基準電位。位於電阻元件R1與R2之間的連接點連接到誤差放大器ERA的反相輸入端子。另外，基準電壓e1被施加到誤差放大器ERA的同相輸入端子。輸出信號Eout被從誤差放大器ERA輸出。誤差放大器ERA的輸出端子連接到電壓比較器COMP1的同相輸入端子，並且輸出信號Eout被輸入到COMP1中。另外，輸入端子CS連接到電壓比較器COMP1的反相輸入端子，並且電流傳感信號Vs被輸入到COMP1中。輸出信號V1被從電壓比較器COMP1輸出。另外，時鐘信號CLK被從振蕩器OSC輸出。電壓比較器COMP1的輸出端子和振蕩器OSC的輸出端子連接到狀態控制電路SC。狀態控制電路SC的輸出端子Q1和Q2分別連接到輸出端子DH1和DH2，並且輸出端子*Q1和*Q2分別連接到輸出端子DL1和DL2。控制信號VQ1、*VQ1、VQ2和*VQ2分別被從輸出端子Q1、*Q1、Q2和*Q2輸出。狀態控制電路SC根據時鐘信號CLK和輸出信號V1來控制控制信號VQ1、*VQ1、VQ2和*VQ2。
將對DC-DC變換器1的操作進行描述。在DC-DC變換器1中，如圖2到圖4所示，根據電晶體FET1、FET2、FET3和FET4的導通和截止的組合來得到狀態(1)、(2)和(3)。
當控制信號VQ1和VQ2為高電平並且*VQ1和*VQ2為低電平時，電晶體FET1和FET3導通，並且FET2和FET4截止。因此，如圖2所示，扼流線圈L1的端子Tx連接到輸入端子Tin，端子Ty連接到基準電位，並且狀態(1)被得到。在狀態(1)下，能量被從輸入端子Tin側積累到扼流線圈L1中，並且電感電流IL隨著時間的流逝以恆定的陡峭斜率增加。此時，在扼流線圈L1的電感值被定義為L的情況下，通過(Vin/L)來計算增加斜率。
當控制信號*VQ1和*VQ2為高電平時並且VQ1和VQ2為低電平時，電晶體FET1和FET3截止，並且FET2和FET4導通。因此，如圖3所示，扼流線圈L1的端子Tx連接到基準電位，端子Ty連接到輸出端子Tout，並且狀態(2)被得到。在狀態(2)下，能量被從扼流線圈L1釋放到輸出端子Tout側，並且電感電流IL隨著時間的流逝以恆定的陡峭斜率降低。此時，通過-(Vout/L)來計算降低斜率。
當控制信號VQ1和*VQ2為高電平時並且*VQ1和VQ2為低電平時，電晶體FET1和FET4導通，並且FET2和FET3截止。因此，如圖4所示，扼流線圈L1的端子Tx連接到輸入端Tin，端子Ty連接到輸出端子Tout，並且狀態(3)被得到。在狀態(3)下，當輸入電壓Vin高於輸出電壓Vout時，來自輸入端子Tin側的能量被積累到扼流線圈L1中並且被同時提供給輸出端子Tout側，並且電感電流IL隨著時間的流逝以恆定斜率增加。另一方面，當輸入電壓Vin低於輸出電壓Vout時，能量被從扼流線圈L1釋放到輸出端子Tout側，並且電感電流IL隨著時間的流逝以恆定斜率降低。此時，電感電流IL在狀態(3)下的增加和降低斜率分別小於狀態(1)下的增加斜率和狀態(2)下的降低斜率。另外，當輸入電壓Vin接近輸出電壓Vout時，電感電流IL在狀態(3)下的增加/降低斜率變為零。
將參照圖5和圖6來描述第一實施例中的DC-DC變換器1的操作。在第一實施例中，如圖5的狀態轉換圖所示，第一周期操作TO1由狀態(1)和狀態(2)組成，並且第二周期操作TO2由狀態(1)和狀態(3)組成。按照狀態(1)、(2)、(1)、(3)、(1)、...這種順序來進行重複，並且交替地重複第一周期操作TO1和第二周期操作TO2。
將參照圖6的波形圖來描述第一實施例中的DC-DC變換器1的操作。時鐘信號CLK包括具有基本周期T的時鐘脈衝。輸出電流Iout是在狀態2和狀態3下流動的電感電流的平均。這裡，期間執行了第一周期操作TO1的周期被定義為第一周期T1，並且期間執行了第二周期操作TO2的周期被定義為第二周期T2。使第一周期T1等於時鐘信號CLK的基本周期T，並且使第二周期T2成為長達第一周期T1的n倍的值。這裡，n是2或更大的自然數，並且其被定義為根據例如負載的波動或輸入電壓Vin與輸出電壓Vout之間的關係的預定值。將在本實施例中描述n＝4的情況。另外，還將在本實施例中描述在輸入電壓Vin接近大約等於輸出電壓Vout的值並且在狀態(3)下電流感測信號Vs的斜率大約為零時進行的操作。
將對第一周期操作TO1進行描述。在時刻t1(圖6)處，根據時鐘信號CLK的時鐘脈衝的上升沿，狀態控制電路SC使控制信號*VQ2轉變為低電平並且使控制信號VQ2轉變為高電平。因此，狀態(1)被設置，並且第一周期操作TO1被啟動。在狀態(1)下，因為扼流線圈L1在被與輸出側隔斷的情況下從輸入側接收能量，所以電流傳感信號Vs以陡峭斜率增加。
在時刻t2處，當電流傳感信號Vs達到輸出信號Eout時，電壓比較器COMP1的輸出信號V1從高電平轉變為低電平。根據低電平輸出信號V1的輸入，狀態控制電路SC使控制信號VQ1和VQ2轉變為低電平並且使控制信號*VQ1和*VQ2轉變為高電平。因此，狀態(1)被切換到狀態(2)。在狀態(2)下，因為扼流線圈L1被與輸入側阻斷並且同時連接到輸出側，所以電流傳感信號Vs以陡峭斜率降低。然後，狀態(2)被保持直到下個時鐘信號CLK被輸入為止。
接著，將對第二周期操作TO2進行描述。在時刻t3處，根據時鐘信號CLK的時鐘脈衝的上升沿，狀態控制電路SC使控制信號VQ1和VQ2轉變為高電平並且使控制信號*VQ1和*VQ2轉變為低電平。因此，狀態(2)被切換到狀態(1)。從而，第一周期操作TO1結束，並且第二周期操作TO2被啟動。在狀態(1)下，電流傳感信號Vs以陡峭斜率增加。
在時刻t4處，當電流傳感信號Vs達到輸出信號Eout時，電壓比較器COMP1的輸出信號V1從高電平轉變為低電平。根據低電平輸出信號V1的輸入，狀態控制電路SC使控制信號VQ2轉變為低電平並且使控制信號*VQ2轉變為高電平。因此，狀態(1)被切換到狀態(3)。
然後，狀態(3)被保持直到第二周期T2結束為止。在狀態(3)下，因為輸入電壓Vin接近輸出電壓Vout，所以如圖6所示，電流傳感信號Vs的斜率大約為零。因此，電流傳感信號Vs大約保持時刻t4處的值恆定。因此，在狀態(3)期間，大約最大電流被保持在扼流線圈L1中。
在時刻t8處，第二周期T2結束。然後，根據時鐘信號CLK的上升沿，狀態控制電路SC使控制信號*VQ2轉變為低電平並且使控制信號VQ2轉變為高電平。因此，狀態(3)被切換為狀態(1)。從而，第二周期操作TO2結束，並且第一周期操作TO1被啟動。
在第一周期操作TO1的狀態(1)下，電流傳感信號Vs以陡峭斜率增加。這裡，在前一第二周期T2中的狀態(3)的時段期間，最大電流傳感信號Vs被保持。因此，因為電流傳感信號Vs在時刻t8處達到輸出信號Eout，所以在最小導通脈衝(on-pulse)時段之後的時刻t9處，狀態(1)被切換為狀態(2)。
從而以狀態(1)、(2)、(1)、(3)、(1)、...這樣的順序進行重複，並且交替地重複第一周期操作TO1和第二周期操作TO2。然後，在圖6中的斜線所示的區域中，能量被提供給輸出端子Tout側，使得電感電流被提供給負載並且被積累到輸出電容器C1。
另外，將參照圖6來描述每個單位時間內的開關次數。這裡，本實施例中的開關被定義為電晶體FET1、FET2、FET3和FET4中的每一個被依次關斷、接通、關斷或者被依次接通、關斷、接通的次數。因此，在一個開關中存在傳導狀態的兩次轉換。在根據第一實施例的圖6中的操作中，在等於第一周期T1和第二周期T2的總和的周期(＝(n+1)×T)中對電晶體FET1和FET2執行一次開關。就是說，電晶體FET1和FET2中的每一個電晶體在每個單位時間內的開關次數SC1由下列表達式表示。
SC1＝1/((n+1)×T)(次/秒)表達式(1)類似地，在等於第一周期T1和第二周期T2的總和的周期(＝(n+1)×T)中對電晶體FET3和FET4執行兩次開關。就是說，電晶體FET3和FET4中的每一個電晶體在每個單位時間內的開關次數SC2由下列表達式表示。
SC2＝2/((n+1)×T)(次/秒)表達式(2)因此，每一個電晶體的平均開關次數由下列表達式表示。
ASC＝1.5/((n+1)×T)(次/秒) 表達式(3)另一方面，圖7中示出了傳統電路操作的一個示例。在傳統的電路操作中，電晶體FET1、FET2、FET3和FET4不在兩種周期中操作而是在同一基本周期T中操作。因此，不是跨越時鐘信號CLK的多個時鐘周期而控制電晶體。在這種情況下，在兩個周期(＝2×T)中對電晶體FET1、FET2、FET3和FET4執行一次開關。就是說，電晶體FET1、FET2、FET3和FET4中的每一個電晶體在每個單位時間內的開關次數PSC由下列表達式表示。
PSC＝1/(2×T)(次/秒)表達式(4)因此，表達式(3)和(4)顯示出當n≥3時，第一實施例的平均開關次數ASC小於傳統的開關次數PSC。
如在以上詳細描述中一樣，在根據第一實施例的DC-DC變換器1中，在第二周期操作TO2中狀態(1)被切換為狀態(3)，使得電感電流IL的增加斜率被降低。因此，因為不管第二周期操作TO2的第二周期T2的長度如何都可以防止電感電流IL的電流峰峰值增加，所以可以使第二周期操作TO2的第二周期T2長於第一周期操作TO1的第一周期T1。這裡，因為第一周期T1是時鐘信號CLK的一個時鐘周期，所以可以通過使第二周期T2長於第一周期T1來實現跨越時鐘信號CLK的多個時鐘周期對電晶體進行控制的多時鐘控制。因為電晶體FET1、FET2、FET3和FET4的平均開關頻率可被因此降低，所以在接通/關斷時生成的開關驅動損耗和從接通(關斷)到關斷(接通)的過渡狀態下的開關傳導損耗可以被降低。因此，DC-DC變換器的效率可以被提高。
將參照圖8和圖9來描述第二實施例中的DC-DC變換器1的操作。在第二實施例中，使用第一周期操作TO1a來代替第一實施例的第一周期操作TO1。如圖8的狀態轉換圖所示，第一周期操作TO1a由狀態(2)組成，並且第二周期操作TO2由狀態(1)和(3)組成。按照狀態(1)、(3)、(2)、(1)這種順序進行重複，並且交替地重複第一周期操作TO1a和第二周期操作TO2。
將參照圖9的波形圖來描述第二實施例中的DC-DC變換器1的操作。在這裡，期間執行了第一周期操作TO1a的周期被定義為第一周期T1a。使第一周期T1a等於時鐘信號CLK的基本周期T。另外，因為其他構造與第一實施例的那些相同，所以詳細描述將被省略。
將對第一周期操作TO1a進行描述。在時刻t11處，根據時鐘信號CLK的時鐘脈衝的上升沿，狀態控制電路SC使控制信號VQ1轉變為低電平並且使控制信號*VQ1轉變為高電平。因此，狀態(2)被設置，並且第一周期操作TO1a被啟動。在狀態(2)下，電流傳感信號Vs以陡峭斜率降低。然後，狀態(2)被保持，直到下一時鐘信號CLK被輸入為止。從而，第一周期T1a中狀態(2)的時段被固定為預定的基本周期T。
接著，將對第二周期操作TO2進行描述。在時刻t13處，根據時鐘信號CLK的時鐘脈衝的上升沿，狀態控制電路SC使控制信號VQ1和VQ2轉變為高電平並且使控制信號*VQ1和*VQ2轉變為低電平。因此，狀態(2)被切換到狀態(1)。從而，第一周期操作TO1a結束，並且第二周期操作TO2被啟動。在狀態(1)下，電流傳感信號Vs以陡峭斜率增加。
在時刻t14處，當電流傳感信號Vs達到輸出信號Eout時，根據低電平輸出信號V1的輸入，狀態控制電路SC使控制信號VQ2轉變為低電平並且使控制信號*VQ2轉變為高電平。因此，狀態(1)被切換到狀態(3)。然後，狀態(3)被保持，直到第二周期T2過去為止。在狀態(3)下，因為輸入電壓Vin接近輸出電壓Vout，所以電流傳感信號Vs的斜率如圖9所示大約為零。
在時刻t18處，第二周期T2結束。根據時鐘信號CLK的上升沿，狀態控制電路SC使控制信號VQ1轉變為低電平並且使控制信號*VQ1轉變為高電平。因此，狀態(3)被切換為狀態(2)。從而，第二周期操作TO2結束，並且第一周期操作TO1a被啟動。
從而以狀態(2)、(1)、(3)、(2)...這樣的順序進行重複，並且交替地重複第一周期操作TO1a和第二周期操作TO2。然後，在圖9中的斜線所示的區域中，能量被提供給輸出端子Tout側，使得電感電流可被提供給負載並且被積累到輸出電容器C1。
另外，將參照圖9來描述每個單位時間內的開關次數。在根據第二實施例的圖9中的操作中，在等於第一周期T1a和第二周期T2的總和的周期(n+1)×T中對電晶體FET1、FET2、FET3和FET4執行一次開關。就是說，電晶體FET1、FET2、FET3和FET4中的每一個電晶體在每個單位時間內的開關次數SCa由下列表達式表示。
SCa＝1/((n+1)×T)(次/秒)表達式(5)因此，表達式(4)和(5)顯示出當n≥2時，開關次數SCa變得小於傳統的開關次數PSC。
如在以上詳細描述中一樣，在根據第二實施例的DC-DC變換器1中，第一周期操作TO1a僅由狀態(2)組成，並且狀態(2)在基本周期T期間被保持。另外，在第二周期操作TO2中，狀態(1)被切換為狀態(3)，使得電感電流IL的增加斜率被降低。因此，防止了電感電流IL的電流峰峰值增加，並且同時減少了FET3和FET4的開關次數。因此，DC-DC變換器的效率可以被提高。
將參照圖10和圖11來描述第三實施例中的DC-DC變換器1b的操作。圖10示出了第三實施例中的DC-DC變換器1b的電路圖。DC-DC變換器1b具有所謂的H橋型開關穩壓器結構，所述H橋型開關穩壓器包括P型電晶體FET1b和FET4b以及N型電晶體FET2b和FET3b。電晶體FET1b、FET2b、FET3b和FET4b分別具有體二極體BD1、BD2、BD3和BD4。體二極體BD1的正向是從端子Tx到輸入端子Tin，體二極體BD2的正向是從基準電位到端子Tx，體二極體BD3的正向是從基準電位到端子Ty，並且BD4的正向是從端子Ty到輸出端子Tout。另外，負載RL的端子之一連接到輸出端子Tout，並且負載RL的另一個端子連接到基準電位。
控制電路11b包括電阻元件R1和R2、軟啟動控制電路SS、誤差放大器ERA2，以及開關控制電路12。操作控制信號CNT通過輸入端子TS被輸入到軟啟動控制電路SS，並且軟啟動信號VCS被從軟啟動控制電路SS輸出。電阻元件R1和R2的連接點連接到誤差放大器ERA2的反相輸入端，分壓VN1被從所述反相輸入端輸入。基準電壓e1b連接到誤差放大器ERA2的第一同相輸入端子，並且軟啟動信號VCS被輸入到誤差放大器ERA2的第二同相輸入端子。誤差放大器ERA2對基準電壓e1b和軟啟動信號VCS中的較低者與分壓VN1之間的誤差進行放大，以輸出輸出信號Eout2。
開關控制電路12包括PWM控制電路PWM1、電壓比較器COMP2、反相器INV1，以及與電路AND1。輸出電壓Vout被輸入到電壓比較器COMP2的反相輸入端子並且輸入電壓Vin通過輸入端子TI被輸入到電壓比較器COMP2的同相輸入端子。從電壓比較器COMP2輸出的輸出信號V2被輸入到與電路AND1。另外，輸出信號Eout2被輸入PWM控制電路PWM1。從PWM控制電路PWM1輸出的控制信號VQ1b通過輸出端子D2被輸入到電晶體FET3b和FET4b的柵極端子，在反相器INV1處被反相，然後被輸入與電路AND1。從與電路AND1輸出的控制信號VQ2b通過輸出端子D1被輸入到電晶體FET1b和FET2b的柵極端子。因為DC-DC變換器1b的結構的其它部分與第一實施例的DC-DC變換器1相同，所以其詳細描述將被省略。
將參照圖11的波形圖來描述DC-DC變換器1b的操作。當從未示出的CPU等輸入的操作控制信號CNT被設為高電平時，控制電路11b使DC-DC變換器1b開始軟啟動操作。當操作控制信號CNT被設為低電平時，控制電路11b停止DC-DC變換器1b的操作。應注意到軟啟動操作是在DC-DC變換器1b啟動時使輸出電壓Vout從零升高到預定設置電壓的操作。
這裡將對時刻t21之前DC-DC變換器1b的操作停止進行描述。電晶體FET1b和FET4b被布置在從輸入端子Tin到輸出端子Tout的電流通道上。當DC-DC變換器的操作被停止時，電晶體FET1b到FET4b全部被保持截止。另外，使體二極體BD1的極性反轉，從輸入端子Tin朝向輸出端子Tout。因此，從輸入端子Tin到輸出端子Tout的電流通道被電晶體FET1b阻斷。從而可以在DC-DC變換器1b停止操作時防止發生從輸入端子Tin流到輸出端子Tout的暗電流。另外，通過防止暗電流，在DC-DC變換器1b的操作被停止時輸出電壓Vout可以被保持為0(V)。
將描述DC-DC變換器1b在啟動時的操作。當操作控制信號CNT在時刻t21從低電平轉變為高電平時，DC-DC變換器1b被啟動。響應於操作控制信號CNT的高電平轉變，從軟啟動控制電路SS輸出的軟啟動信號VCS從0V逐漸升高(箭頭A1)。在從時刻t21開始到時刻t23結束的時段期間，軟啟動信號VCS低於基準電位e1b。因此，誤差放大器ERA2對軟啟動信號VCS與分壓VN1之間的差進行放大。
PWM控制電路PWM1將內部生成的三角波與輸出信號Eout2進行比較。如果輸出信號Eout2高於三角波，則PWM控制電路PWM1輸出高電平控制信號VQ1b。因此，PWM控制電路PWM1作為輸出電壓脈寬變換器而工作，用於輸出具有下述脈寬的脈衝，所述脈寬取決於輸出信號Eout2的電平。
將描述從時刻t21開始到時刻t22結束的時段期間的操作，在該時段中輸出電壓Vout低於輸入電壓Vin。在該時段期間，高電平輸出信號V2被從電壓比較器COMP2輸出並且隨後被輸入到與電路AND1。接著，與電路AND1允許反相器INV1的輸出信號通過並且將其輸出為控制信號VQ2b(箭頭A2)。
當控制信號VQ1b和控制信號VQ2b分別是高電平和低電平時，電晶體FET1b和FET3b被接通並且電晶體FET2b和FET4b被關斷。因此，如圖2所示，扼流線圈L1的端子Tx和Ty分別連接到輸入端子Tin和基準電位，並且進入狀態(1)。在狀態(1)下，能量被從輸入端子Tin側積累到扼流線圈L1中。
另一方面，當控制信號VQ1b和控制信號VQ2b分別是低電平和高電平時，電晶體FET1b和FET3b被關斷並且電晶體FET2b和FET4b被接通。因此，如圖3所示，扼流線圈L1的端子Tx和Ty分別連接到基準電位和輸出端子Tout，並且進入狀態(2)。在狀態(2)下，能量被從扼流線圈L1釋放到輸出端子Tout側。
因為狀態(1)和(2)在從時刻t21開始到時刻t22結束的時段期間被交替地重複，所以升壓/降壓操作被執行。在升壓/降壓操作被執行的情況下，電晶體FET1b和FET4b決不同時導通。就是說，這防止了輸入電壓Vin和輸出電壓Vout變得直接導通。結果，這使得可以防止突流從輸入電壓Vin流到輸出電容器C1。因為防止輸出電壓Vout急劇地升高到輸入電壓Vin，所以輸出電壓Vout隨著軟啟動信號VCS的上升而逐漸升高。就是說，DC-DC變換器1b中可以實現軟啟動操作。
接著，將描述時刻t22之後的時段期間的操作，在該時段中輸出電壓Vout高於輸入電壓Vin。當輸出信號V2在時刻t22處達到輸入電壓Vin時，輸出信號V2在電壓比較器COMP2中從高電平反轉為低電平(箭頭A3)。因為與電路AND1響應於低電平輸出信號V2的輸入而將反相器INV1的輸出信號屏蔽(mask)，所以與電路AND1的控制信號VQ2b被固定到低電平(箭頭A4)。結果，因為電晶體FET1b和FET2b分別被固定為導通設置和截止設置，所以扼流線圈L1的端子Tx在被連接到輸入端子Tin時被固定。
當控制信號VQ1b為高電平時，電晶體FET3b和FET4b分別被接通和關斷。因此，端子Ty連接到基準電位並且能量從輸入端子Tin側積累到扼流線圈L1中。當控制信號VQ1b為低電平時，電晶體FET3b和FET4b分別被關斷和接通。因此，端子Ty連接到輸出端子Tout側並且能量被從扼流線圈L1釋放到輸出端子Tout側。因此，在時刻t22之後的時段中，升壓變換器由電晶體FET3b和FET4b以及扼流線圈L1組成，並且升壓操作被執行。應注意到電晶體FET3b和FET4b的開關佔空比是根據來自誤差放大器ERA2的輸出信號Eout2的電平而確定的。
在升壓操作中，當控制信號VQ1b為低電平時，電晶體FET1b和FET4b同時變得導通並且輸入電壓Vin和輸出電壓Vout變得彼此直接導通。從而形成了從輸入電壓Vin通過電晶體FET1b、扼流線圈L1和電晶體FET4b到輸出電容器C1的電流通道。因此，如果在輸出電壓Vout低於輸入電壓Vin的時段期間執行升壓操作，則突流從輸入電壓Vin流到輸出電容器C1。然而，在第三實施例中的DC-DC變換器1b的情況下，在輸出電壓Vout低於輸入電壓Vin的時段期間執行升壓/降壓操作而非升壓操作。因為在升壓/降壓操作的情況下不形成從輸入電壓Vin到輸出電容器C1的電流通道，所以可以防止突流的流動。因此，防止了輸出電壓Vout急劇地升高到輸入電壓Vin並且可以實現軟啟動操作。
另外，在第三實施例中的DC-DC變換器1b的情況下，在輸出電壓Vout變得高於輸入電壓Vin的時刻t22過去之後，升壓/降壓操作被切換為升壓操作。因此，因為受到開關操作的電晶體的數目可被從四個減少到兩個同時突流被避免，所以開關損耗可以被降低。
如上所述，發明的DC-DC變換器1b可以在其操作被停止時避免暗電流的發生。另外，當DC-DC變換器1b被啟動時，在輸出電壓低於輸入電壓的時段，升壓/降壓操作被執行，由此軟啟動操作可被執行。另外，當DC-DC變換器被啟動時，在輸出電壓高於輸入電壓的時段，升壓操作被執行，由此開關損耗可被降低。從而可以提供一種能夠實現突流防止和輸出斜坡(ramp)控制的預防暗電流的升壓型DC-DC變換器。
另外，本發明當然不限於這些實施例，並且可以進行各種改進和修改而不脫離本發明的範圍。雖然上面描述了第一實施例，其中輸入電壓Vin接近輸出電壓Vout並且電流傳感信號Vs在狀態(3)下的斜率大約為零，但是本發明不限於該實施例。當輸入電壓Vin高於輸出電壓Vout時，電流傳感信號Vs在狀態(3)下以恆定斜率增加。因為在第二周期T2的末端電流傳感信號Vs達到輸出信號Eout，所以跟在第二周期T2之後的第一周期T1中的狀態(1)的時段變為最小導通脈衝時段。另一方面，當輸入電壓Vin低於輸出電壓Vout時，電流傳感信號Vs在狀態(3)下以恆定斜率降低。因為在第二周期T2的末端電流傳感信號Vs低於輸出信號Eout，所以使跟在第二周期T2之後的第一周期T1中的狀態(1)的時段成為直到電流傳感信號Vs達到輸出信號Eout為止的時段。因此，在上面兩種情況下都可以實現第一實施例的操作。另外，即使在輸入電壓Vin高於或者低於輸出電壓Vout這兩種情況下，也當然可以類似地實現本發明的第二實施例的操作。
另外，雖然在實施例中使第一周期T1等於基本周期T，但是T可以不同於基本周期T。
另外，雖然在實施例中把第二周期T2設為長達第一周期T1n倍的值並且把n設為2或者更大的自然數，但是本發明不限於這種實施例。可以用1或者更大的實數來替換n。例如，當通過對基本周期T應用分頻而獲得第一周期T1時，可用一實數來替換n。在這種情況下，假定通過向基本周期T施加1/2分頻來獲得第一周期T1並且通過向基本周期T施加1/5分頻來獲得第二周期T2，則第二周期T2長達第一周期T1的2.5倍。即使時鐘信號CLK的周期本身是在第一周期T1和第二周期T2之間調整的，當然也可以用一實數來替換n。
另外，在實施例中，當然可以向電流傳感信號Vs和輸出信號Eout施加補償信號來穩定控制。
另外，雖然在實施例中把第二周期T2設為一具有長達第一周期T1四倍周期的值，但是本發明不限於該實施例。當然，可以根據輸入電壓與輸出電壓間的關係和輸出負載的改變來對第二周期T2動態地進行可變控制。例如，當對第二周期T2進行可變控制以使之根據輸出負載改變的發生而縮短時，可以縮短狀態(3)的時段，並且因而可以增強DC-DC變換器的跟隨特性。另外，當對第二周期T2動態地進行可變控制以使之根據輸入電壓Vin與輸出電壓Vout之間的差電壓的降低而增加時並且使之根據差電壓的增加而降低時，可以進一步地減少開關次數。
另外，雖在第一實施例中把第一周期操作TO1和第二周期操作TO2的存在比(existence ratio)設為1∶1，但是本發明不限於這種實施例。當然，可以將存在比設為任意值。對第一周期操作TO1和第二周期操作TO2的存在比進行可變控制，使得可以對狀態(3)與整個狀態的時間比進行調節。例如，當通過以TO1、TO1、TO2、TO1、...的順序重複第一周期操作TO1和第二周期操作TO2來降低第二周期操作TO2的存在比時，可以獲得與縮短狀態(3)的時段相同的效果。
另外，雖然在實施例中將電晶體FET2和FET4用作同步整流元件，但是本發明不限於這種實施例，並且二極體元件可被用於整流。例如，可以用二極體來替換電晶體FET2和FET4中的至少一個，或者可以使二極體與電晶體FET2和FET4中的至少一個並聯連接。
另外，雖然在圖1所示的實施例中使用了N型FET的FET1、FET2、FET3和FET4，但是本發明不限於這種實施例。當然可以用一個或多個P型FET來替換N型FET中的任何一個或全部。
電流傳感信號Vs不限於對流經扼流線圈L1的電感電流IL進行檢測，並且可以對流經電晶體FET1和FET3中的至少一個電晶體的電流進行檢測。
在第一和第二實施例中，在第二周期操作TO2中狀態(1)被切換到狀態(3)，從而降低了電感電流IL的增加斜率並且可以防止電流峰峰值增加。然而，本發明不限於該實施例。狀態(2)可被切換到狀態(3)使得電感電流IL的降低斜率被降低。從而可以防止電感電流IL的最低電流值降低，並且可以使第二周期T2長於第一周期T1。
另外，雖然在第一和第二實施例中時鐘信號CLK被用於升壓/降壓型DC-DC變換器，但是本發明不限於這種實施例。只要在輸入電壓Vin高於輸出電壓Vout時用降壓型DC-DC變換器來替換DC-DC變換器或者在輸入電壓Vin低於輸出電壓Vout時用升壓型DC-DC變換器來替換DC-DC變換器，時鐘信號CLK就可以被公用於這兩種DC-DC變換器。
另外，可以通過單個或者多個半導體晶片來組成實施例中的控制電路11和11b。另外，當然DC-DC變換器1可以通過單個或多個半導體晶片來組成並且可以被組成為模塊。
雖然第三實施例中的DC-DC變換器1b是根據電壓模式控制來操作的，但是控制方式不限於此。第三實施例的發明點是取決於輸出電壓與輸入電壓間的比較結果而在升壓/降壓操作與升壓操作之間切換操作。因此，電流模式控制當然可應用於第三實施例。
雖然第三實施例中的電晶體FET1b和FET4b是P型電晶體，但是它們的類型不限於此。因為電晶體FET1b的體二極體的極性可以被布置為使得正向應當是從端子Tx到輸入端子Tin，所以N型電晶體當然可應用於電晶體FET1b。
雖然在第三實施例中描述了在DC-DC變換器1b被啟動時執行軟啟動操作，但是軟啟動操作的方式不限於此。可以在DC-DC變換器1b的操作被終止時執行軟啟動控制來使輸出電壓Vout從預定設置電壓逐漸降低到零。在這種情況下，可以在輸出電壓高於輸入電壓的時段期間執行升壓操作，並且可以在輸出電壓變得低於輸入電壓時將升壓操作切換為升壓/降壓操作。
另外，電晶體FET1是第一開關元件的示例，電晶體FET2是第一整流元件的示例，電晶體FET4是第二整流元件的示例，電晶體FET3是第二開關元件的示例，扼流線圈L1是電感元件的示例，並且控制電路11是控制部件的示例。另外，電晶體FET 1b是第一開關元件的示例，電晶體FET 2b是第二開關元件的示例，電晶體FET3b是第三開關元件的示例，電晶體FET4b是第四開關元件的示例，PWM控制電路是控制信號生成電路的示例，電壓比較器COMP2是比較器的示例，並且與電路AND1是屏蔽電路的示例。
根據本發明的升壓/降壓型DC-DC變換器及其控制方法和控制電路，首先可以提供這樣一種升壓/降壓型DC-DC變換器，其中電感電流的電流峰峰值被抑制並且開關元件的平均開關頻率可以被同時降低，並且高效率可以被實現。其次可以提供一種能夠在實現軟啟動控制和暗電流防止的同時執行升壓操作的升壓/降壓型DC-DC變換器。
權利要求
1.一種升壓/降壓型直流-直流變換器的控制方法，所述變換器包括第一開關元件，其被連接在電壓輸入端子與電感元件的一個端子之間；第一整流元件，其被連接在基準電位與所述電感元件的一個端子之間；第二整流元件，其被連接在電壓輸出端子與所述電感元件的另一個端子之間；以及第二開關元件，其被連接在所述基準電位與所述電感元件的另一個端子之間，所述方法包括第一狀態，其中所述第一和第二開關元件導通；第二狀態，其中所述第一和第二開關元件截止；第三狀態，其中所述第一開關元件導通並且所述第二開關元件截止，並且還包括第一周期操作，其包括所述第二狀態並且是在第一周期中執行的；以及第二周期操作，其包括所述第一狀態和第三狀態並且是在長於所述第一周期的第二周期中執行的。
2.根據權利要求1所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制方法，其中所述第一周期操作包括以下步驟通過設置所述第一狀態而開始，以及當所述電感元件的電流達到預定值時從所述第一狀態切換到所述第二狀態。
3.根據權利要求1所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制方法，其中所述第一周期操作包括通過設置所述第二狀態而開始的步驟。
4.根據權利要求1所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制方法，其中所述第二周期操作包括以下步驟通過設置所述第一狀態而開始；以及當所述電感元件的電流達到預定值時從所述第一狀態切換到所述第三狀態。
5.根據權利要求4所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制方法，其中所述第二周期的長度是所述第一周期長度的n倍，其中n是1或者更大的實數。
6.根據權利要求5所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制方法，其中所述n是2或者更大的自然數。
7.根據權利要求1所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制方法，其中所述第一整流元件是第三開關元件，所述第二整流元件是第四開關元件，所述第三和第四開關元件在所述第一狀態下截止，所述第三和第四開關元件在所述第二狀態下導通，並且在所述第三狀態下，所述第四開關元件導通，並且所述第三開關元件截止。
8.一種升壓/降壓型直流-直流變換器的控制電路，包括第一開關元件，其被連接在電壓輸入端子與電感元件的一個端子之間；第一整流元件，其被連接在基準電位與所述電感元件的一個端子之間；第二整流元件，其被連接在電壓輸出端子與所述電感元件的另一個端子之間；第二開關元件，其被連接在所述基準電位與所述電感元件的另一個端子之間；以及控制部件，其用於控制第一狀態，其中所述第一和第二開關元件導通；第二狀態，其中所述第一和第二開關元件截止；以及第三狀態，其中所述第一開關元件導通並且所述第二開關元件截止，所述控制電路還包括第一周期操作，其包括所述第二狀態並且是在第一周期中執行的；以及第二周期操作，其包括所述第一狀態和第三狀態並且是在長於所述第一周期的第二周期中執行的。
9.根據權利要求8所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制電路，還包括作為所述第一整流元件的第三開關元件，以及作為所述第二整流元件的第四開關元件，其中，所述控制部件在所述第一狀態下關斷所述第三和第四開關元件，在所述第二狀態下接通所述第三和第四開關元件，並且在所述第三狀態下接通所述第四開關元件並關斷所述第三開關元件。
10.一種升壓/降壓型直流-直流變換器，包括第一開關元件，其被連接在電壓輸入端子與電感元件的一個端子之間；第一整流元件，其被連接在基準電位與所述電感元件的一個端子之間；第二整流元件，其被連接在電壓輸出端子與所述電感元件的另一個端子之間；第二開關元件，其被連接在所述基準電位與所述電感元件的另一個端子之間；以及控制部件，其用於控制第一狀態，其中所述第一和第二開關元件導通；第二狀態，其中所述第一和第二開關元件截止；以及第三狀態，其中所述第一開關元件導通並且所述第二開關元件截止，所述變換器還包括第一周期操作，其包括所述第二狀態並且是在第一周期中執行的；以及第二周期操作，其包括所述第一狀態和第三狀態並且是在長於所述第一周期的第二周期中執行的。
11.一種升壓/降壓型直流-直流變換器的控制電路，包括第一開關元件，其連接在電壓輸入端子與電感元件的第一端子之間，所述第一開關元件包括反並聯二極體，所述反並聯二極體在從所述電感元件的第一端子到所述電壓輸入端子的方向上傳導；第二開關元件，其連接在基準電位與所述電感元件的第一端子之間；第三開關元件，其連接在所述基準電位與所述電感元件的第二端子之間；第四開關元件，其連接在電壓輸出端子與所述電感元件的第二端子之間；軟啟動控制電路，用於輸出軟啟動信號以隨著時間流逝而進行升壓或降壓；誤差放大器，用於對基準電壓和所述軟啟動信號中的較低者與所述輸出電壓之間的誤差進行放大，所述基準電壓用於確定輸出電壓的設置電壓；以及開關控制電路，在輸出電壓低於輸入電壓的時段期間，所述開關控制電路根據來自所述誤差放大器的輸出而交替地切換第一狀態和第二狀態，在所述第一狀態下所述第一和第三開關元件導通，在所述第二狀態下所述第二和第四開關元件導通，並且在輸出電壓高於輸入電壓的時段期間，所述開關控制電路在所述第一開關元件和所述第二開關元件被分別設置為導通和截止的情況下根據來自所述誤差放大器的輸出而交替地開關所述第三開關元件和所述第四開關元件。
12.根據權利要求11所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制電路，其中，所述開關控制電路包括控制信號生成電路，用於輸出控制信號，所述控制信號所具有的脈寬取決於來自所述誤差放大器的輸出信號的電平；比較器，用於將所述輸出電壓與所述輸入電壓進行比較；屏蔽電路，取決於所述比較器獲得的結果，其在所述輸出電壓低於所述輸入電壓的時段期間允許所述控制信號通過，並且在所述輸出電壓高於所述輸入電壓的時段期間屏蔽所述控制信號。
13.根據權利要求12所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制電路，其中，在所述輸出電壓高於所述輸入電壓的時段期間將來自所述比較器的輸出設為低電平，並且所述屏蔽電路是與電路。
14.根據權利要求11所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制電路，其中，所述誤差放大器包括第一端子，所述輸出電壓被輸入到所述第一端子，所述第一端子具有第一極性；第二端子，所述基準電壓被輸入到所述第二端子，所述第二端子具有第二極性；以及第三端子，所述軟啟動信號被輸入到所述第三端子，所述第三端子具有所述第二極性。
15.根據權利要求12所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制電路，其中，所述誤差放大器包括第一端子，所述輸出電壓被輸入到所述第一端子，所述第一端子具有第一極性；第二端子，所述基準電壓被輸入到所述第二端子，所述第二端子具有第二極性；以及第三端子，所述軟啟動信號被輸入到所述第三端子，所述第三端子具有所述第二極性。
16.根據權利要求13所述的升壓/降壓型直流-直流變換器的控制電路，其中，所述誤差放大器包括第一端子，所述輸出電壓被輸入到所述第一端子，所述第一端子具有第一極性；第二端子，所述基準電壓被輸入到所述第二端子，所述第二端子具有第二極性；以及第三端子，所述軟啟動信號被輸入到所述第三端子，所述第三端子具有所述第二極性。
17.一種升壓/降壓型直流-直流變換器的控制方法，所述變換器包括第一開關元件，其連接在電壓輸入端子與電感元件的第一端子之間；第二開關元件，其連接在基準電位與所述電感元件的第一端子之間；第三開關元件，其連接在所述基準電位與所述電感元件的第二端子之間；以及第四開關元件，其連接在電壓輸出端子與所述電感元件的第二端子之間，所述方法包括以下步驟將所述第一到第四開關元件關斷；響應於啟動命令，交替地重複第一狀態和第二狀態，在所述第一狀態下所述第一和第三開關元件被接通，在所述第二狀態下所述第二和第四開關元件被接通；以及當輸出電壓變得高於輸入電壓時，將所述第一開關元件和所述第二開關元件分別保持為導通和截止，並且響應於來自所述誤差放大器的輸出而交替地重複所述第三開關元件的接通和所述第四開關元件的接通。
18.一種升壓/降壓型直流-直流變換器，包括第一開關元件，其連接在電壓輸入端子與電感元件的第一端子之間，所述第一開關元件包括反並聯二極體，所述反並聯二極體在從所述電感元件的第一端子到所述電壓輸入端子的方向上傳導；第二開關元件，其連接在基準電位與所述電感元件的第一端子之間；第三開關元件，其連接在所述基準電位與所述電感元件的第二端子之間；第四開關元件，其連接在電壓輸出端子與所述電感元件的第二端子之間；軟啟動控制電路，用於輸出軟啟動信號以隨著時間流逝而進行升壓或降壓；誤差放大器，用於對基準電壓和所述軟啟動信號中的較低者與所述輸出電壓之間的誤差進行放大，所述基準電壓用於確定輸出電壓的設置電壓；以及開關控制電路，在輸出電壓低於輸入電壓的時段期間，所述開關控制電路根據來自所述誤差放大器的輸出而交替地切換第一狀態和第二狀態，在所述第一狀態下所述第一和第三開關元件導通，在所述第二狀態下所述第二和第四開關元件導通，並且在輸出電壓高於輸入電壓的時段期間，所述開關控制電路在所述第一開關元件和所述第二開關元件被分別設置為導通和截止的情況下根據來自所述誤差放大器的輸出而交替地開關所述第三開關元件和所述第四開關元件。
全文摘要
本發明提供了能夠實現高效率的升壓/降壓型直流－直流變換器的控制電路和控制方法。在狀態(1)下，扼流線圈(L1)的端子(Tx)連接到輸入端子(Tin)，並且端子(Ty)連接到基準電位。在狀態(2)下，端子(Tx)連接到基準電位，並且端子(Ty)連接到輸出端子(Tout)。在狀態(3)下，端子(Tx)連接到輸入端(Tin)，並且端子(Ty)連接到輸出端子(Tout)。第一周期操作(TO1)由狀態(1)和(2)組成，並且第二周期操作(TO2)由狀態(1)和(3)組成。期間執行第二周期操作(TO2)的第二周期(T2)的長度值是期間執行第一周期操作(TO1)的第一周期(T1)的n倍。在第二周期操作(TO2)中，狀態(1)被切換到狀態(3)使得電感電流(IL)的增加斜率被降低。
文檔編號H02M3/155GK101090234SQ20071010942
公開日2007年12月19日 申請日期2007年6月18日 優先權日2006年6月16日
發明者永井龍太, 松本敬史, 稻富研一 申請人:富士通株式會社