音頻信號頻帶擴展裝置及方法

2023-05-10 06:28:51

專利名稱：音頻信號頻帶擴展裝置及方法
技術領域：
本發明涉及一種用來實現音頻機器中的音頻信號的再生音特別是高音域的再生音質的提高，擴展能夠再生出適於人耳的音頻信號的音頻信號的頻帶的方法及裝置，特別是涉及一種通過對所輸入的音頻信號進行數位訊號處理來輸入的音頻信號頻帶擴展裝置及方法。另外，還涉及具有上述音頻信號頻帶擴展裝置的光碟系統、包含有上述音頻信號頻帶擴展方法的各步驟的程序、以及存儲有上述程序的計算機可讀存儲介質。
背景技術：
例如，國際申請公開第WO00/70769號的小冊子中，公布了一種用來擴展音頻信號的頻帶的方法及裝置(以下稱作現有例)。該現有例中，根據所輸入的音頻信號生成高次諧波成分，同時檢測出其電平，另外，產生與所輸入的音頻信號獨立的作為隨機高次諧波成分的噪聲信號。接下來，對應於上述所檢測出的電平來變化所產生的噪聲信號電平之後，在電平變化了的噪聲信號的電平中加上上述所生成的高次諧波成分，對該相加結果信號執行規定的帶通濾波處理。進一步，調整上述所輸入的音頻信號的電平，並加給執行了帶通濾波處理後的信號，將該相加結果信號作為該裝置的輸出信號進行輸出。
上述現有例中，為了產生作為與所輸入的音頻信號獨立的隨機高次諧波成分的噪聲信號，需要與所輸入的音頻信號電平相適應，由於需要電平檢測機構，或用于振幅調整的可變放大衰減機構，因此音頻信號的上升延遲，頻譜連續性不自然等，無法得到頻率特性與時間特性均能夠滿足的音頻信號。

發明內容
本發明的目的在於解決以上問題，提供一種與現有例相比具有簡單的構成，且具有得到了改善的頻率特性以及時間特性，能夠產生頻帶擴展了的音頻信號的音頻信號頻帶擴展裝置及方法。
另外，本發明的另一目的在於，提供一種具有上述音頻信號頻帶擴展裝置的光碟系統、包含有上述音頻信號頻帶擴展方法的各步驟的程序、以及存儲有上述程序的計算機可讀存儲介質。
為解決上述問題，第1發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於，具有噪聲產生機構，其根據將輸入信號由帶通濾波機構進行了帶通濾波之後的部分頻帶的信號電平，與上述輸入信號的電平中的任一方變化的方式生成電平相關的噪聲信號；信號處理機構，其對上述所產生的噪聲信號乘上規定的傳遞函數，使其在加法機構的相加時在規定的擴展頻帶信號的下限頻率中上述輸入信號和電平實質上相一致，且保持頻譜連續性的方式，輸出乘法結果的信號；以及加法機構，其將上述輸入信號與來自上述信號處理機構的輸出信號相加，輸出相加結果的信號。
上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，還具有第1變換機構，其插入設置在上述帶通濾波機構的前段，對上述輸入信號進行A/D變換；以及第2變換機構，其插入設置在上述信號處理機構與上述加法機構之間，對來自上述信號處理機構的輸出信號進行D/A變換。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，還具有過採樣型低通濾波機構，其插入設置在上述帶通濾波機構的前段以及上述加法機構的前段，將上述輸入信號進行過採樣且低通濾波，再輸出給上述帶通濾波機構以及上述加法機構。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，還具有過採樣型低通濾波機構，其插入設置在上述加法機構的前段，將上述輸入信號進行過採樣且低通濾波，再輸出給上述加法機構；以及過採樣機構，其插入設置在上述噪聲產生機構與上述信號處理機構之間，對來自上述噪聲產生機構的噪聲信號進行過採樣，輸出給上述信號處理機構。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述噪聲產生機構還具有電平信號產生機構，其檢測出輸入給上述噪聲產生機構的信號的電平，產生具有所檢測出電平的電平信號並輸出；噪聲信號產生機構，其按照輸入給上述噪聲產生機構的信號，生成噪聲信號並輸出；以及乘法機構，其將來自上述電平信號產生機構的電平信號，與來自上述噪聲信號產生機構的噪聲信號相乘，並輸出乘法結果的噪聲信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述噪聲信號產生機構，具有Δ-∑調製型量化器，產生輸入給上述噪聲信號產生機構的信號的量化噪聲信號，作為上述噪聲信號輸出。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述噪聲產生機構具有第1切出機構，其從輸入給上述噪聲產生機構的信號中切出規定的高位位，並作為包含有高位位的信號輸出；第2切出機構，其從輸入給上述噪聲產生機構的信號中切出規定的中間位與規定的低位位中的至少一方，並作為包含有該至少一方位的信號輸出；以及乘法機構，其將來自上述第1切出機構的信號，與來自上述第2切出機構的信號相乘，輸出相乘結果的噪聲信號。
這裡，上述第2切出機構的特徵在於，在互不相同的位位置且以規定的位寬度，將中間位以及低位位，與兩個中間位中的任一方切出之後再相加，輸出相加結果的信號。或者，上述第2切出機構的特徵在於，在互不相同的位位置且以規定的位寬度，將中間位以及兩個低位位和3個中間位中的任一方切出之後再相加，輸出相加結果的信號。或者，上述音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於，還具有獨立噪聲產生機構，其產生與上述輸入信號獨立的噪聲信號；以及另一個加法機構，其將來自上述第2切出機構的噪聲信號，與來自上述獨立噪聲產生機構的噪聲相加，輸出給上述乘法機構。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述獨立噪聲產生機構，產生互不相同的多個噪聲信號，將上述多個噪聲信號相加並輸出。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述獨立噪聲產生機構，產生菱形高頻振動型噪聲信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述噪聲產生機構具有非均勻量化機構，其對輸入給上述噪聲產生機構的信號，將該信號的電平進行非均勻量化並輸出；逆量化機構，其對來自上述非均勻量化機構的信號，執行與上述非均勻量化機構的處理相反的處理，並輸出；以及減法機構，其通過計算出輸入給上述噪聲產生機構的信號，與來自上述逆量化機構的信號之間的差，產生輸入給上述噪聲產生機構的信號的量化噪聲信號並輸出。
這裡，在上述音頻信號頻帶擴展裝置中，上述非均勻量化機構，以隨著輸入信號的電平的增大，增大量化步幅的方式，對輸入信號進行量化。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於上述非均勻量化機構，將L位的線性編碼的行程長度(run length)壓縮成1/N，產生M位的數據並輸出，這裡，L、M以及N為2以上的正整數。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於上述非均勻量化機構，將由規定邏輯的位在高位位連續的連續數據Q0、中斷上述連續數據Q0的連續性的反轉位T0、以及上述反轉位T0以後的低位數據D0所構成的L位的線性編碼，變換成由壓縮上述連續數據Q0的行程長度所得到的壓縮過的連續數據Q1、中斷上述壓縮過的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示在壓縮上述行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及對上述低位數據D0進行捨入所得到的暫時數據D1所構成的M位的壓縮數據並輸出；這裡，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度為L1，N為2以上的整數時，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度L1以及壓縮剩餘數據F1，通過L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0 mod N來表示，這裡，Int為表示參數的整數值的函數，A mod B表示將A除以B所得到的餘數的函數。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於上述逆量化機構，對由規定邏輯的位在高位連續的壓縮過的連續數據Q1、中斷上述壓縮過的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示在壓縮行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及暫時數據D1所構成的壓縮數據，將上述Q1的行程長度擴展到N倍，添加對應於上述F1的值的長度的連續數據，添加中斷Q0的連續性的反轉位T0，接著添加上述暫時數據D1，讀出連續數據Q0、反轉位T0以及暫時數據D0，輸出擴展數據；這裡，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度為L1，從壓縮剩餘數據F1所求出的剩餘為F1，n為2以上的整數時，通過L0＝L1*n+F1以及D0＝D1來表示，這裡，*為表示乘法的運算符號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於上述非均勻量化機構，對所輸入的線性編碼，進行具有規定有效位長的浮點編碼，並輸出該編碼信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述噪聲產生機構具有表格存儲機構，其保存輸入給上述噪聲產生機構的信號，與隨著其電平進行變化從而電平相關的噪聲信號之間的關係；以及變換機構，其對輸入給上述噪聲產生機構的信號進行響應，從上述表格存儲機構讀出對應於該信號的噪聲信號並輸出另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述信號處理機構，至少具有第1濾波機構，對比上述輸入信號的頻帶高的頻帶進行濾波並取出。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述信號處理機構，至少具有1/f濾波機構，對輸入給上述信號處理機構的信號的高頻頻譜，付與1/f的降低特性。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述信號處理機構，至少具有回波添加處理機構，對輸入給上述信號處理機構的信號的高頻頻譜，添加回波信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展裝置中，其特徵在於，上述信號處理機構，至少具有第2濾波機構，對比輸入給上述信號處理機構的信號的頻帶高的頻帶，進行濾波並取出，使其包括超出奈奎斯特頻率的頻帶。
第2發明的相關音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於，具有噪聲產生步驟，其產生隨著由帶通濾波步驟對輸入信號進行帶通濾波之後的部分頻帶的信號電平，和上述輸入信號的電平中的任一方變化的電平相關的噪聲信號；信號處理步驟，其給上述所產生的噪聲信號乘上規定的傳遞函數，使其在加法步驟的相加時在規定的擴展頻帶信號的下限頻率中與上述輸入信號電平實質上相一致，且保持頻譜連續性，輸出乘法結果的信號；以及加法步驟，其將上述輸入信號與自上述信號處理步驟的輸出信號相加，輸出相加結果的信號。
上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於，還具有第1變換步驟，其插入在上述帶通濾波步驟的前段被執行，對上述輸入信號進行A/D變換；以及第2變換步驟，其插入在上述信號處理步驟與上述加法步驟之間被執行，對自上述信號處理步驟的輸出信號進行D/A變換。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於，還具有過採樣型低通濾波步驟，其插入在上述帶通濾波步驟的前段以及上述加法步驟的前段被執行，將上述輸入信號進行過採樣且低通濾波，再輸出給上述帶通濾波步驟以及上述加法步驟。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於，還具有過採樣型低通濾波步驟，其插入在上述加法步驟的前段被執行，將上述輸入信號進行過採樣且低通濾波，再輸出給上述加法步驟；以及過採樣步驟，其插入在上述噪聲產生步驟與上述信號處理步驟之間被執行，對來自上述噪聲產生步驟的噪聲信號進行過採樣，輸出給上述信號處理步驟。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於，上述噪聲產生步驟具有電平信號產生步驟，其檢測出上述噪聲產生步驟所輸入的信號的電平，產生具有所檢測出的電平的電平信號並輸出；噪聲信號產生步驟，其按照上述噪聲產生步驟所輸入的信號，生成噪聲信號並輸出；以及乘法步驟，其將來自上述電平信號產生步驟的電平信號，與來自上述噪聲信號產生步驟的噪聲信號相乘，並輸出乘法結果的噪聲信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述噪聲信號產生步驟，包括Δ-∑調製型量化步驟，產生在上述噪聲信號產生步驟中所輸入的信號的量化噪聲信號，作為上述噪聲信號輸出。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述噪聲產生步驟具有第1切出步驟，其從上述噪聲產生步驟所輸入的信號中切出規定的高位位，並作為包含有高位位的信號輸出；第2切出步驟，其從上述噪聲產生步驟所輸入的信號中切出規定的中間位與規定的低位位中的至少一方，並作為包含有該至少一方位的信號輸出；以及乘法步驟，其將來自上述第1切出步驟的信號，與來自上述第2切出步驟的信號相乘，輸出相乘結果的噪聲信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述第2切出步驟，在互不相同的位位置且以規定的位寬度，將中間位以及低位位，與兩個中間位中的任一方切出之後再相加，輸出相加結果的信號。或者，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述第2切出步驟，在互不相同的位位置且以規定的位寬度，將中間位以及兩個低位位和3個中間位中的任一方切出之後再相加，輸出相加結果的信號。或者，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於，包括產生與上述輸入信號獨立的噪聲信號的獨立噪聲產生步驟；以及另一個加法步驟，其將來自上述第2切出步驟的噪聲信號，與來自上述獨立噪聲產生步驟的噪聲相加，輸出給上述乘法步驟。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述獨立噪聲產生步驟，產生互不相同的多個噪聲信號，將上述多個噪聲信號相加並輸出。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述獨立噪聲產生步驟，產生菱形高頻振動型噪聲信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述噪聲產生步驟具有非均勻量化步驟，其對在上述噪聲產生步驟中所輸入的信號，將該信號的電平進行非均勻量化並輸出；逆量化步驟，其對來自上述非均勻量化步驟的信號，執行與上述非均勻量化步驟的處理相反的處理，並輸出；以及減法步驟，其通過計算出在上述噪聲產生步驟中輸入的信號，與來自上述逆量化步驟的信號之間的差，產生在上述噪聲產生步驟中所輸入的信號的量化噪聲信號並輸出。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述非均勻量化步驟，對輸入信號進行量化，使其隨著輸入信號的電平增大，量化步幅也變大。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述非均勻量化步驟，將L位的線性編碼的行程長度壓縮成1/N，產生M位的數據並輸出，這裡，L、M以及N為2以上的正整數。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述非均勻量化步驟，將由規定邏輯的位在高位連續的連續數據Q0、中斷上述連續數據Q0的連續性的反轉位T0、以及上述反轉位T0以後的低位數據D0所構成的L位的線性編碼，變換成由壓縮上述連續數據Q0的行程長度所得到的壓縮過的連續數據Q1、中斷上述壓縮過的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示在壓縮上述行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及對上述低位數據D0進行捨入所得到的暫時數據D1所構成的M位的壓縮數據並輸出；這裡，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度為L1，n為2以上的整數時，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度L1以及壓縮剩餘數據F1，通過L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0 mod N來表示，這裡，Int為表示參數的整數值的函數，A mod B表示將A除以B所得到的餘數的函數。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述逆量化步驟，對由規定邏輯的位在高位連續的壓縮過的連續數據Q1、中斷上述壓縮過的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示在壓縮行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及暫時數據D1所構成的壓縮數據，將上述Q1的行程長度擴展到N倍，添加對應於上述F1的值的長度的連續數據，添加中斷Q0的連續性的反轉位T0，接著添加上述暫時數據D1，讀出連續數據Q0、反轉位T0以及暫時數據D0，輸出擴展數據；這裡，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度為L1，從壓縮剩餘數據F1所求出的剩餘為F1，N為2以上的整數時，通過L0＝L1*n+F1以及D0＝D1來表示，這裡，*為表示乘法的運算符號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述非均勻量化步驟，對所輸入的線性編碼，進行具有規定有效位長的浮點編碼，並輸出該編碼信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於，上述噪聲產生步驟具有表格存儲步驟，其保存上述噪聲產生步驟所輸入的信號，與隨著其電平進行變化從而電平相關的噪聲信號之間的關係；以及變換步驟，其在上述噪聲產生步驟中所輸入的信號進行響應，從上述表格存儲步驟讀出對應於該信號的噪聲信號並輸出；另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述信號處理步驟，至少具有第1濾波步驟，對比上述輸入信號的頻帶高的頻帶進行濾波並取出。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述信號處理步驟，至少具有1/f濾波步驟，對上述信號處理步驟所輸入的信號的高頻頻譜，作用1/f的降低特性。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述信號處理步驟，至少具有回波添加處理步驟，對在上述信號處理步驟中所輸入的信號的高頻頻譜，添加回波信號。
另外，上述音頻信號頻帶擴展方法中，其特徵在於上述信號處理步驟，至少具有第2濾波步驟，對比在上述信號處理步驟中所輸入的信號的頻帶高的頻帶，進行濾波並取出，使其包括超出奈奎斯特頻率的頻帶。
第3發明的相關光碟系統，其特徵在於，具有再生存儲在光碟中的音頻信號的再生裝置；以及擴展上述所再生的音頻信號的頻帶，輸出擴展後的音頻信號的上述音頻信號頻帶擴展裝置。
第4發明的相關程序，其特徵在於，包括上述音頻信號頻帶擴展方法中的各個步驟。
第5發明的相關計算機可讀存儲介質，其特徵在於，存儲有包括上述音頻信號頻帶擴展方法中的各個步驟的程序。
因此，通過採用本發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置及方法，能夠產生在輸入信號所具有的頻帶以上隨著輸入信號的電平而變化從而電平相關的噪聲信號，與輸入信號相加從而來保持頻譜的連續性，通過這樣，與現有的技術相比，能夠容易地產生音頻頻帶擴展了的信號。另外，由於如上所得到的頻帶擴展了的信號隨著原音的電平進行變化，且保持有頻譜的連續性，因此頻帶擴展了的信號的高頻成分並不是人工的，而是具有能夠自然聽取原音的這一特有效果。
另外，通過採用本發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置及方法，由於帶通濾波處理、電平相關型白噪聲產生處理以及信號處理，通過數位訊號處理來進行，因此不會發生因構成電路的部件的偏差或溫度特性所引起的性能偏差。另外，音頻信號每次通過電路時都不會發生音質惡化。另外，即使追求所構成的濾波器的精度，與模擬電路構成相比，電路規模也不會增大，且不會引起造價增加。
另外，通過採用本發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置及方法，通過在帶通濾波處理以及最後的加法處理之前，執行過採樣處理且執行低通濾波處理，能夠在A/D變換器的前段使用低階的模擬低通濾波器，通過這樣，能夠大幅減輕伴隨著濾波處理的相位偏移以及噪聲。另外，能夠降低量化噪聲，使得短量化位中的變換較容易。進而，能夠事先生成並使用比輸入信號X高的高次諧波成分，從而能夠容易地產生更高的高次諧波成分。
另外，通過採用本發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置及方法，在電平相關型白噪聲產生處理與信號處理之間插入過採樣處理並被執行，另外，在最後的加法處理之前被執行，對輸入信號進行過採樣處理以及低通濾波處理，通過這樣，能夠在比過採樣型低通濾波器與過採樣電路靠後的電路中，將信號速率設定得較高。換而言之，能夠將前段電路的信號速率設定得較低，簡化電路結構。
另外，通過採用本發明的相關光碟系統，能夠再生存儲在光碟中的音頻信號，擴展上述所再生的音頻信號的頻帶，輸出擴展後的音頻信號。通過這樣，能夠根據存儲在光碟中的音頻信號，與現有技術相比容易地產生音頻頻帶擴展了的信號。
另外，通過本發明的相關程序，能夠提供一種包括上述音頻信號頻帶擴展方法中的各個步驟的程序。
另外，通過採用本發明的相關計算機可讀存儲介質，能夠提供一種存儲有包括上述音頻信號頻帶擴展方法中的各個步驟的程序的存儲介質。


圖1為說明本發明的相關第1實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-1的構成的方框圖。
圖2為說明本發明的相關第2實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-2的構成的方框圖。
圖3為說明本發明的相關第3實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-3的構成的方框圖。
圖4為說明本發明的相關第4實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-4的構成的方框圖。
圖5為說明圖3及圖4中所示的過採樣型低通濾波器(LPF)120的構成的方框圖。
圖6為說明圖5的過採樣電路11的動作的信號波形圖。
圖7為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第1實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-1的構成的方框圖。
圖8為說明圖7的白噪聲產生電路300的構成的方框圖。
圖9為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第2實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-2的構成的方框圖。
圖10為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第3實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-3的構成的方框圖。
圖11為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第4實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-4的構成的方框圖。
圖12為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第5實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-5的構成的方框圖。
圖13為說明圖11的獨立型白噪聲產生電路380的構成的方框圖。
圖14為說明圖13的PN系列噪聲信號產生電路30-n(n＝1，2，...，N)的構成的方框圖。
圖15為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第6實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-6的構成的方框圖。
圖16A為說明圖9的電平相關型白噪聲產生電路300-2、300-5、300-6用位切出位置的位配置圖。
圖16B為說明圖9的電平相關型白噪聲產生電路300-2、300-5、300-6用位切出位置的的失真例的位配置圖。
圖17A為說明圖10的電平相關型白噪聲產生電路300-3用位切出位置的位配置圖。
圖17B為說明圖11的電平相關型白噪聲產生電路300-4用位切出位置的位配置圖。
圖18A為說明圖13的獨立型白噪聲產生電路380中N＝1時所產生的白噪聲信號的概率密度對振幅電平之函數的曲線圖。
圖18B為說明圖13的獨立型白噪聲產生電路380中N＝2時所產生的菱形噪聲信號的概率密度對振幅電平之函數的曲線圖。
圖18C為說明圖13的獨立型白噪聲產生電路380中N＝3時所產生的鐘形噪聲信號的概率密度對振幅電平之函數的曲線圖。
圖19為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第7實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-7的構成的方框圖。
圖20為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第8實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-8的構成的方框圖。
圖21為說明基於圖19及圖20的非均勻量化器351、352或353行程長度1/4壓縮浮點編碼，以及8位、16位或24位的線性編碼中的瞬時信噪比(瞬時S/N)對輸入電平的曲線圖。
圖22為說明基於圖19及圖20的非均勻量化器351、352或353行程長度1/4壓縮浮點編碼，以及8位、16位或24位的線性編碼中的量化噪聲電平對輸入電平的曲線圖。
圖23A為說明基於圖19及圖20的非均勻量化器351、352或353行程長度1/4壓縮浮點編碼之前的數據格式的圖。
圖23B為說明基於圖19及圖20的非均勻量化器351、352或353行程長度1/4壓縮浮點編碼之後的數據格式的圖。
圖24為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第9實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-9的構成的方框圖。
圖25為說明圖1至圖4的信號處理電路400的構成的方框圖。
圖26為說明圖25的1/f特性濾波器420的1/f特性的頻率特性的曲線圖。
圖27為說明圖25的1/f特性濾波器420的失真例的1/f2特性的頻率特性的曲線圖。
圖28為說明圖25的回波添加電路480的一實施例的橫向濾波器的構成的方框圖。
圖29A為圖3的第3實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-3的動作(p＝2時，也即為2倍的過採樣時)中的輸入信號X的頻譜圖。
圖29B為與圖29A相同的動作中的來自LPF120的輸出信號的頻譜圖。
圖29C為與圖29A相同的動作中的來自電路300的輸出信號的頻譜圖。
圖29D為與圖29A相同的動作中的來自電路400的頻譜圖。
圖29E為與圖29A相同的動作中的輸出信號W的頻譜圖。
圖30A為圖4的第4實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-4的動作(p＝2時，也即為2倍的過採樣時)中的輸入信號X的頻譜圖。
圖30B為與圖30A相同的動作中的來自電路300的輸出信號的頻譜圖。
圖30C為與圖30A相同的動作中的來自電路400的頻譜圖。
圖30D為與圖30A相同的動作中的輸出信號W的頻譜圖。
圖31A為圖3的第3實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-3的動作(p＝4時，也即為4倍的過採樣時)中的輸入信號X的頻譜圖。
圖31B為與圖31A相同的動作中的來自LPF120的輸出信號的頻譜圖。
圖31C為與圖31A相同的動作中的來自電路300的輸出信號的頻譜圖。
圖31D為與圖31A相同的動作中的來自電路400的頻譜圖。
圖31E為與圖31A相同的動作中的輸出信號W的頻譜圖。
圖32A為圖4的第4實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-4的動作(p＝4時，也即為4倍的過採樣時)中的輸入信號X的頻譜圖。
圖32B為與圖32A相同的動作中的來自電路320的輸出信號的頻譜圖。
圖32C為與圖32A相同的動作中的來自電路400的頻譜圖。
圖32D為與圖32A相同的動作中的輸出信號W的頻譜圖。
圖33A為說明作為圖31A至圖31E及圖32A至圖32D的失真例，代替1/f濾波器420的重疊噪聲失真去除用濾波器的特性的頻譜圖。
圖33B為來自圖33A的重疊噪聲失真去除用濾波器的輸出信號W的頻譜圖。
圖34為說明音頻信號頻帶擴展裝置的應用之一例的本發明的第5實施方式的相關光碟再生系統500的構成的方框圖。
具體實施例方式
下面對照附圖，對本發明的相關實施方式進行說明。另外，附圖中給同樣的構成要素標註同一符號，省略其詳細說明。
第1實施方式圖1為說明本發明的相關第1實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-1的構成的方框圖。該第1實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-1，如圖1所示，是插入在輸入端子101與輸出端子102之間的模擬信號處理電路，具有帶通濾波器(BPF)200、電平相關型白噪聲產生電路300、信號處理電路400、及加法器800。
圖1中，模擬音頻信號(以下稱作輸入信號)X經輸入端子101輸入給帶通濾波器200及加法器800。該輸入信號X，例如是從光碟(CD)所再生的信號，具有例如20Hz至20kHz的頻帶。帶通濾波器200，將輸入信號X的頻帶中的一部分頻帶(以下稱作部分頻帶。例如是高頻帶10kHz至20kHz的頻帶，或者另一例中是5kHz至15kHz的頻帶。)帶通濾波之後，輸出給電平相關型白噪聲產生電路300。接下來，電平相關型白噪聲產生電路300，產生具有按照經輸入端子301所輸入的部分頻帶的音頻信號的電平進行變化的電平，也即電平相關型電平的白噪聲信號，經輸出端子302輸出給信號處理電路400。另外，信號處理電路400，對所輸入的白噪聲信號，進行包括規定的帶通濾波處理、回波附加處理及電平調整處理的，可以說是乘上規定的傳遞函數的信號處理，將處理後的白噪聲信號輸出給加法器800。之後，加法器800，將來自信號處理電路400的白噪聲信號，與輸入信號X相加，將相加結果的頻帶擴展了的信號作為輸出信號W輸出。
另外，關於信號處理電路400的處理的詳細內容，將在後面對照圖25進行詳細說明。這裡，信號處理電路400的帶通濾波處理中的帶通頻帶的下限頻率，最好與輸入信號X的最大頻率實質上一致，最好在加法器800中的兩個信號的加法處理中，讓這兩個信號的該下限頻率中的電平實質上相一致，從而保持頻譜的連續性。另外，上述帶通濾波處理中的帶通頻帶的上限頻率，最好設為輸入信號X的最大頻率的2倍或4倍以上。另外，如果讓帶通濾波器200的上限頻率與奈奎斯特頻率相同，使得帶通濾波器200的帶通特性例如為10kHz至20kHz，則可以將帶通濾波器200替換成讓10kHz以上通過的高通濾波器。
根據以上所構成的音頻信號頻帶擴展裝置100-1，與現有例相比，不需要電平檢測，能夠通過簡單的構成容易地產生音頻頻帶擴展了的音頻信號。另外，由於所得到的頻帶擴展了的信號隨著輸入信號X的原音電平變化從而相關，且保持頻譜的連續性，因此頻帶擴展了的信號的高頻成分並不是人工的，具有能夠自然聽取原音的特有效果。
以上的實施方式中，設置了帶通濾波器200，但本發明並不僅限於此，也可以不設置。這種情況下，電平相關型白噪聲產生電路300，產生通過隨著輸入信號X的電平進行變化而電平相關的白噪聲信號。
第2實施方式圖2為說明本發明的第2實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-2的構成的方框圖。該第2實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-2，與圖1的音頻信號頻帶擴展裝置100-1相比，特徵在於，為了讓帶通濾波器(BPF)200、電平相關型白噪聲產生電路300以及信號處理電路400的各個處理，通過數位訊號處理代替模擬信號處理來執行，在帶通濾波器130的前段插入有A/D變換器130，同時在信號處理電路400的後段插入有D/A變換器131。以下對該不同點進行詳細說明。
圖2中，輸入信號X被A/D變換器130進行A/D變換，成為例如具有採樣頻率fs＝44.1kHz，字長＝16位的信號。另外，D/A變換器131對來自信號處理電路400的輸出信號進行D/A變換，將模擬音頻信號輸出給加法器800。之後，加法器800將為模擬信號的輸入信號，與D/A變換過的頻帶擴展信號相加，輸出相加結果的音頻信號。
通過採用如上所構成的音頻信號頻帶擴展裝置100-2，具有與圖1的音頻信號頻帶擴展裝置100-1相同的作用效果，同時，由於帶通濾波器(BPF)200、電平相關型白噪聲產生電路300以及信號處理電路400的各個處理，通過數位訊號處理來進行，因此能夠使用數位訊號處理器(以下稱作DSP)等，通過軟體指定該處理並執行，硬體的構成與現有例相比變得簡單。另外，這種情況下，通過變更軟體，能夠容易地變更上述數位訊號處理的處理內容。
第3實施方式圖3為說明本發明的第3實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-3的構成的方框圖。該第3實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-3，與圖1的音頻信號頻帶擴展裝置100-1相比，有以下點不同。
(1)輸入信號X與輸出信號W採用數字音頻信號。
(2)音頻信號頻帶擴展裝置100-3內的處理均通過數位訊號處理來執行。
(3)帶通濾波器(BPF)200及加法器120的前段，插入有過採樣型低通濾波器(LPF)120。
以下對該不同點進行詳細說明。
圖3中，為數字音頻信號的輸入信號X經輸入端子101輸入給過採樣型低通濾波器120。該數字音頻信號，例如是從光碟(CD)所再生的信號，此時，該信號是具有採樣頻率fs＝44.1kHz，字長＝16位的信號。過採樣型低通濾波器120是如下的數字濾波器電路，如圖5所示，具有過採樣電路11，與數字低通濾波器(LPF)12，將經輸入信號101所輸入的數字音頻信號的採樣頻率fs增大p倍(p為2以上的正整數)，且將頻率fs/2至頻率pfs/2的不需要的頻帶的信號衰減60dB以上。
例如，在p＝2時，具有採樣頻率fs(採樣周期Ts＝1/fs)的數字音頻信號，輸入給過採樣電路11，過採樣電路11對所輸入的數字音頻信號的數據D1，如圖6所示，通過在相鄰的兩個數據D1的中間位置(關於時間軸)以採樣周期Ts插入零數據D2進行插補，來執行過採樣處理，變換成具有採樣頻率2fs(採樣周期Ts/2)的數字音頻信號之後，輸出給數字低通濾波器12。數字低通濾波器12具有(a)頻率0～0.45fs的通過頻帶；(b)頻率0.54fs～fs的截止頻帶；(c)頻率fs以上為60dB以上的衰減量；通過對所輸入的數字音頻信號進行低通濾波，進行頻帶控制，將上述過採樣處理所產生重疊噪聲去除，從而實質上只讓具有輸入數字音頻信號的有效頻帶(頻率0～0.45fs)通過之後，輸出給圖3的加法器800以及帶通濾波器200。
另外，加法器800將過採樣且低通濾波過的數字音頻信號，與來自信號處理電路400的數字頻帶擴展信號相加，將相加結果之音頻信號作為輸出信號W輸出。
通過採用如上所構成的音頻信號頻帶擴展裝置100-3，具有與圖1以及圖2的音頻信號頻帶擴展裝置100-1、100-2相同的作用效果，同時，所有的處理都通過數位訊號處理來執行，因此能夠使用DSP等，通過軟體指定該處理並執行，硬體的構成與現有例相比變得簡單。另外，這種情況下，通過變更軟體，能夠容易地變更上述數位訊號處理的處理內容。另外，由於使用過採樣型低通濾波器120對輸入信號X執行過採樣處理以及低通濾波處理，因此具有以下的特有效果(1)由於能夠在A/D變換器的前段使用低階的模擬低通濾波器，通過這樣，能夠大幅減輕伴隨著濾波處理的相位失真以及噪聲。
(2)能夠降低量化噪聲，使得短量化位的變換較容易。
(3)能夠事先生成並使用比輸入信號X高的高次諧波成分，能夠容易地產生更高的高次諧波成分。
第4實施方式圖4為說明本發明的第4實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-4的構成的方框圖。該第4實施方式的音頻信號頻帶擴展裝置100-4，與圖3的音頻信號頻帶擴展裝置100-3相比，有以下點不同。
(1)過採樣型帶通濾波器120插入在輸入端子101與加法器800之間(2)電平相關型白噪聲產生電路300與信號處理電路400之間，插入過採樣電路121。
以下對該不同點進行詳細說明。
圖4中，過採樣型低通濾波器120對輸入信號X進行過採樣處理以及低通濾波處理，並輸出給加法器800。另外，過採樣電路121對電平相關型白噪聲產生電路300所輸出的白噪聲信號執行了過採樣處理之後，輸出給信號處理電路400。所以，能夠將過採樣型低通濾波器120及過採樣電路121之後的電路中的信號速率設定得較高。換而言之，能夠將前段的電路的信號速率設定得較低，簡化電路結構。通過採用如上所構成的音頻信號頻帶擴展裝置100-4，具有與第3實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-3同樣的作用效果。
第1實施例圖7為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第1實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-1的構成的方框圖。圖7中，電平相關型白噪聲產生電路300-1，特徵在於，具有輸入端子301與輸出端子302，由電平信號產生電路310、白噪聲信號產生電路320、以及乘法器340構成。
圖7中，具有規定部分頻帶的音頻信號，經輸入端子301輸入給電平信號產生電路310與白噪聲產生電路320。電平信號產生電路310檢測出所輸入的音頻信號的電平，產生具有所檢測出的電平的電平信號，輸出給乘法器340。該電平信號產生電路310的具體例子，為圖9至圖12的高位位切出電路311，輸入信號的高位位表示其電平，從高位位切出電路311所輸出的位的信號，表示輸入信號的大概電平。另外，白噪聲信號產生電路320，例如由圖8的1階Δ-∑調製型量化器20構成，產生與輸入信號的電平無關的大致固定電平的白噪聲信號，輸出給乘法器340。之後，乘法器340將所輸入的白噪聲信號與電平信號相乘，通過這樣，產生白噪聲信號的電平對應於電平信號進行變化的白噪聲信號，經輸出端子302輸出。
圖8為說明圖7的白噪聲信號產生電路320的構成的方框圖。圖8中，白噪聲信號產生電路320，由1階Δ-∑調製型量化器20構成，該量化器20，由減法器21、進行量化器的量化器22、減法器23、以及進行1次採樣延遲的延遲電路24構成。
圖8中，來自帶通濾波器200的輸入信號經輸入端子301輸出給減法器21。減法器81將來自帶通濾波器200的音頻信號減去來自延遲電路24的音頻信號，將減法結果的音頻信號經延遲電路24輸出給減法器21。從上述減法器23所輸出的減法結果的音頻信號，是表示量化時所產生的噪聲的量化噪聲信號，該量化噪聲信號經輸出端子303輸出給乘法器340。如圖8構成的1階Δ-∑調製型量化器20中，根據來自過採樣型低通濾波器1的數字音頻信號，產生進行了1階Δ-∑調製的調製信號，也即，能夠產生作為基於原音的音頻信號所產生的頻帶信號的噪聲信號。
另外，圖8的白噪聲信號產生電路320中，使用1階Δ-∑調製型量化器20，但本發明並不僅限於此，還可以使用多階Δ-∑調製型量化器。另外，還可以代替Δ-∑調製型量化器，使用對所輸入的音頻信號進行∑-Δ調製的∑-Δ調製型量化器。
第2實施例圖9為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第2實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-2的構成的方框圖。圖9中，電平相關型白噪聲產生電路300-2，具有輸入端子301與輸出端子302，且由高位位切出電路311、低位位切出電路321、以及乘法器340構成。這裡，高位位切出電路311，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，如圖16A或圖16B所示，例如切出高位10位(b0-b9)，將該10位的信號作為電平檢測信號輸出給乘法器340。這裡，最高位位b0為符號位P。另外，低位位切出電路321，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，例如圖16A所示，切出最低位位8位(b16-b23)，或者如圖16B所示，例如切出比上述高位位低的規定的低位位(b8-b15)，該8位的信號雖然與輸入信號相關，但作為隨機變化的白噪聲信號產生並輸出給乘法器340。另外，乘法器340通過將所輸入的白噪聲信號與電平信號相乘，產生白噪聲信號的電平對應於電平信號進行變化的白噪聲信號，經輸出端子302輸出。
另外，圖16B的情況下，例如，在輸入信號X的字長的規定有效字長以下被捨入，低位位部分為固定數據的情況下，以規定位寬度切出有效字長範圍內的中間部分的位。
第3實施例圖10為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第3實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-3的構成的方框圖。圖10中，電平相關型白噪聲產生電路300-3，具有輸入端子301與輸出端子302，且由高位位切出電路311、中間位切出電路331、低位位切出電路321、以及乘法器340構成。這裡，高位位切出電路311，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，如圖17A所示，例如切出高位10位(b0-b9)，將該10位的信號作為電平檢測信號輸出給乘法器340。另外，中間位切出電路331，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，例如圖17A所示，切出中間位6位(b10-b15)，該6位的信號雖然與輸入信號相關，但作為隨機變化的白噪聲信號產生並輸出給乘法器340。另外，低位位切出電路321，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，例如圖17A所示，切出最低位位8位(b16-b23)，該8位的信號雖然與輸入信號相關，但作為隨機變化的白噪聲信號產生並輸出給乘法器340。這樣，乘法器340通過將所輸入的兩個白噪聲信號與電平信號相乘，產生白噪聲信號的電平對應於電平信號進行變化的白噪聲信號，經輸出端子302輸出。
第4實施例圖11為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第4實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-4的構成的方框圖。圖11中，電平相關型白噪聲產生電路300-4，具有輸入端子301與輸出端子302，且由高位位切出電路311、3個低位位切出電路321、322、323、以及乘法器340。這裡，高位位切出電路311，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，如圖17B所示，例如切出高位10位(b0-b9)，將該10位的信號作為電平檢測信號輸出給乘法器340。另外，低位位切出電路321，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，例如圖17B所示，切出低位位6位(b16-b21)，該6位的信號雖然與輸入信號相關，但作為隨機變化的白噪聲信號產生並輸出給乘法器340。另外，低位位切出電路322，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，例如圖17B所示，切出低位6位(b17-b22)，該6位的信號雖然與輸入信號相關，但作為隨機變化的白噪聲信號產生並輸出給乘法器340。另外，低位位切出電路323，從經輸入端子301所輸入的輸入信號中，例如圖17B所示，切出最低位位6位(b18-b23)，該6位的信號雖然與輸入信號相關，但作為隨機變化的白噪聲信號產生並輸出給乘法器340。這樣，乘法器340通過將所輸入的兩個白噪聲信號與電平信號相乘，產生白噪聲信號的電平對應於電平信號進行變化的白噪聲信號，經輸出端子302輸出。
第5實施例圖12為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第5實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-5的構成的方框圖。圖12中，電平相關型白噪聲產生電路300-5，具有輸入端子301與輸出端子302，且由高位位切出電路311、低位位切出電路321、獨立型白噪聲產生電路380、加法器330、以及乘法器340。因此，電平相關型白噪聲產生電路300-5，與圖9的電平相關型白噪聲產生電路300-2相比，特徵在於還具有獨立型白噪聲產生電路380與加法器330。以下對該不同點進行說明。
圖13為說明圖11的獨立型白噪聲產生電路380的構成的方框圖。圖13中，獨立型白噪聲產生電路380，特徵在於具有N個PN系列噪聲信號產生電路30-n(n＝1，2，...，N)、加法器31、DC截止去除用常數信號發生器32、以及減法器33，產生與輸入信號X獨立的噪聲信號。這裡，PN系列是偽噪聲系列的簡稱，各個PN系列噪聲信號產生電路30-n具有互相獨立的初始值，例如產生作為M系列噪聲信號的具有一致的隨機振幅的偽噪聲信號，輸出給加法器31。接下來，加法器31將多個PN系列噪聲信號產生電路30-1至60-N所輸出的N個偽噪聲信號相加，將相加結果的偽噪聲信號輸出給減法器33。另外，DC偏移去除用常數信號發生器32，產生作為來自N個PN系列噪聲信號產生電路30-1至30-N的偽噪聲信號的時間平均值的和的DC偏移去除用常數信號，輸出給減法器33。之後，減法器33從偽噪聲信號的和中減去DC偏移去除用常數信號，通過這樣來產生沒有DC偏移的高頻振動信號並輸出。
這裡，各個PN系列噪聲信號產生電路30-n(n＝1，2，...，N)，如圖14所示，具有32位計數器41、異或門42、時鐘信號發生器43、以及初始值數據發生器44。32位計數器41中，由初始值數據發生器32對各個PN系列噪聲信號產生電路30-n設定了互不相同的32位的初始值之後，根據時鐘信號發生器43所產生的時鐘信號進行計數，讓32位計數器41逐次減1。32位計數器41的32位的數據(包括第0～31位的數據)中，最高位位(MSB；第31位)的1位數據，與其第3位的1位數據，輸入給異或門42的輸入端子，異或門42將異或運算的運算結果的1位數據，設置在32位計數器71的最低位位(LSB)中。之後，將32位計數器41的低位位8位的數據作為PN系列噪聲信號輸出。通過像這樣構成PN系列噪聲信號產生電路30-n，各個PN系列噪聲信號產生電路30-n所輸出的PN系列噪聲信號成為互相獨立的8位的PN系列噪聲信號。
圖14的例子中，為了在各個PN系列噪聲信號產生電路30-n中，產生互相獨立的8位的PN系列噪聲信號，而採用上述構成，但本發明並不僅限於此，還可以如下構成。
(1)從32位計數器71所取出的PN系列噪聲信號的8位的位位置不同。也即，在PN系列噪聲信號產生電路30-1中，從最低位位8位中取出8位的PN系列噪聲信號，在PN系列噪聲信號產生電路30-2中，從最低位位8位的正前方的8位中取出PN系列噪聲信號，以下相同，取出PN系列噪聲信號。
(2)或者，代替該方式，讓取出輸入給異或門72的1位數據的32位計數器41的位位置，在各個PN系列噪聲信號產生電路30-n中不同。
(3)或者，將圖14的例子，與上述(1)的失真例，以及上述(2)的失真例中的任意兩個組合起來。
之後，通過將互相獨立的多個PN系列噪聲相加，能夠對應於PN系列噪聲信號產生電路30的個數N，如圖18A、圖18B以及圖18C所示，產生對應于振幅電平具有規定概率密度的PN系列噪聲信號。例如，在N＝1時，大致如圖18A所示，能夠產生對應于振幅電平具有一致分布的概率密度的白噪聲信號。另外，在N＝12時，如果使用中心極限定理，則由於高斯分布的分散為1/12，因此通過將來自產生12個一樣的隨機數的PN系列噪聲信號產生電路30-n的各個PN系列噪聲信號相加，如圖18A所示，大致能夠產生對應于振幅電平具有高斯分布的概率密度的高斯分布型噪聲信號。另外，在N＝2時，如圖18B所示，能夠產生具有三角形的概率密度函數的菱形噪聲信號。另外，在N＝3時，如圖18C所示，能夠產生接近高斯分布，具有比高斯分布稍大的分散，對應于振幅電平具有鐘形分布或吊鐘形分布的概率密度的鐘形分布型(吊鐘形)噪聲信號。如上所述，構成圖5以及圖6的電路，例如產生圖8或圖9的噪聲信號，通過這樣，能夠通過小規模的電路，產生接近自然音或音樂信號的噪聲信號的高頻振動信號。
回到圖12，來自低位位切出電321的隨機噪聲信號輸出給加法器330。另外，獨立型白噪聲信號產生電路380，如上所述，具有在圖13中N＝1時的構成，產生白噪聲信號，輸出給加法器330。加法器330將上述所輸入的兩個噪聲信號相加，將相加結果的噪聲信號輸出給乘法器340。圖12的電平相關型白噪聲產生電路300-5中，雖然與輸入信號電平相關，但由於也使用來自獨立型白噪聲產生電路380的白噪聲信號，因此能夠產生減輕了電平相關的程度的白噪聲信號。
第6實施例圖15為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第6實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-6的構成的方框圖。圖15的電平相關型白噪聲產生電路300-6，與電平相關型白噪聲產生電路30-5相比，特徵在於具有菱形高頻振動型噪聲產生電路381，來代替獨立型白噪聲產生電路380。這裡，菱形高頻振動型噪聲產生電路381，在圖13的白噪聲產生電路380中，具有N2時的構成，產生如圖18B所示的振幅電平的概率密度的菱形噪聲信號並輸出。圖15的電平相關型白噪聲產生電路300-6中，與圖12的白噪聲產生電路300-5一樣，雖然在與力信號電平相關，但由於也使用來自獨立型白噪聲產生電路380的白噪聲信號，因此能夠產生減輕了電平相關的程度的白噪聲信號。
第7實施例圖19為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第7實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-7的構成的方框圖。圖19的電平相關型白噪聲產生電路300-7，由對輸入信號進行對於其電平非均勻的量化的非均勻量化器351、執行與非均勻量化器351相反的量化處理的逆量化器361、以及減法器371。這裡，非均勻量化器351，例如使用行程長度1/N壓縮浮點編碼來進行量化。
圖19中，經輸入端子301所輸入的輸入信號(這裡例如為採樣頻率fs＝44.1kHz，字長＝16位的音頻信號)輸入給減法器371與非均勻量化器351。非均勻量化器351將所輸入的16位的信號壓縮成其1/N之後，輸出給逆量化器361。關於壓縮的方法將在後面詳細說明。逆量化器361進行與非均勻量化器351的壓縮特性相反的逆量化，解壓為16位的信號。由非均勻量化器351與逆量化器361進行了再量化的再量化信號，輸出給減法器371。減法器371將再量化了的輸入信號與原來的信號之間的差信號，也即量化噪聲信號，經輸出端子302輸出。
通過如圖19所示構成，通過計算出來自逆量化器361的輸出信號，與輸入信號之間的差，該差變為量化噪聲，其值如後所述，對應於輸入信號的電平進行變化，也即能夠得到電平相關的噪聲信號。
對圖19的電平相關型白噪聲信號產生電路300-7中的量化噪聲信號的各特性進行詳細說明。量化噪聲的原因是量化時刻的粗糙所引起的誤差信號。圖21為示出將圖19的非均勻量化器351與逆量化器361配合在一起的情況下的瞬間S/N比關於輸入信號電平的特性的圖。圖中的縱軸為瞬時S/N比，瞬時S/N比為從0Hz至作為奈奎斯特頻率(奈奎斯特頻率是指信號中沒有發生重疊的採樣頻率，本實施方式中，在設邊緣為0的理想狀態下，奈奎斯特頻率＝採樣頻率)的44.1kHz的信號頻帶中的信號比噪聲的失真率。從圖21可以得知，與現有技術的線性編碼(8位、16位、24位)相比，能夠在輸入電平的幾乎全區域中大幅改善瞬時S/N比。作為具體的非均勻量化器351的壓縮方法，如上所述，使用行程長度1/N壓縮浮點編碼。
接下來，對照圖23A對行程長度1/N壓縮浮點編碼方法進行說明。該編碼方法中，將在作為編碼前的原數據的線性編碼的高位，由極性位P、規定邏輯的位連續的連續數據Q0、將上述連續數據Q0的連續性斷開的反轉位T0、以及上述反轉數據T0以後的低位數據D0，所構成的L位的線性編碼輸入給作為編碼器的非均勻量化器351時，非均勻量化器351，將上述L位的上述線性編碼，變換成由壓縮上述連續數據Q0的行程長度所得到的符號位以及壓縮之後的連續數據Q1、斷開上述壓縮之後的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示壓縮上述行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及將上述低位數據D0壓縮起來所得到的暫時數據D1所構成的M位的壓縮數據並輸出。另外，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮之後的連續數據Q1的行程長度為L1，n為2以上的整數時，上述行程長度L1以及壓縮剩餘數據F1通過下式來表示。
L1＝Int(L0/N) ...(1)F1＝L0 mod N ...(2)這裡，Int為表示參數的整數值的函數，A mod B表示將A除以B所得到的餘數的函數。
接下來，在逆量化器361的逆量化處理中，使用行程長度1/N壓縮浮點編碼的反變換處理，執行上述逆量化處理。以下對照圖23B，對該逆量化處理進行說明。
逆量化器361，將由在高位中規定邏輯的位連續的極性位P以及壓縮之後的連續數據Q1、斷開上述壓縮之後的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示行程長度壓縮時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1以及暫時數據D1所構成的壓縮數據，將上述Q1的行程長度擴展至N倍，添加對應於上述F1的值的長度的連續數據，添加中斷Q0的連續性的反轉位T0，接著添加上述暫時數據D1，讀出連續數據Q0、反轉位T0以及暫時數據D0，並輸出擴展數據。另外，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮之後的連續數據Q1的行程長度為L1，從壓縮剩餘數據F1所求出的剩餘為F1，N為2以上的整數時，通過下式來表示。
L0＝L1*n+F1 ...(3)D0＝D1 ...(4)這裡，*為表示乘法的運算符號。
關於以上的行程長度1/N壓縮浮點編碼的壓縮方法以及壓縮裝置，分別在日本特許出願公開平成4年286421號公報，日本特許出願公開平成5年183445號公報，以及日本特許出願公開平成5年284039號公報中分別進行了具體描述。這裡，將24位的線性編碼壓縮成8位的行程長度1/4壓縮編碼時的計算結果以及解析度如表1所示。
表1中，24位的線性編碼表示重疊2進位碼，浮動碼為重疊型的行程長度1/4壓縮浮點編碼。表1中的行程長度L0、行程長度L1以及解析度的欄中通過十進位來表示。將壓縮編碼(非均勻量化信號)進行解碼(逆量化)從而擴展了的復原編碼(逆量化信號)的表現精度也即解析度，由線性編碼的捨入所決定，隨著行程長度L0而變化。從表1可以得知，最高能夠得到24位至15位的精度。另外，表2以及表3中示出了為了適於基於DSP的公式變換或表格變換而歸納的結果。
表2為非均勻量化的變換表，x為非均勻量化的輸入編碼，W為非均勻量化的輸出編碼。在輸出編碼W的碼長超過了24的情況下，捨入成24。在輸入編碼X的碼長不足的情況下，在低位位中插入「0」。表2中還記錄了有效位與量化噪聲。從表2可以得知，有效位在6位至24位之間，量化噪聲如圖22所示，具有-36dB至-144dB的值。表3中示出了對於24位的各個線性編碼的量化噪聲(24位)。
從上述表1、表2以及表3可以得知，本實施方式中所使用的行程長度1/N壓縮浮點編碼，隨著輸入信號的電平增大，量化寬度也增大，通過這樣的量化來進行編碼。
以上的實施方式中，使用行程長度1/N壓縮浮點編碼，線性編碼位重疊二進位碼，但即使是2』S補碼或偏移二進位碼等其他線性編碼，只通過互相變換或變更規定的邏輯值，就完全能夠一樣使用。另外，以上對N位「4」的情況進行了說明，但N只要是「2以上」的整數就可以。這種情況下，由於對應於N的值有壓縮剩餘的情況下的數有變化，所以可以說壓縮剩餘數據的字長可以不變。另外，裝置除了由硬體電路構成之外，還可以通過進行表格變換或數據變換的DSP硬體電路以及安裝在其中的軟體的程序來構成。
如上所述，在原數據的行程長度較小時，通過較少的位數來表示指數部也即範圍，如果行程長度增大，則分配位數，通過較多的位數來表示指數部也即範圍。由於編碼全體的字長採用固定長度，因此暫時數據部的位數對應於行程長度而變化。通過這些作用，能夠擴展從輸出部所輸出的具有壓縮編碼的範圍的表現空間，同時改善表現精度。
表1

表2

表3

第8實施例圖20為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第8實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-8的構成的方框圖。圖20的電平相關型白噪聲產生電路300-8，將分別由圖19的電平相關型白噪聲產生電路300-7所構成的3個白噪聲產生電路385-1、385-2、385-3並聯，來自各個白噪聲產生電路385-1、385-2、385-3的輸出信號由加法器374相加，得到噪聲信號。這裡，電平相關型白噪聲產生電路385-1具有非均勻量化器351與逆量化器361以及減法器371，電平相關型白噪聲產生電路385-2具有非均勻量化器352與逆量化器362以及減法器372，電平相關型白噪聲產生電路385-3具有非均勻量化器353與逆量化器363以及減法器373。這3個電平相關型白噪聲產生電路385-1、385-2、385-3具有互相相同的構成，產生互相相同的3個噪聲信號，通過由加法器374將這3個噪聲信號相加，能夠產生具有例如圖18C所示的鐘形噪聲信號的概率密度的噪聲信號。
第9實施例圖24為說明圖1至圖4的電平相關型白噪聲產生電路300的第9實施例的相關的電平相關型白噪聲產生電路300-9的構成的方框圖。電平相關型白噪聲產生電路300-9，具有內置了表格存儲器390a的表格變換電路390。表格存儲器390a中，包含有表示圖19或圖20的輸入信號與輸出信號之間的關係的數據，也即表示對應於所有的輸入信號的輸出信號的值的數據表。電平相關型白噪聲產生電路300-9，對輸入給輸入端子301的輸入信號進行響應，參照表格存儲器390a檢索與該值相對應的輸出信號的值，產生具有檢索結果的輸出信號的值的噪聲信號的輸出信號，並經輸出端子302輸出。如上所述，通過採用圖24的電平相關型白噪聲產生電路300-9，能夠通過與其他電平相關型白噪聲產生電路300-1至300-8相比具有非常簡單的構成的電路，來構成電平相關型白噪聲產生電路。
圖25為說明圖1至圖4的信號處理電路400的構成的方框圖。信號處理電路400，如圖25所示，具有帶通濾波器410、回波附加電路420、以及可變放大器430。這裡，帶通濾波器410如圖25所示，由高通濾波器411與作為低通濾波器的1/f特性濾波器412級聯而成，例如在所輸入的數字音頻信號是來自CD播放器等的未壓縮數位訊號時，帶通濾波器410最好具有以下規格。
(1)低頻側的截止頻率fLC＝約fs/2。
(2)低頻側的截止特性為頻率fs/4中為80dB以上的衰減量。該衰減量接近基於原音的量化數的SN比。例如，如果原音的量化數為16位，則理論上SN比為98dB，因此最好具有80～100dB以上的衰減量。這裡，低頻側的截止特性越平緩，音質越軟，另外，低頻側的截止特性越陡峭，音質越尖銳。在後者的情況下，不會損害原音的音質傾向，得到了頻帶擴展的效果。所以，低通濾波器412最好能夠切換上述低頻側的截止特性，使其按照來自外部控制器的用戶指示信號例如在上述2個特性之間有選擇地變化。
(3)高頻側的截止頻率fHC＝約fs/2。
(4)高頻側的截止特性為-6dB/oct(參照例如圖26)。
這裡，1/f特性濾波器412，例如圖26所示，具有在比頻率0至fs/2的頻帶B1高的頻率fs/2至p·fs/2的頻帶B2中，有-6dB/oct的傾斜的衰減特性，是所謂的1/f特性的低通濾波器。這裡，p為過採樣率，例如是2以上大概到8的整數。
帶通濾波器410，對所輸入的數位訊號如上所述進行帶通濾波，將帶通濾波之後的數字頻帶擴展信號，經回波附加電路420與可變放大器6輸出。
回波附加電路420，例如由如圖28所示的橫向濾波器構成，對所輸入的輸入信號，根據來自外部電路的表示用戶附加的程度的控制信號，添加與自信號相關的回波信號並輸出。輸入給回波附加電路420的輸入信號，輸入給互相級聯的例如只延遲1採樣的時間的N個延遲電路D1至DK，同時經可變乘法器AP0輸入給加法器SU1。這裡，可變乘法器AP0，將輸入信號與通過來自控制器421的乘法值指示控制信號CS0所表示的乘法值相乘，產生表示相乘結果的值的信號，輸出給加法器SU1。另外，來自延遲電路D1的輸出信號，經由將輸入信號與通過來自控制器421的乘法值指示控制信號CS1所表示的乘法值相乘的可變乘法器AP1，輸出給加法器SU1。另外，來自延遲電路D2的輸出信號，經由將輸入信號與通過來自控制器421的乘法值指示控制信號CS2所表示的乘法值相乘的可變乘法器AP2，輸出給加法器SU1。以下同樣，來自延遲電路Dk(k＝3，4，...，K)的輸出信號，經由將輸入信號與通過來自控制器421的乘法值指示控制信號CSk所表示的乘法值相乘的可變乘法器APk，輸出給加法器SU1。加法器SU1將所輸入的(k+1)個信號相加，將相加結果的信號輸出給控制器421，同時作為輸出信號輸出給外部電路。這裡，控制器421根據來自加法器SU1的信號進行控制，給回波附加電路420的輸入信號添加規定的回波信號，通過這樣產生乘法值指示控制信號CSk(k＝1，2，...，K)，分別輸出給可變乘法器AP0至APK。
圖25的信號處理電路400中，具有回波附加電路420，但本發明並不僅限於此，也可以沒有回波附加電路420。
通過設置圖25的回波附加電路420，在輸入信號的強弱變化激烈時，由於只給擴展頻帶信號添加回波信號，因此產生了平緩強弱變化的下跌，保持高頻域的噪聲成分的維持效果。通過這樣，在聽覺上變得更加自然。另外，在沒有添加回波附加電路420時，輸入信號的強弱變化常常聯動，附加了頻帶擴展信號，因此是信號上的最忠實的時間頻譜特性。
圖25中所示的可變放大器430是電平控制電路，所輸入的信號的電平(振幅值)，以基於控制信號的放大度(該放大度既有可能是正的放大處理，又有可能是負的衰減處理)進行變化，將電平變化後的信號作為輸出信號輸出。可變放大器430，用來對輸入給加法器800的兩個信號的電平進行相對調整。該調整最好設為在加法器800中，讓這兩個信號的電平例如在頻率fs/2中實質上相一致，也即保持頻譜的連續性。
圖29A至圖29E為說明圖3的第3實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-3的動作(p＝2時，也即為2倍的過採樣時)的頻譜圖。圖29A為輸入信號X的頻譜圖，圖29B為來自LPF120的輸出信號的頻譜圖，圖29C為來自電路300的輸出信號的頻譜圖，圖29D為來自電路400的頻譜圖，圖29E為輸出信號W的頻譜圖。
對照圖3以及圖29A至圖29E，對音頻信號頻帶擴展裝置100-3的動作進行說明，如圖29A以及圖29B所示，具有規定最高頻率fmax的輸入信號，被過採樣型低通濾波器120過採樣且低通濾波之後，使用帶通濾波器200的帶通濾波特性200S進行帶通濾波，其結果的頻譜如圖29B所示。這裡，輸入信號的最高頻率fmax為fs/2以下，根據頻率的邊緣不同，有可能不滿fs/2。電平相關型白噪聲產生電路300，根據來自帶通濾波器200的輸入信號，產生隨著其電平變化的電平相關的圖29C的白噪聲信號。接下來，信號處理電路400，對上述所產生的白噪聲信號直線帶通濾波處理、回波附加處理、電平調整處理，產生下限頻率為fmax的圖29D的帶通擴展附加信號。進而，加法器800如圖29E所示，將來自過採樣型低通濾波器120的信號與來自信號處理電路400的信號相加，使其在頻率fmax中保持頻譜的連續性，將相加結果的信號作為輸出信號輸出。
圖30A至圖30D為說明圖4的第4實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-4的動作(p＝2時，也即為2倍的過採樣時)的頻譜圖。圖30A為輸入信號X的頻譜圖，圖30B為來自電路300的輸出信號的頻譜圖，圖30C為來自電路400的頻譜圖，圖30D為輸出信號W的頻譜圖。音頻信號頻帶擴展裝置100-4，如圖30A至圖30D所示，除了以下不同點之外，與圖29A至圖29E進行同樣的動作。
接下來，對圖3的音頻信號頻帶擴展裝置100-3與圖4的音頻信號頻帶擴展裝置100-4之間的不同點進行說明。圖3的音頻信號頻帶擴展裝置100-3中，對輸入信號進行過採樣且低通濾波之後，執行帶通濾波處理、噪聲生成處理、以及信號處理，與此相對，圖4的音頻信號頻帶擴展裝置100-4中，對輸入信號進行帶通濾波，生成噪聲這一點不同。通過該不同，能夠使得讓帶通濾波器200以及噪聲生成電路300進行動作的時鐘頻率，與圖3的過採樣之後下部較低，因此起到了能夠削減電路規模，降低時鐘頻率，減少DSP處理的步驟數的作用。另外，噪聲生成後的信號被過採樣，進行信號處理，輸入信號也另外進行過採樣並相加，因此輸出信號W結果能夠得到與圖3相同的信號。圖4的音頻信號頻帶擴展裝置100-4中，需要兩個過採樣電路120及121，但處理噪聲生成後的信號的過採樣電路120以及121，只要在過採樣的時鐘信號中進行零內插就可以了，不需要低通濾波器，因此電路規模等幾乎不會增加，相抵之後還能夠削減電路規模。
圖31A至圖31E為說明圖3的第3實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-3的動作(p＝4時，也即為4倍的過採樣時)的頻譜圖，圖31A為輸入信號X的頻譜圖，圖31B為來自LPF120的輸出信號的頻譜圖，圖31C為來自電路300的輸出信號的頻譜圖，圖31D為來自電路400的頻譜圖，圖31E為輸出信號W的頻譜圖。另外，圖32A至圖32D為說明圖4的第4實施方式的相關音頻信號頻帶擴展裝置100-4的動作(p＝4時，也即為4倍的過採樣時)的頻譜圖，圖32A為輸入信號X的頻譜圖，圖32B為來自電路300的輸出信號的頻譜圖，圖32C為來自電路400的頻譜圖，圖32D為輸出信號W的頻譜圖。
圖31A至圖31E的動作，與圖29A至圖29E的動作相比，過採樣的倍數增加為兩倍，除此之外的動作均相同。圖32A至圖32D的動作，與圖30A至圖30D的動作相比，過採樣的倍數增加為兩倍，除此之外的動作均相同。
圖33A與圖33B為圖31A至圖31E及圖32A至圖32D的失真例，圖33A為說明代替1/f濾波器420的重疊噪聲失真去除用濾波器的特性的頻譜圖，圖33B為輸出信號W的頻譜圖。所產生的噪聲信號的上限頻率特性，一般通過圖26或圖27中所示的高頻去除特性去除高頻成分，但例如使用圖33A所示的重疊失真去除用濾波器，通過保留到超過了奈奎斯特頻率的規定頻率，能夠起到以下效果。
(1)音頻頻帶擴展範圍如圖33B所示，能夠比奈奎斯特頻率擴展得高。
(2)由於能夠簡化可降低重疊去除用濾波器的級數的構成，因此能夠降低每單位時間的步驟數(MIPS)。
如上所述，根據本發明的相關實施方式，如圖1所示，產生在輸入信號所具有的頻帶以上隨著輸入信號的電平而變化從而電平相關的噪聲，與輸入信號相加從而來保持頻譜的連續性，通過這樣，與現有的技術相比，能夠容易地產生音頻頻帶擴展了的音頻信號。另外，由於如上所得到的頻帶擴展了的信號隨著原音的電平進行變化，且保持有頻譜的連續性，因此頻帶擴展了的信號的高頻成分並不是人工的，而是具有能夠自然聽取原音的這一特有效果。
另外，如圖2所示，由於帶通濾波處理、電平相關型白噪聲產生處理以及信號處理，通過數位訊號處理來進行，因此不會發生因構成電路的部件的偏差或溫度特性所引起的性能偏差。另外，音頻信號每次通過電路時都不會發生音質惡化。另外，即使追求所構成的濾波器的精度，與模擬電路構成相比，電路規模也不會增大，且不會引起造價增加。
另外，如圖3所示，通過在帶通濾波處理以及最後的加法處理之前，執行過採樣處理且執行低通濾波處理，這樣，由於能夠在A/D變換器的前段使用低階的模擬低通濾波器，通過這樣，能夠大幅減輕伴隨著濾波處理的相位偏移以及噪聲。另外，能夠降低量化噪聲，使得短量化位中的變換較容易。進而，能夠事先生成並使用比輸入信號X高的高次諧波成分，從而能夠容易地產生更高的高次諧波成分。
另外，如圖4所示，在電平相關型白噪聲產生處理與信號處理之間插入過採樣處理並執行，另外，在最後的加法處理之前，對輸入信號執行過採樣處理以及低通濾波處理，通過這樣，能夠在比過採樣型低通濾波器與過採樣電路靠後的電路中，將信號速率設定得較高。換而言之，能夠將前段電路的信號速率設定得較低，簡化電路結構。
第5實施方式圖34為說明音頻信號頻帶擴展裝置的應用之一例的本發明的第5實施方式的相關光碟再生系統500的構成的方框圖。
以上的第1至第4實施方式中，圖1至圖4的音頻信號頻帶擴展裝置100-1至100-4都通過硬體的數位訊號處理電路構成，但本發明並不僅限於此，例如圖1至圖4的音頻信號頻帶擴展裝置100-1至100-4的構成中的各個處理步驟，還能夠通過用來進行音頻信號的頻帶擴展的信號處理程序來實現，該信號處理程序可以通過保存在圖34的DSP501的程序存儲器501p中的DSP501來執行。另外，DSP501的數據表格存儲器501d中，存儲有用來執行上述信號處理程序所必需的各種數據。
圖34中，光碟再生裝置502例如是DVD播放器、CD播放器、MD播放器等用來再生光碟的內容的裝置，光碟再生裝置502所再生的左右數字音頻信號，通過DSP501執行上述信號處理程序，得到相對所輸入的音頻數位訊號頻帶擴展了的音頻數位訊號，輸出給D/A變換器503。接下來，D/A變換器503將所輸入的數字音頻信號進行A/D變換，經功率放大器504a、504b輸出給左右揚聲器505a、505b。這裡，系統控制器500控制該光碟再生系統全體的動作，特別是控制光碟再生裝置502及DSP501的動作。另外，DSP501的程序存儲器501p以及數據表存儲器501d，例如由快閃記憶體或EEPROM等非易失性存儲器構成。
如上所構成的光碟系統中，由光碟再生裝置502所再生的數字音頻信號，被DSP501適當進行了頻帶擴展之後，能夠由左右揚聲器505a、505b來再生。
如上所述，根據該第5實施方式，圖1至圖4的音頻信號頻帶擴展裝置100-1至100-4的構成中的各個處理步驟，能夠通過用來進行音頻信號的頻帶擴展的信號處理程序來實現，該信號處理程序由圖34的DSP501來執行，因此，能夠容易地進行信號處理程序的功能追加或錯誤修正等版本升級。
該第5實施方式中，上述信號處理程序以及用於其執行的數據分別可以在製造時預先存儲在程序存儲器501p與數據表格存儲器501d中，也可以代替該方法，如下所示，記錄在CD-ROM511等計算機可讀存儲介質中的信號處理程序以及用於其執行的數據，可以分別由包括計算機等的控制器的光碟驅動器510進行再生，並經外部接口506存儲在DSP501內的程序存儲器501p以及數據表格存儲器501d中。
上述實施方式中，使用DSP501，但本發明並不僅限於此，還可以由微處理器單元(MPU)等數字計算機的控制器來構成。
如上所述，通過採用本發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置及方法，能夠產生在輸入信號所具有的頻帶以上隨著輸入信號的電平而變化從而電平相關的噪聲信號，與輸入信號相加從而來保持頻譜的連續性，通過這樣，與現有的技術相比，能夠容易地產生音頻頻帶擴展了的信號。另外，由於如上所得到的頻帶擴展了的信號隨著原音的電平進行變化，且保持有頻譜的連續性，因此頻帶擴展了的信號的高頻成分並不是人工的，而是具有能夠自然聽取原音的這一特有效果。
另外，通過採用本發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置及方法，由於帶通濾波處理、電平相關型白噪聲產生處理以及信號處理，通過數位訊號處理來進行，因此不會發生因構成電路的部件的偏差或溫度特性所引起的性能偏差。另外，音頻信號每次通過電路時都不會發生音質惡化。另外，即使追求所構成的濾波器的精度，與模擬電路構成相比，電路規模也不會增大，且不會引起造價增加。
另外，通過採用本發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置及方法，通過在帶通濾波處理以及最後的加法處理之前，執行過採樣處理且執行低通濾波處理，能夠在A/D變換器的前段使用低階的模擬低通濾波器，通過這樣，能夠大幅減輕伴隨著濾波處理的相位偏移以及噪聲。另外，能夠降低量化噪聲，使得短量化位中的變換較容易。進而，能夠事先生成並使用比輸入信號X高的高次諧波成分，從而能夠容易地產生更高的高次諧波成分。
另外，通過採用本發明的相關音頻信號頻帶擴展裝置及方法，在電平相關型白噪聲產生處理與信號處理之間插入過採樣處理並執行，另外，在最後的加法處理之前，對輸入信號執行過採樣處理以及低通濾波處理，通過這樣，能夠在比過採樣型低通濾波器與過採樣電路靠後的電路中，將信號速率設定得較高。換而言之，能夠將前段電路的信號速率設定得較低，簡化電路結構。
另外，通過採用本發明的相關光碟系統，能夠再生存儲在光碟中的音頻信號，擴展上述所再生的音頻信號的頻帶，輸出擴展後的音頻信號。通過這樣，能夠根據存儲在光碟中的音頻信號，與現有技術相比容易地產生音頻頻帶擴展了的信號。
另外，通過本發明的相關程序，能夠提供一種包括上述音頻信號頻帶擴展方法中的各個步驟的程序。
另外，通過採用本發明的相關計算機可讀存儲介質，能夠提供一種存儲有包括上述音頻信號頻帶擴展方法中的各個步驟的程序的存儲介質。
權利要求
1.一種音頻信號頻帶擴展裝置，具有噪聲產生機構，其以跟隨將輸入信號由帶通濾波機構進行了帶通濾波之後的部分頻帶的信號電平和上述輸入信號的電平中的一方變化的方式，產生電平相關的噪聲信號；信號處理機構，其給上述產生的噪聲信號乘上規定的傳遞函數，以使其在加法機構的相加時在規定的擴展頻帶信號的下限頻率中電平實質上與上述輸入信號相一致，且保持頻譜連續性，輸出乘法結果的信號；以及加法機構，其將上述輸入信號與來自上述信號處理機構的輸出信號相加，輸出相加結果的信號。
2.如權利要求1所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於，還具有第1變換機構，其插入設置在上述帶通濾波機構的前段，對上述輸入信號進行A/D變換；以及第2變換機構，其插入設置在上述信號處理機構與上述加法機構之間，對來自上述信號處理機構的輸出信號進行D/A變換。
3.如權利要求1所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於，還具有過採樣型低通濾波機構，其插入設置在上述帶通濾波機構的前段以及上述加法機構的前段，將上述輸入信號進行過採樣且低通濾波，再輸出給上述帶通濾波機構以及上述加法機構。
4.如權利要求1所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於，還具有過採樣型低通濾波機構，其插入設置在上述加法機構的前段，將上述輸入信號進行過採樣且低通濾波，再輸出給上述加法機構；以及過採樣機構，其插入設置在上述噪聲產生機構與上述信號處理機構之間，對來自上述噪聲產生機構的噪聲信號進行過採樣，輸出給上述信號處理機構。
5.如權利要求1～4中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述噪聲產生機構還具有電平信號產生機構，其檢測出輸入給上述噪聲產生機構的信號的電平，產生具有所檢測出的電平的電平信號並輸出；噪聲信號產生機構，其根據輸入給上述噪聲產生機構的信號，生成噪聲信號並輸出；以及乘法機構，其將來自上述電平信號產生機構的電平信號，與來自上述噪聲信號產生機構的噪聲信號相乘，並輸出乘法結果的噪聲信號。
6.如權利要求5所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述噪聲信號產生機構，具有Δ-∑調製型量化器，產生輸入給上述噪聲信號產生機構的信號的量化噪聲信號，作為上述噪聲信號輸出。
7.如權利要求1～4中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述噪聲產生機構具有第1切出機構，其從輸入給上述噪聲產生機構的信號中切出規定的高位位，輸出包含有高位位的信號；第2切出機構，其從輸入給上述噪聲產生機構的信號中切出規定的中間位與規定的低位位中的至少一方，並輸出包含有該至少一方位的信號；以及乘法機構，其將來自上述第1切出機構的信號，與來自上述第2切出機構的信號相乘，輸出相乘結果的噪聲信號。
8.如權利要求7所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述第2切出機構，在互不相同的位位置且以規定的位寬度，將中間位以及低位位，與兩個中間位中的一方切出之後再相加，輸出相加結果的信號。
9.如權利要求7所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述第2切出機構，在互不相同的位位置且以規定的位寬度，將中間位以及兩個低位位和3個中間位中的一方切出之後再相加，輸出相加結果的信號。
10.如權利要求7所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於，還具有獨立噪聲產生機構，其產生與上述輸入信號獨立的噪聲信號；以及另一個加法機構，其將來自上述第2切出機構的噪聲信號，與來自上述獨立噪聲產生機構的噪聲相加，輸出給上述乘法機構。
11.如權利要求10所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述獨立噪聲產生機構，產生互不相同的多個噪聲信號，將上述多個噪聲信號相加並輸出。
12.如權利要求10或11所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述獨立噪聲產生機構，產生菱形高頻振動型噪聲信號。
13.如權利要求1～4中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述噪聲產生機構具有非均勻量化機構，其對輸入給上述噪聲產生機構的信號，將該信號的電平進行非均勻量化並輸出；逆量化機構，其對來自上述非均勻量化機構的信號，執行與上述非均勻量化機構的處理相反的處理，並輸出；以及減法機構，其通過計算出輸入給上述噪聲產生機構的信號，與來自上述逆量化機構的信號之間的差，產生輸入給上述噪聲產生機構的信號的量化噪聲信號並輸出。
14.如權利要求13所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述非均勻量化機構，對輸入信號進行量化，使其隨著輸入信號的電平增大，量化步幅也變大。
15.如權利要求13或14所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述非均勻量化機構，將L位的線性編碼的行程長度壓縮成1/N，產生M位的數據並輸出，這裡，L、M以及N為2以上的正整數。
16.如權利要求13～15中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述非均勻量化機構，將由規定邏輯的位在高位連續的連續數據Q0、中斷上述連續數據Q0的連續性的反轉位T0、以及上述反轉位T0以後的低位數據D0所構成的L位的線性編碼，變換成由壓縮上述連續數據Q0的行程長度所得到的壓縮過的連續數據Q1、中斷上述壓縮過的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示在壓縮上述行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及對上述低位數據D0進行捨入所得到的暫時數據D1所構成的M位的壓縮數據並輸出；這裡，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度為L1，N為2以上的整數時，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度L1以及壓縮剩餘數據F1，通過L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0 mod N來表示，這裡，Int為表示參數的整數值的函數，A mod B表示將A除以B所得到的餘數的函數。
17.如權利要求13～15中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述逆量化機構，對由規定邏輯的位在高位連續的壓縮過的連續數據0Q1、中斷上述壓縮過的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示在壓縮行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及暫時數據D1所構成的壓縮數據，將上述Q1的行程長度擴展N倍，添加對應於上述F1的值的長度的連續數據，添加中斷Q0的連續性的反轉位T0，接著添加上述暫時數據D1，讀出連續數據Q0、反轉位T0以及暫時數據D0，輸出擴展數據；這裡，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度為L1，根據壓縮剩餘數據F1所求出的剩餘為F1，n為2以上的整數時，通過L0＝L1*n+F1以及D0＝D1來表示，這裡，*為表示乘法的運算符號。
18.如權利要求13～17中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述非均勻量化機構，對所輸入的線性編碼，進行具有規定有效位長的浮點編碼，並輸出該編碼信號。
19.如權利要求1～18中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述噪聲產生機構具有表格存儲機構，其保存輸入給上述噪聲產生機構的信號，與隨著其電平進行變化的電平相關的噪聲信號之間的關係；以及變換機構，其對輸入給上述噪聲產生機構的信號進行響應，從上述表格存儲機構讀出對應於該信號的噪聲信號並輸出。
20.如權利要求1～19中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述信號處理機構，至少具有第1濾波機構，對比上述輸入信號的頻帶高的頻帶進行濾波並取出。
21.如權利要求1～20中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述信號處理機構，至少具有1/f濾波機構，對輸入給上述信號處理機構的信號的高頻頻譜，付與1/f的降低特性。
22.如權利要求1～21中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述信號處理機構，至少具有回波添加處理機構，對輸入給上述信號處理機構的信號的高頻頻譜，添加回波信號。
23.如權利要求1～22中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置，其特徵在於上述信號處理機構，至少具有第2濾波機構，對比輸入給上述信號處理機構的信號的頻帶高的頻帶，進行濾波並取出，使其包括超出奈奎斯特頻率的頻帶。
24.一種音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於，具有噪聲產生步驟，其產生隨著由帶通濾波步驟對輸入信號進行帶通濾波之後的部分頻帶的信號電平和上述輸入信號的電平中的任一方變化的電平相關的噪聲信號；信號處理步驟，其給上述所產生的噪聲信號乘上規定的傳遞函數，以使其在加法步驟的相加時在規定的擴展頻帶信號的下限頻率中電平實質上與上述輸入信號相一致，且保持頻譜連續性，輸出乘法結果的信號；以及加法步驟，其將上述輸入信號與自上述信號處理步驟的輸出信號相加，輸出相加結果的信號。
25.如權利要求24所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於，還具有第1變換步驟，其插入在上述帶通濾波步驟的前段被執行，對上述輸入信號進行A/D變換；以及第2變換步驟，其插入在上述信號處理步驟與上述加法步驟之間被執行，對自上述信號處理步驟的輸出信號進行D/A變換。
26.如權利要求24所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於，還具有過採樣型低通濾波步驟，其插入在上述帶通濾波步驟的前段以及上述加法步驟的前段被執行，將上述輸入信號進行過採樣且低通濾波，再輸出給上述帶通濾波步驟以及上述加法步驟。
27.如權利要求24所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於，還具有過採樣型低通濾波步驟，其插入在上述加法步驟的前段被執行，將上述輸入信號進行過採樣且低通濾波，再輸出給上述加法步驟；以及過採樣步驟，其插入在上述噪聲產生步驟與上述信號處理步驟之間被執行，對來自上述噪聲產生步驟的噪聲信號進行過採樣，輸出給上述信號處理步驟。
28.如權利要求24～27中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述噪聲產生步驟具有電平信號產生步驟，其檢測出上述噪聲產生步驟所輸入的信號的電平，產生具有所檢測出的電平的電平信號並輸出；噪聲信號產生步驟，其按照上述噪聲產生步驟所輸入的信號，生成噪聲信號並輸出；以及乘法步驟，其將來自上述電平信號產生步驟的電平信號，與來自上述噪聲信號產生步驟的噪聲信號相乘，並輸出乘法結果的噪聲信號。
29.如權利要求28所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述噪聲信號產生步驟，包括Δ-∑調製型量化步驟，產生在上述噪聲信號產生步驟中所輸入的信號的量化噪聲信號，作為上述噪聲信號輸出。
30.如權利要求24～27中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述噪聲產生步驟具有第1切出步驟，其從上述噪聲產生步驟所輸入的信號中切出規定的高位位，並輸出包含有高位位的信號；第2切出步驟，其從上述噪聲產生步驟所輸入的信號中切出規定的中間位與規定的低位位中的至少一方，並輸出包含有該至少一方位的信號；以及乘法步驟，其將來自上述第1切出步驟的信號，與來自上述第2切出步驟的信號相乘，輸出相乘結果的噪聲信號。
31.如權利要求30所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述第2切出步驟，在互不相同的位位置且以規定的位寬度，將中間位以及低位位，與兩個中間位中的一方切出之後再相加，輸出相加結果的信號。
32.如權利要求30所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述第2切出步驟，上述第2切出機構，在互不相同的位位置且以規定的位寬度，將中間位以及兩個低位位和3個中間位中的一方切出之後再相加，輸出相加結果的信號。
33.如權利要求30所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於，還具有產生與上述輸入信號獨立的噪聲信號的獨立噪聲產生步驟；以及另一個加法步驟，其將來自上述第2切出步驟的噪聲信號，與來自上述獨立噪聲產生步驟的噪聲相加，輸出給上述乘法步驟。
34.如權利要求33所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述獨立噪聲產生步驟，產生互不相同的多個噪聲信號，將上述多個噪聲信號相加並輸出。
35.如權利要求33或34所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述獨立噪聲產生步驟，產生菱形高頻振動型噪聲信號。
36.如權利要求24～27中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述噪聲產生步驟具有非均勻量化步驟，其對在上述噪聲產生步驟中所輸入的信號，將該信號的電平進行非均勻量化並輸出；逆量化步驟，其對來自上述非均勻量化步驟的信號，執行與上述非均勻量化步驟的處理相反的處理，並輸出；以及減法步驟，其通過計算出在上述噪聲產生步驟中輸入的信號與來自上述逆量化步驟的信號之間的差，產生在上述噪聲產生步驟中所輸入的信號的量化噪聲信號並輸出。
37.如權利要求36所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述非均勻量化步驟，對輸入信號進行量化，使其隨著輸入信號的電平增大，量化步幅也變大。
38.如權利要求36或37所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述非均勻量化步驟，將L位的線性編碼的行程長度壓縮成1/N，產生M位的數據並輸出，這裡，L、M以及N為2以上的正整數。
39.如權利要求36～38中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述非均勻量化步驟，將由規定邏輯的位在高位連續的連續數據Q0、中斷上述連續數據Q0的連續性的反轉位T0、以及上述反轉位T0以後的低位數據D0所構成的L位的線性編碼，變換成由壓縮上述連續數據Q0的行程長度所得到的壓縮過的連續數據Q1、中斷上述壓縮過的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示在壓縮上述行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及對上述低位數據D0進行捨入所得到的暫時數據D1所構成的M位的壓縮數據並輸出；這裡，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度為L1，N為2以上的整數時，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度L1以及壓縮剩餘數據F1，通過L1＝Int(L0/N)以及F1＝L0 mod N來表示，這裡，Int為表示參數的整數值的函數，A mod B表示將A除以B所得到的餘數的函數。
40.如權利要求36～38中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述逆量化步驟，對由規定邏輯的位在高位連續的壓縮過的連續數據Q1、中斷上述壓縮過的連續數據Q1的連續性的反轉位T1、表示在壓縮行程長度時所產生的剩餘的壓縮剩餘數據F1、以及暫時數據D1所構成的壓縮數據，將上述Q1的行程長度擴展成N倍，添加對應於上述F1的值的長度的連續數據，添加中斷Q0的連續性的反轉位T0，接著添加上述暫時數據D1，讀出連續數據Q0、反轉位T0以及暫時數據D0，輸出擴展數據；這裡，在設上述連續數據Q0的行程長度為L0，上述壓縮過的連續數據Q1的行程長度為L1，從壓縮剩餘數據F1所求出的剩餘為F1，N為2以上的整數時，通過L0＝L1*n+F1以及D0＝D1來表示，這裡，*為表示乘法的運算符號。
41.如權利要求36～40中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述非均勻量化步驟，對所輸入的線性編碼，進行具有規定有效位長的浮點編碼，並輸出該編碼信號。
42.如權利要求24～41中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述噪聲產生步驟具有表格存儲步驟，其保存上述噪聲產生步驟所輸入的信號，與隨著其電平進行變化的電平相關的噪聲信號之間的關係；以及變換步驟，其對上述噪聲產生步驟中所輸入的信號進行響應，從上述表格存儲步驟讀出對應於該信號的噪聲信號並輸出
43.如權利要求24～42中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述信號處理步驟，至少具有第1濾波步驟，對比上述輸入信號的頻帶高的頻帶進行濾波並取出。
44.如權利要求24～43中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述信號處理步驟，至少具有1/f濾波步驟，對上述信號處理步驟所輸入的信號的高頻頻譜，付與1/f的降低特性。
45.如權利要求24～44中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述信號處理步驟，至少具有回波添加處理步驟，對在上述信號處理步驟中所輸入的信號的高頻頻譜，添加回波信號。
46.如權利要求24～45中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法，其特徵在於上述信號處理步驟，至少具有第2濾波步驟，對比在上述信號處理步驟中所輸入的信號的頻帶高的頻帶，進行濾波並取出，使其包括超出奈奎斯特頻率的頻帶。
47.一種光碟系統，其特徵在於，具有再生存儲在光碟中的音頻信號的再生裝置；以及擴展上述所再生的音頻信號的頻帶，輸出擴展後的音頻信號的如權利要求1～23中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展裝置。
48.一種程序，其特徵在於，包括權利要求24～46中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法中的各個步驟。
49.一種計算機可讀存儲介質，其特徵在於存儲有包括權利要求24～46中的任一個所述的音頻信號頻帶擴展方法中的各個步驟的程序。
全文摘要
帶通濾波器(200)對輸入信號X的頻帶中的一部分頻帶進行帶通濾波，電平相關型白噪聲產生電路(300)，產生隨著輸入信號(X)的電平進行變換從而電平相關的白噪聲信號。信號處理電路(400)，對所輸入的白噪聲信號，進行包括規定的帶通濾波處理、回波添加處理以及電平調整處理的乘上規定的傳遞函數的信號處理，將處理後的白噪聲信號輸出給加法器(800)。加法器(800)將來自信號處理電路(400)的白噪聲信號與輸入信號X相加，將相加結果的頻帶擴展了的信號作為輸出信號W輸出。
文檔編號H03M3/02GK1830148SQ200480021869
公開日2006年9月6日 申請日期2004年7月23日 優先權日2003年7月29日
發明者江島直樹, 巖田和也 申請人:松下電器產業株式會社