能量雙饋三相電機變頻調速驅動器的製作方法

2023-10-25 21:40:37

專利名稱：能量雙饋三相電機變頻調速驅動器的製作方法
技術領域：
本發明涉及三相感應電機變頻調速，尤其是一種高功率因數正向驅動，高功率因 數能量反饋三相電機變頻調速電路，及類似的需要進行能量雙向傳輸的電源，特別適應於 雙饋風力發電變換器。
背景技術：
部分電動機負荷在電網中佔有最大的比重，採用變頻調速技術可節能降耗、改善控制 性能，已在應用中取得了良好的應用效果和顯著的經濟效益。隨著半導體功率器件技術的 進步，基於脈寬調製技術(PWM)的變頻調速已成為主流。但20年來大範圍的推廣應用卻遇 到了極大的障礙，技術上的問題是主要原因，其中最主要的是諧波和能量反饋，如不能很好 的解決而在現有的技術基礎上大範圍推廣應用，結果可能是災難性的，無論是對電網環境 還是設備自身。三相PWM整流技術被普遍認為是解決上述問題最有前景的手段，在過去的幾年產 生了一些專利，如中國專利CN1949645A，CN101001053A，美國專利US20050093501，PCT專利 PCT/JB2006/003334, PCT/US2005/033565等。其中很多的是在探索解決系統的穩定問題。 三相PWM整流技術可以實現無諧波的高功率因數整流，同時也可實現能量的雙向傳送，但 近年來並沒有得到廣泛的應用，普遍接受的原因是電路複雜、成本高和嚴重的共模電壓幹 擾。美國專利US5784269，US6046915和US20090040800進行了很有意義的探索，把高頻處 理的功率降低到與輸出功率相當的水平，但仍是全功率，並且只能單向傳輸。更為重要的是 三相整流器的三相電流只有兩個自由度，三相PWM整流技術的控制方式造成的控制條件多 餘，當負載為恆定功率的有源負載時，它自己規範由整流器獲取的電流波形，因而以上兩種 方式處理了多餘的功率，影響了系統的穩定性，更何況同一系統中過多的HVM調製的互相 影響。中國專利200810006950. X的低相間整流器和升降壓變換器電路器件略多。

發明內容
本發明的目的是在中國專利，中國專利01140014. 5，，中國專利CN200810006950. X，美國專利US5784269，US6046915，US20090040800，公開的整流技術基礎上改進，以適應三 相感應電機變頻調速，雙饋風力發電，以及類似需要進行能量雙向傳輸恆定功率的整流負 載需求。為解決上述任務，本發明採用的解決方案是將原常規三相電源的整流電路中的 橋式連接的6隻二極體由IGBT或其它可實現電流逆向流通的半導體開關器件取代，構成主 整流器。能量前向流通時，該6隻IGBT中，對於確定的相位區間常規三相橋式整流器中兩 只導通的二極體位置的兩隻IGBT可被控制導通，其餘的四隻必須16BT保持關斷。體內並聯的體二極體正嚮導通的IGBT被控制導通或可降低管壓降。能量反向流通時，該6隻IGBT 中，對於確定的相位區間常規三相橋式整流器中在正向能量流動兩隻導通的二極體位置的 兩隻IGBT —定要被控制導通，其餘的四隻必須IGBT保持關斷，導通的IGBT體內並聯的體 二極體反向，電流通道由導通的IGBT維持。整流器濾波電容容量取值應很小，完全不影響 由三相電中電壓高的相和電壓低的相所決定的整流器輸出電壓波形，並且該電壓波動對所 述的濾波電容的充放電電流要遠小於工作電流。如此主整流器輸出的電壓波形應如圖3 所示，正常直流輸入三相PWM輸出的電機變頻調速控制電路由於電機是典型的對稱線性負 載，根據瞬態功率平衡原理，是恆定功率負載，電流波形應如圖4所示，無論是前向的還是 後向的。三相電中處於中間電位的相在主整流器中被阻斷，故稱阻斷相，如圖2中的B相在 be和cd段。3個半導體組合雙向開關組成的阻斷相選擇開關將電壓高的相和電壓低的相 關斷，將阻斷相連接至高頻電感，由半橋形式的IGBT控制電流的方向和大小，與主整流器 連通。能量前饋時如圖1所示，升降壓變換器工作於升壓方式，對應於起始點相位為零的A相，在0 至η/6相位區間強制A相的電流通過阻斷相選擇開關流入主整流器輸出，大小為Ia = Iaa =Sin(wt)/Sin(π/3)
原先流入主整流器的C相電流將減小為
7 _ 1Sin(at)Sin(wt + π / 6) _ Sin(t + 4π / 6)bm 一 Sin{o)t + Ttll) 8 η(π/3)8 η(ω + π/2) ~ Sin{nl3)而B相電流則為
T r T Sinicot + π 13)
_6] Ib=Icm^aa= 8Ηπ/3)因此，在此區間內我們獲得了三相完美的波形。對於-π/6至0的相位區間，差別 僅在於電流的方向是由主整流器流出至A相，減小的是C相負電流的絕對值，整個的工作過 程如此類推。能量反饋時的處理方式和結果完全相同，僅升降壓變換器工作於降壓狀態，控制 電流方向相反。由此，由恆功率負載規範整流器的輸出電流，輔助的阻斷相填補(BPCP)方法，得 到了一個不使用任何儲能元件完美的有源功率因數校正(APFC)，而高頻方式處理的功率僅 僅為Pa =(π/6)Sin{n / 3) | Sin(at)Sin(at + π / 6)dt = 0.224電路維持了將整流過程中用高頻開關方式處理功率的裝置容量與通常的PWM整 流器相比和平均功率的大幅度降低，更為重要的是系統穩定，無大的共模幹擾輸出，同時可 實現能量的雙向傳輸。


下面結合附圖和具體實施例對本發明作進一步詳細的說明
圖1 是本發明之能量雙饋三相電機變頻調速驅動器電路原理圖，圖2 是三相電之電壓波形，圖3 是三相整流後的電壓波形，圖4 是有源恆定功率負荷規範的整流器電流波形，圖5 是本發明之一般的恆功率負荷能量雙饋阻斷相電流填補整流電路原理圖。
具體實施例方式圖1為本發明之實施例能量雙饋三相電機變頻調速驅動器電路原理圖。包括四個 部分，主整流器100，阻斷相選擇開關200，升降壓變換器300和PWM變頻正弦波發生器400。 主整流器100由半導體IGBT開關管101、102、103、104、105、106和濾波電容107組成，阻斷 相選擇開關200由半導體組合雙向開關201、202、203組成，升降壓變換器300由高頻電感 301，升降壓IGBT開關管302和303組成，PWM變頻正弦波發生器400由半導體IGBT開關管 401、402、403、404、405、406和被驅動電機407組成。主整流器100中，半導體IGBT開關管 101的發射極與102的集電極連接，103的發射極與104的集電極連接，105的發射極與106 的集電極連接，這三個連接點分別與三相電輸入111的A、B、C三相連接，101、103和105的 集電極連接起來作為主整流器100的正極輸出，102、104和106的發射極極連接起來作為主 整流器100的負極輸出，濾波電容107的兩端分別與主整流器的正負極輸出連接。在阻斷 相選擇開關200中，半導體組合雙向開關201，202，203的一端分別與三相電輸入111的A、 B、C三相連接，另一端連接到一起與升降壓變換器300的高頻電感301的一端連接，高頻電 感301的另一端與IGBT開關管302的發射極和303集電極連接，IGBT開關管303的發射 極與主整流器100的負極輸出連接，302集電極與主整流器100的正極輸出連接。在的PWM 變頻正弦波發生器400中，半導體IGBT開關管401的發射極與402的集電極連接，403的發 射極與404的集電極連接，405的發射極與406的集電極連接，這三個連接點分別為頻率可 調的三相電輸出與被驅動電機407三相輸入連接；半導體IGBT開關管401、403和405的集 電極連接起來與主整流器的正極輸出連接，402、404和406的發射極極連接起來與主整流 器的負極輸出連接。主整流器100，阻斷相選擇開關200和升降壓變換器300構成雙饋整流 器，PWM變頻正弦波發生器400作為有源負載，根據瞬態功率平衡原理，是恆定功率負載無 論是能量前饋，還是反饋，整流器的輸出電流波形都由其規範。電路工作於驅動電機的能量前向傳輸過程。主整流器100中的半導體IGBT開關管101，102，103，104，105，106可以維持常斷 不予控制，靠其體內的並聯二極體形成常規的整流橋，也可以對於確定的相位區間常規三 相橋式整流器中兩隻導通的二極體位置的兩隻IGBT控制導通，其餘的四隻必須IGBT保持 關斷，或可降低管壓降。即如圖2所示在相位區間ab，可讓IGBT105、104導通，在相位區間 bd，可讓IGBT101U04導通，在相位區間df，可讓IGBT101U06導通，在相位區間fh，可讓 IGBT103U06導通，在相位區間hj，可讓IGBT103U02導通，在相位區間jl，可讓IGBT103、 104導通，在相位區間lm，可讓IGBT105U04導通。阻斷相選擇開關200在如圖2所示在相位區間ab，讓半導體雙向組合開關202、 203關斷，201導通，使A相與電感相連，在相位區間bd，讓半導體雙向組合開關201、202關 斷，203導通，使C相與電感相連，在相位區間df，讓半導體雙向組合開關201、203關斷，202導通，使B相與電感相連，在相位區間fh，讓半導體雙向組合開關202、203關斷，201導通， 使A相與電感相連，在相位區間hj，讓半導體雙向組合開關201、202關斷，203導通，使C相 與電感相連，在相位區間jl，讓半導體雙向組合開關201、203關斷，202導通，使B相與電感 相連，在相位區間lm，讓半導體雙向組合開關202、203關斷，201導通，使A相與電感相連。在相位區間ab，升降壓變換器控制電流，使電流的方向由A相電流入主整流器，電 流大小為按功率歸一化的數值與A相電對應時刻相位正弦值的積；在相位區間bc，升降壓 變換器控制電流，使電流的方向由C相電流入主整流器，電流大小按功率歸一化的數值與 C相電對應時刻相位正弦值的積；在相位區間cd，升降壓變換器控制電流，使電流的方向由 主整流器電流入C相，電流大小按功率歸一化的數值與A相電對應時刻相位正弦絕對值的 積；在相位區間de，升降壓變換器控制電流，使電流的方向由主整流器電流入B相，電流大 小按功率歸一化的數值與B相電對應時刻相位正弦絕對值的積；……濾波電容107容量的取值應完全不影響由三相電中電壓高的相和電壓低的相所 決定的主整流器輸出電壓波形，並且該電壓波動對所述的濾波電容的充放電電流遠小於工 作電流。如此主整流器輸出的電壓波形應如圖3所示，正常直流輸入三相PWM輸出的電機 變頻調速控制電路由於電機是典型的對稱線性負載，根據瞬態功率平衡原理，是恆定功率 負載，電流波形應如圖4所示，無論是前向的還是後向的。如此，即可在三相電的輸入得到 與相電壓相同的正弦波電流。電路工作於控制電機的能量反饋傳輸過程。主整流器中的IGBT和阻斷相選擇開關的選通時段與前述能量前饋完全相同，差 別僅在於主整流器中的IGBT的導通是必須的。每個π/6相位區間的電流波形形狀與前述 能量前饋相同，但方向剛好相反。圖5為本發明之實施例有源恆功率負載規範輸出電流，阻斷相電流填補整流器電 路原理圖，包括四個部分，主整流器100，阻斷相選擇開關200，升壓變換器300和有源恆功 率負載400。主整流器100由半導體二極體101、102、103、104、105、106和濾波電容107組 成，阻斷相選擇開關200由半導體組合雙向開關201、202、203組成，升降壓變換器300由高 頻電感301，降壓IGBT開關管302、303組成。主整流器100中，半導體二極體101的正極與 102的負極連接，103的正極與104的負連接，105的正與106的負連接，這三個連接點分別 與三相電輸入100的Α、B、C三相連接，101、103和105的負極連接起來作為主整流器100 的正極輸出，102、104和106的正極連接起來作為主整流器100的負極輸出，濾波電容107 的兩端分別與主整流器的正負極輸出連接。在阻斷相選擇開關200中，半導體組合雙向開 關201、202、203的一端分別與三相電輸入111的Α、B、C三相連接，另一端連接到一起與升 降壓變換器300的高頻電感301的一端連接，高頻電感301的另一端與IGBT開關管302的 發射極和303集電極連接，IGBT開關管303的發射極與主整流器100的負極輸出連接，302 集電極與主整流器100的正極輸出連接。主整流器100，阻斷相選擇開關200和升壓變換器 300組合為整流器。由二極體組成的主整流器與普通的三相整流橋工作原理完全相同。阻斷相選擇開 關和升壓變換器的工作狀態與前述實施例1電路工作於驅動電機的能量前向傳輸過程完 全相同。濾波電容107容量的取值應完全不影響由三相電中電壓高的相和電壓低的相所決定的電壓波形，並且該電壓波動對所述的濾波電容的充放電電流遠小於工作電流。主整
流器輸出的電壓波形應如圖3所示，由恆功率負載規範的整流器輸出電流波形應如圖4所
示。如此，與前述實施例1電路工作於驅動電機的能量前向傳輸相同的阻斷相電流大小和
方向控制方式，即可在三相電的輸入得到與相電壓相同的正弦波電流。 當然，本發明之能量雙饋三相電機變頻調速驅動器並不拘限於所舉實施例，如採
用其它形式的電源開關、整流電路、升降壓變換器等，這些變化均落在本發明的保護範圍之內。
權利要求
本發明涉及一種三相電機變頻調速電路，尤其是一種適應於雙饋風力發電的高功率因數正向驅動，高功率因數能量反饋的三相電機變頻調速電路，其特徵在於電路由四個部分組成，主整流器100，阻斷相選擇開關200，升降壓變換器300和PWM變頻正弦波發生器400；所述的主整流器100由半導體IGBT開關管101、102、103、104、105、106和濾波電容107組成，阻斷相選擇開關200由半導體組合雙向開關201、202、203組成，升降壓變換器300由高頻電感301和IGBT開關管302、303組成，PWM變頻正弦波發生器400由半導體IGBT開關管401、402、403、404、405、406和被驅動電機407組成；在所述的主整流器100中，半導體IGBT開關管101的發射極與102的集電極連接，103的發射極與104的集電極連接，105的發射極與106的集電極連接，這三個連接點分別與三相電輸入111的A、B、C三相連接，101、103和105的集電極連接起來作為主整流器100的正極輸出，102、104和106的發射極極連接起來作為主整流器100的負極輸出，濾波電容107的兩端分別與主整流器的正負極輸出連接；在所述的阻斷相選擇開關200中，所述半導體組合雙向開關201、202和203的一端分別與三相電輸入111的A、B、C三相連接，另一端連接到一起與所述升降壓變換器300的高頻電感301的一端連接，所述高頻電感301的另一端與所述的IGBT開關管302的發射極和、303的集電極連接，所述的IGBT開關管303的發射極接所述主整流器100的負極輸出，302集電極接主整流器100的正極輸出；在所述的PWM變頻正弦波發生器400中，半導體IGBT開關管401的發射極與402的集電極連接，403的發射極與404的集電極連接，405的發射極與406的集電極連接，這三個連接點分別為頻率可調的三相電輸出與被驅動電機407三相輸入連接，半導體IGBT開關管401、403和405的集電極連接起來與主整流器的正極輸出連接，402、404和406的發射極極連接起來與主整流器的負極輸出連接；所述的主整流器100，阻斷相選擇開關200和升降壓變換器300構成雙饋整流器，所述PWM變頻正弦波發生器400作為有源負載。
2.根據權利要求1所述的三相電源能量雙饋三相電機變頻調速電路，其特徵在於電 能量的傳輸方向和大小是由所述的有源負載PWM變頻正弦波發生器400決定，所述的主整 流器100保持其正負輸出端分別與三相電中電壓最高和電壓最低相的低阻通道，能量前饋 時連接於電壓最高的相和所述主整流器100正極的IGBT開關管的體二極體正嚮導通，形 成低阻通道，該IGBT開關可控制導通也可控制關斷，連接於電壓最低的相和所述主整流器 100負極的IGBT開關管的體二極體正嚮導通，形成低阻通道，該IGBT開關可控制導通也可 控制關斷；能量反饋時連接於電壓最高的相和所述主整流器100正極的IGBT開關管的體二 極管也被阻斷，該IGBT開關一定要被控制導通形成低阻通道，連接於電壓最低的相和所述 主整流器100負極的IGBT開關管的體二極體也被阻斷，形成低阻通道，該IGBT開關一定要 被控制導通形成低阻通道。
3.根據權利要求1和2所述的三相電源能量雙饋三相電機變頻調速電路，其特徵在 於三相輸入電源的任意時刻總有一相電壓最高，一相電壓最低，電壓最高的相由所述主整 流器100的101、103、105中與之連接IGBT開關連接至主整流器100正輸出端，電壓最低相 的由主整流器100的102、104、106中與之連接的IGBT開關連接至主整流器100負輸出；處 於中間電位的相在主整流器中被阻斷，即所謂阻斷相，由所述阻斷相選擇開關200的201、 202,203中與之相連的半導體組合雙向開關連接至所述升降壓變換器300的高頻電感301 ； 一個完整的2 π周期中分為12個節拍，針對所述阻斷相電過零前後的士 π/6相位區間，由所述的升降壓變換器300規範其電流大小和方向；當所述有源負載PWM變頻正弦波發生器 400控制電能量前饋時，阻斷相處於0至π /6相位區間時，所述的升降壓變換器300規範其 電流方向由三相電流向所述的主整流器100輸出，阻斷相處於-π /6至相位區間時，所述的 升降壓變換器300規範其電流方向由主整流器100的輸出流向所述的阻斷相；當所述有源 負載PWM變頻正弦波發生器400控制電能量反饋時，阻斷相處於0至π /6相位區間時，所 述的升降壓變換器300規範其電流方向由主整流器100的輸出流向所述的阻斷相，阻斷相 處於- π /6至0相位區間時，所述的升降壓變換器300規範其電流方向由三相電流向所述 的主整流器100輸出；電流的大小都為由所述的有源負載PWM變頻正弦波發生器400決定 的電流大小按功率歸一化的數值與阻斷相對應時刻相位正弦值的積；如此通過所述的主整 流器100保持其輸出和其餘兩相的低阻通道提供所需的剩餘電流，正常穩定情況下三相電 的每一相電流最終合成後便都是標準的正弦波。
4. 一種適應恆定功率負荷的三相高功率因數整流電路，其特徵在於電路由四個部分 組成，主整流器，包括普通的6支低頻二極體組成的三相橋和濾波電容，阻斷相選擇開關和 升壓變換器；所述的主整流器濾波電容容量很小，完全不影響由三相電中電壓高的相和電 壓低的相所決定的電壓波形，並且該電壓波動對所述的濾波電容的充放電電流遠小於工作 電流，所述的阻斷相選擇開關，包括3個半導體組合雙向開關，所述的升壓變換器，包括一 個高頻電感和半橋形式的兩個IGBT開關管組成；在所述的阻斷相選擇開關中，所述的3個 半導體組合雙向開關的一端分別與輸入的三相電連接，另一端連接到一起與所述升壓變換 器的高頻電感的一端連接，所述高頻電感另一端與所述的半橋形式IGBT開關管的中間點 連接，所述的半橋形式的下IGBT開關管的發射極接所述主整流器的負極輸出，上IGBT的集 電極接主整流器的正極輸出；所述整流器由恆功率負載規範為與整流器輸出電壓成反比的 輸出電流波形，所述阻斷相選擇開關選擇三相電中處於中間的相即阻斷相與所述的高頻電 感連接，阻斷相處於0至π /6相位區間時，所述的升壓變換器規範其電流由阻斷相流出，阻 斷相處於-π /6至0相位區間時，所述的升壓變換器規範其電流方向流向阻斷相，電流的大 小都為由恆定功率負載決定按功率歸一化的數值與阻斷相對應時刻相位正弦值絕對值的 積；如此通過所述的主整流器導通的二極體保持其輸出和其餘兩相的低阻通道提供所需的 剩餘電流，正常穩定情況下三相電的每一相電流最終合成後便都是標準的正弦波。
全文摘要
一種三相電源能量雙饋高功率因數三相電機變頻調速電路，由四個部分組成，主整流器100，阻斷相選擇開關200，升降壓變換器300和PWM變頻正弦波發生器400，系統無任何與輸入三相電源或輸出調速電源的基波或它們的諧波相關的儲能元件，僅由升降壓變換器以高頻方式處理22％的平均輸出或能量反饋功率，即實現了無論是正常電機驅動，還是能量回饋，均無向電網的諧波輻射，系統具有很好的穩定性。
文檔編號H02P27/06GK101989832SQ200910157448
公開日2011年3月23日 申請日期2009年7月30日 優先權日2009年7月30日
發明者王玉富 申請人:王玉富