變頻器和調諧器的製作方法
2023-05-03 10:14:51
專利名稱：變頻器和調諧器的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於射頻調諧器的變頻器和包括這種變頻器的調諧器。這種調諧器可以用於例如從陸地天線、衛星天線系統或電纜分配系統接收數字或模擬廣播信號。這種調諧器可以用於例如接收數位電視信號、數字音頻廣播信號、電話或數據信號。
背景技術：
已知類型的射頻調諧器包括用於將期望的信道從寬帶輸入頻譜轉換成預定中頻的一個或多個變頻器。典型的寬帶頻譜包括從50到860MHz的頻率範圍，而所選的信道可以轉換到一般在30到50MHz之間的「經典」中頻、一般是大約1.1GHz的第一高中頻、零中頻(ZIF)或近零中頻(NZIF)。變頻器包括從具有等於寬帶頻率範圍加或減中頻的頻率範圍的可變本地振蕩器接收整流信號的一個或多個混頻器。由本地振蕩器提供給該或每個混頻器的整流信號一般是具有相對陡的上升和下降邊緣的矩形或方形波，以便在該或每個混頻器的切換單元中執行「硬切換」，其中切換單元一般體現為吉爾伯特單元。
混頻器單元中硬切換的使用具有已知的優點。例如，混頻器單元中的電晶體在它們極端導通和不導通的狀態之間快速切換並且在它們的線性放大狀態中花費相對少的時間。而且，例如通過包括正弦波的整流信號的方式，與軟切換相比，變形產物減少了。
為了選擇期望的信道，方波整流信號的基頻被控制成等於中頻加或減期望信道的中心頻率。在ZIF的情況下，本地振蕩器頻率等於期望信道的中心頻率。
方波整流信號包含導致不期望信道諧波混頻或噪聲的其它頻率成分，這些頻率成分以中頻疊加到期望信道上。特別地，從理論上講方波包含基頻的所有奇數次諧波，每個諧波成分的幅值隨著該諧波成分的次數增加而減小。理想方波的諧波內容(到十三次諧波)如下
因此，中心在由FDN＝FLO×((2×N)+1)±FIF給出的頻率FDN的信道中的混頻器輸入處的任何不期望信號或噪聲將被轉換成輸出中頻通頻帶，從而疊加到期望的信道上，其中N是大於零的整數，FLO是本地振蕩器的頻率，而FIF是中頻。
不是ZIF類型的變頻器也將「圖像」信道轉換成中頻。圖像信道的頻率在期望信道頻率的兩個相對本地振蕩器頻率側並與期望信道的頻率隔開中頻的兩倍。就象在以上表達式中暗示的，圖像信道也是通過諧波混頻處理轉換的。
因此，方波整流信號中次數大於一的諧波成分的存在使得可能將不期望的信號和噪聲轉換成輸出中頻通頻帶。例如，在寬帶輸入頻譜覆蓋幾個倍頻程的情況下，在轉換成中頻通頻帶的頻率處可能有被佔用的信道，因此期望的信道可能被幹擾信道和噪聲汙染，使得不能實現可接受的接收。因為幹擾信號和噪聲在中頻通頻帶中，因此中頻或後續濾波不能用於除去幹擾信號或噪聲。
圖像取消混頻器是已知的，其中提供了圖像信道的基本減少或取消。這種圖像取消混頻器在NZIF變頻器的情況下是特別有用的，其中圖像信道緊挨著期望的信道，使得圖像信道不能通過在變頻器前面的濾波充分濾波掉或衰減。
還已知在所有類型的變頻器前面提供跟蹤濾波器。這種射頻跟蹤濾波器的通頻帶跟蹤期望信道的頻率，使得濾波器衰減離期望信道足夠遠的信道，以便使濾波有效果。在傳統或經典的中間策略中，這種濾波提供了對圖像信道的衰減。
這種濾波和圖像取消技術可以用於對各種中頻策略提供可接受的性能。但是，為了提供對防止幹擾的足夠保護，這種跟蹤射頻濾波器需要具有相當高的性能。這種濾波器不能在單片式集成電路中形成。因此，濾波器是作為外部組件形成的，這從根本上增加了製造調諧器的成本。此外，為了提供足夠的性能，常常必須提供多部分濾波器(包括多個電感/電容部分)。就象眾所周知的，這種濾波器必須在製造過程中調諧器的校準操作過程中設置，以便確保濾波器通頻帶足夠好地跨調諧器的調諧範圍跟蹤本地振蕩器頻率(根據需要具有合適的偏移)，以便實現足夠的接收性能。同樣，這種校準從根本上增加了製造調諧器的成本。
US 2004/0127187公開了用於避免在I和Q吉爾伯特單元中使用兩個獨立跨導級的正交變頻器。跨導級由以本地振蕩器頻率的兩倍在兩個吉爾伯特單元混頻器之間切換輸入信號的「動態功率分配器」代替。混頻器的輸出不連接到加法器。
US 2001/0027095公開了包括兩個吉爾伯特單元混頻器的圖像拒絕混頻器，其中混頻器的輸出通過相移電路連接到加法器。類似地，EP 0998025公開了其中獨立的混頻器輸出通過相移電路提供給加法器的圖像拒絕混頻器。
發明內容
根據本發明的第一方面，提供了用於射頻調諧器的變頻器，包括第一混頻器和本地振蕩器，第一混頻器包括N個第一混頻級和第一加法器，其中N是大於一的整數，第一混頻級具有通過提供相同的第一相移的各第一信號路徑連接到第一加法器的輸出、連接到一起的第一信號輸入和連接到本地振蕩器的第一整流輸入，本地振蕩器布置成向第一整流輸入提供具有相同頻率但不同相位的基本上為矩形的第一本地振蕩器信號。
相同的第一相移可以是基本上為零的相移。
第一混頻級的每一個都可以包括吉爾伯特單元。
第一混頻級可以具有至少兩個不同的增益。第一混頻級可以包括具有至少兩個不同跨導的跨導級。第一加法器可以包括第一混頻級的公共的輸出負載布置。可選地，第一加法器可以包括第一混頻級的部分公共的負載布置。
本地振蕩器可以是可變頻率本地振蕩器。本地振蕩器可以布置成提供大於一個倍頻程的調諧範圍。
本地振蕩器可以具有被M整除的相差生成級，其中M是大於二的整數。相差生成級可以包括環形計數器。
第一本地振蕩器信號之間的最大相差可以小於180°。第一本地振蕩器信號之間的最大相差可以小於或等於90°。
N可以大於二。N可以等於三。第一本地振蕩器信號可以具有0°、45°和90°的相對相位。
變頻器可以包括第二混頻器，第二混頻器包括N個第二混頻級和第二加法器，第二混頻級具有通過提供相同的第二相移的各第二信號路徑連接到第二加法器的輸出、連接到一起的第二信號輸入、和連接到本地振蕩器的第二整流輸入，本地振蕩器布置成向其提供具有與第一本地振蕩器信號相同頻率且基本上相位正交的基本上為矩形的第二本地振蕩器信號。相同的第二相移可以是基本上為零的相移。第二本地振蕩器信號可以具有90°、135°和180°的相對相位。第二混頻器可以基本上與第一混頻器相同。
根據本發明的第二方面，提供了包括根據本發明第一方面的變頻器的調諧器。
調諧器可以包括在變頻器前面的跟蹤射頻濾波器。
調諧器可以包括零中頻調諧器。
變頻器可以是圖像取消變頻器。第一和第二混頻器可以位於連接到第三加法器並提供90°相對相移的第三和第四信號路徑中。調諧器可以包括近零中頻調諧器。
因此，有可能提供能夠從根本上減小諧波混頻影響的布置。這又減小了例如在該或每個變頻器中中頻輸出通頻帶中可能的幹擾信號的能量。因此，對於該或每個變頻器前面射頻濾波的需求可以放鬆，而且這種濾波可以在單片式集成電路中提供，從而降低製造成本和複雜度。這種技術可以應用到所有類型的變頻器，包括經典的、近零和零中頻類型。這種技術還可以應用到圖像取消變頻器。
作為例子，本發明將參考附圖進一步描述，其中圖1是構成本發明一種實施方式的調諧器的方框示意圖；圖2是圖1調諧器的混頻器的方框電路圖；圖3是說明提供給圖2混頻器的整流信號的波形圖；圖4是可以用在圖1調諧器中的另一混頻器的方框電路圖；圖5是圖1調諧器的本地振蕩器的相差生成級的方框電路圖；圖6是構成本發明一種實施方式的零中頻調諧器的方框示意圖；及圖7是構成本發明一種實施方式的近零中頻調諧器的方框示意圖。
貫穿所有附圖，相同的標號都指相同的部分。
具體實施例方式
圖1所示的調諧器可以用於從任何分布或廣播介質接收數字或模擬編碼的信號。這種介質的例子是陸地廣播、衛星廣播和電纜分配。信號可以表示電視、音頻、電話和數據中的任何一種或其任意組合。調諧器是「經典」中頻(IF)類型，其中在寬帶輸入信號中接收的任何信道都可以被選擇用於接收並轉換成傳統的中頻，例如在30和50MHz之間。因此，所說明的調諧器是單轉換類型。但是，圖1所說明的布置可以構成雙轉換調諧器的一部分。例如，這種布置可以充當用於將所選的期望信道轉換成相對高的第一中頻的第一上轉換器。在輸入信號的頻譜是從50到860MHz的情況下，第一中頻可以是大約1.1GHz。可選地，在雙轉換調諧器執行輸入頻率頻譜到更高頻帶的固定塊上轉換的情況下，圖1所示的布置可以用作用於選擇接收用的期望信道並用於將其轉換成任何期望的輸出中頻的第二轉換器。
在單轉換調諧器的情況下，圖1所示的布置包括用於接收寬帶射頻輸入信號的輸入1，一般包括多個具有預定寬度和頻率間隔的信道。信號提供給跟蹤通頻帶濾波器2，一般需要該濾波器對遠離期望信道並包括圖像信道的信道實現20到30dB之間的衰減。這種濾波器可以在單片式集成電路中包含，整個調諧器在其中構成而且合適的濾波器例子在英國專利申請號0511569.6中公開。濾波器2被控制，以便跟蹤目前所選信道的頻率並且一般以最小的衰減通過這個信道和幾個相鄰信道。
濾波器2的輸出提供給在下文中更具體描述並包括混頻器3和本地振蕩器4的變頻器。該變頻器將選定的期望信道轉換成輸出中頻並將頻率轉換後的信號提供給一般具有基本等於所選信道寬度的通頻帶的表面聲波濾波器(SAWF)5。濾波器輸出信號提供給提供增益的放大與控制以便在調諧器的輸出7提供基本一致信號電平的自動增益控制(AGC)級6。輸出信號一般提供給用於恢復該期望信號的合適類型的解調器。
混頻器3在圖2中更具體地示出。混頻器包括部分並聯的三個混頻級，其中每個混頻級是吉爾伯特單元類型並包括連接到電流切換單元11a、11b、11c的跨導級10a、10b、10c。如圖2的插入物10中所示的，每個跨導級都包括一個長尾對電晶體12和13，其具有各自的發射極退化電阻14和15及公共的恆定電流源16。
每個切換單元都是如圖11的插入物中所說明的交叉耦合的差分對類型。單元包括電晶體17至20，電晶體17和18的發射極連接到一起並連接到電晶體12的集電極，而電晶體19和20的發射極連接到一起並連接到電晶體13的集電極。電晶體17和19的集電極連接到一起，而電晶體18和20的集電極連接到一起，以便構成混頻器的差分輸出21，該混頻器具有形式為電阻22和23的公共負載布置。這種負載布置對於三個混頻級是公共的並構成將混頻級的輸出相加的加法器。混頻級的輸出通過具有相同相移的信號路徑連接到加法器，該相移一般基本是零。信號路徑一般包括互連。
電晶體17和20的基極連接到一起，而電晶體18和19的基極連接到一起，以便構成混頻器級的差分整流信號輸入。混頻器級11a、11b和11c連接到在下文中描述的本地振蕩器相位生成輸出布置，使得混頻級接收具有相同頻率但分別具有0°、45°和90°的相對相移的本地振蕩器信號。
跨導級10a、10b和10c的差分輸入連接到一起，以便形成用於接收由濾波器2濾波的信號的混頻器的差分信號輸入。級10a和10c的跨導(x1)基本彼此相等，而級10b的跨導(x20.5)等於級10a和10c每個的跨導與2的正平方根的乘積。
圖3所示的上面三個波形說明了由本地振蕩器4提供給混頻器3的混頻級的方波本地振蕩器信號LO1、LO2和LO3的相對相位和波形。方波LO1用作參考，因此具有0°相移。方波LO2具有與波形LO1相同的頻率但關於其具有45°的正相移。方波LO3具有與波形LO1相同的頻率但關於其具有90°的正相移。圖3中最下面的波形說明了可以通過將波形LO1、LO2和LO3相加獲得的波形。這種波形具有修改後的諧波頻譜，使得與相同頻率的方波相比，至少一些基頻以上的諧波具有降低的電平。這還可以看作更接近類似基頻正弦波的合成波形。因此，如果這種合成波形用作變頻器中的整流信號，則與基頻相比至少一些諧波電平的降低將減小諧波混頻的影響，如上文所描述的，由此比所選信道更高頻率的信號混頻到相同的中頻。但是，如上文所描述的，不期望圖3底部圖中所示類型的波形用作整流信號，因為這將增加噪聲指數並損害混頻器的信號處理能力。
在目前的變頻器中，單獨的波形LO1、LO2和LO3提供給各自的混頻級。每個混頻級利用其各自的整流信號執行輸入射頻信號的頻率轉換，然後混頻級11a、11b和11c的頻率改變後的輸出相加，以便在21形成混頻器的輸出。因為處理的線性本質，結果產生的輸出信號是如果圖3的合成波形已經應用到單個混頻級將獲得的信號，但沒有利用這種合成整流信號的被損害的噪聲指數和信號處理性能。因此，獲得已經通過合成整流波形獲得的提高的諧波混頻性能，但沒有混頻器噪聲和中間調製性能的退化。
儘管說明了接收不同相位的三種整流信號的混頻級，但由任意個數不同相位的本地振蕩器信號提供的任意個數混頻級可以與適當相加的混頻級的輸出一起使用，從而降低諧波混頻。每個混頻級的有效增益可以相對於其它增益進行選擇，從而最小化諧波混頻。在圖2所說明的例子中，不同的增益是由跨導級10a、10b和10c的跨導提供的，並且對與所說明整流信號的使用是最優的。通過選擇這些值，儘管本地振蕩器基頻的第三和第五次諧波從理論上講被除去了，但實際上因為不平衡和組件容差，所以這些諧波還可能存在但是處於降低非常多的電平。因此，與第三和第五次諧波的諧波混頻被消除或極大地降低，使得將通過諧波混頻以別的方式疊加到混頻器輸出通頻帶的任何信號能量或噪聲被消除或基本降低。
實際上，有可能通過這種技術提供30和40dB之間的諧波混頻取消。在這種調諧器的典型應用中，需要總共大約60dB的合成取消，因此為了實現需要的指數，濾波器2隻需要提供20到30dB的抑制或衰減。「晶片內」跟蹤通頻帶濾波器可以實現這個目的，因此除了在當前傳統IF調諧器情況下的SAWF 5，整個調諧器可以單片集成。
在圖2中，由級10a、10b和10c中的不同跨導提供了不同的混頻器級增益。圖4說明了一種可選實施方式，其中級10a、10b和10c的跨導相同，而是由包括電阻24至27的分解公共負載布置提供不同的混頻器級增益。電阻24和25具有相同的阻值R1而電阻26和27具有相同的阻值R2。為了提供期望的混頻器級相對增益，阻值R1和R2由以下表達式關聯R2＝(-1)×R1這種布置可以具有減小由不同跨導和由用於處理具有不統一比率的電流的實現差別所造成的不平衡並由此提高性能的優點。還有可能結合用於提供混頻器3的混頻器級的適當相對增益的兩種技術。
圖5說明了用於提供圖2所示混頻器所需相移的本地振蕩器4的相移生成輸出級。本地振蕩器是變頻振蕩器，其頻率是通過相鎖循環合成器選擇的，以便將期望的所選信道轉換成需要的中頻。對於本地振蕩器中的基本振蕩器或時鐘，以實際所需的本地振蕩器頻率的倍數運行是常見的。在圖5所說明的布置中，基本振蕩器以所需本地振蕩器輸出頻率四倍的頻率運行，而差分連接30和31將其作為差分時鐘信號提供給四個D類型觸發電路32至35的直接和補充或反向時鐘輸入CK、CKB。觸發電路32至35連接到一起，作為被四整除的環形計數器，其中觸發電路32至34的直接和反向輸出Q和QB分別連接到觸發電路33至35的直接和反向輸入D和DB，而觸發電路35的直接和反向輸出Q和QB分別連接到觸發電路32的反向和直接數據輸入DB和D。觸發電路32至35的輸出分別提供具有45°、90°、135°和0°相移的本地振蕩器輸出信號。通過反轉到觸發電路35輸出的連接，提供具有180°相移的本地振蕩器信號。因此，輸出級5提供了圖2和4中所示混頻器所需的所有本地振蕩器信號。
圖6說明了向基帶同相(I)和正交(Q)成分或數據流提供所選信道直接轉換的零中頻(ZIF)類型調諧器。調諧器具有圖2中所說明類型的輸入1和跟蹤射頻濾波器2。但是，濾波器2的輸出提供給分別用於提供I和Q成分的兩個混頻器3a和3b的信號輸入。
混頻器3a和3b中的每一個都具有圖2或圖4所說明的結構，包括多個(在本例中是三個)並聯但接收具有相同頻率但不同相位的本地振蕩器信號的混頻器級。圖6說明了本地振蕩器4和正交分解器40，使得I混頻器3a接收相對相位為0°、45°和90°的本地振蕩器信號，而Q混頻器3b接收與提供給混頻器3a的那些信號正交並因此具有90°、135°和180°相對相位的本地振蕩器信號。本地振蕩器4和正交分解器可以如上文參考圖5所描述的那樣包含。特別地，圖5所說明的本地振蕩器的環形計數器輸出布置提供了提供給混頻器3a和3b的所有必需相位的本地振蕩器信號。
來自混頻器3a和3b的I和Q基帶信號提供給用於執行信道濾波的濾波器5a和5b。因為I和Q信號處於基帶，因此濾波器5a和5b一般是具有基本等於信道帶寬一半的通頻帶的低通濾波器，從而使處於基帶的期望信號通過而拒絕或很大程度上衰減包括由混頻器3a和3b轉換的相鄰信道的所有其它信道。然後，濾波後的基帶信號通過與圖1所示級6相同類型的各自的AGC級6a和6b提供給調諧器的I和Q輸出7a和7b。
圖7說明了包括用於提供圖像信道拒絕或衰減的圖像拒絕混頻器。調諧器是打算用作近零中頻(NZIF)調諧器，以便提供NZIF調諧器中緊挨著期望信道並因此很難通過實際濾波衰減的圖像信道的拒絕或衰減。但是，圖像拒絕變頻器還可以用在提供傳統中頻輸出的調諧器中。
包括混頻器3a、3b、本地振蕩器4和正交分解器40的跟蹤濾波器和正交變頻器與參考圖6所述的是相同類型。但是，提供給圖6 ZIF調諧器中混頻器3a和3b的整流信號具有處於期望信道中心的基頻，而提供給圖7 ZIF調諧器中混頻器3a和3b的整流信號基本處於由期望信道佔用的頻帶的一端。
混頻器3a和3b的輸出提供給相移級41和42。在圖7所說明的實施方式中，級41和42提供+45°和-45°的相移。但是，可以提供任何能提供90°相對相移的相移布置。而且，儘管級41和42示為位於混頻器3a和3b後面，但這些級可以位於混頻器前面，但就需要在寬帶輸入信號中任何期望信道的實際頻率提供相對相移。
級41和42的輸出提供給形成輸入信號之和的加法器43。應用到信號的相移使得期望信號被「構造」，而圖像信道被抑制或至少被充分衰減此而不會干擾期望信道的接收。級41和42還可以提供濾波，以便從提供給加法器43的信號除去或很大程度上衰減其它不期望的信道。因此，加法器43的輸出在調諧器輸出7提供期望的信道。
因此，有可能提供其中由諧波混頻造成的汙染或幹擾被顯著減小而保留與硬切換整流信號關聯的噪聲和信號處理性能的布置。有可能在單個單片式集成電路中包含大部分或所有這些調諧器，從而簡化製造並降低成本。正交混頻實施方式中正交信道中間的不平衡也可以通過例如使用為圖5所說明的兩個混頻器共同生成的信號來減小。
權利要求
1.一種用於射頻調諧器的變頻器，包括第一混頻器和本地振蕩器，第一混頻器包括N個第一混頻級和第一加法器，其中N是大於1的整數，第一混頻級具有通過提供相同的第一相移的各第一信號路徑連接到第一加法器的輸出、連接到一起的第一信號輸入和連接到本地振蕩器的第一整流輸入，其中本地振蕩器布置成向第一整流輸入提供相同頻率但不同相位的基本上為矩形的第一本地振蕩器信號。
2.如權利要求1所述的變頻器，其中相同的第一相移是基本上為零的相移。
3.如權利要求1所述的變頻器，其中每個第一混頻級都包括吉爾伯特單元。
4.如權利要求1所述的變頻器，其中第一混頻級具有至少兩個不同的增益。
5.如權利要求4所述的變頻器，其中第一混頻級包括具有至少兩個不同跨導的跨導級。
6.如權利要求5所述的變頻器，其中第一加法器包括第一混頻級的公共的輸出負載布置。
7.如權利要求4所述的變頻器，其中第一加法器包括第一混頻級的部分公共的負載布置。
8.如權利要求1所述的變頻器，其中本地振蕩器是可變頻率振蕩器。
9.如權利要求8所述的變頻器，其中本地振蕩器布置成提供大於一個倍頻程的調諧範圍。
10.如權利要求1所述的變頻器，其中本地振蕩器具有被M整除的相差生成級，其中M是大於2的整數。
11.如權利要求10所述的變頻器，其中相差生成級包括環形計數器。
12.如權利要求1所述的變頻器，其中第一本地振蕩器信號之間的最大相差小於180°。
13.如權利要求12所述的變頻器，其中第一本地振蕩器信號之間的最大相差小於或等於90°。
14.如權利要求1所述的變頻器，其中N大於2。
15.如權利要求14所述的變頻器，其中N等於3。
16.如權利要求15所述的變頻器，其中第一本地振蕩器信號具有0°、45°和90°的相對相位。
17.如權利要求1所述的變頻器，包括第二混頻器，第二混頻器包括N個第二混頻級和第二加法器，第二混頻級具有通過提供相同的第二相移的各第二信號路徑連接到第二加法器的輸出、連接到一起的第二信號輸入和連接到本地振蕩器的第二整流輸入，其中本地振蕩器布置成向其提供與第一本地振蕩器信號相同頻率且基本上相位正交的基本上為矩形的第二本地振蕩器信號。
18.如權利要求17所述的變頻器，其中相同的第二相移是基本上為零的相移。
19.如權利要求17所述的變頻器，其中第一本地振蕩器信號具有0°、45°和90°的相對相位，而第二本地振蕩器信號具有90°、135°和180°的相對相位。
20.如權利要求17所述的變頻器，其中第二混頻器基本上與第一混頻器相同。
21.一種調諧器，包括如權利要求1所述的變頻器。
22.如權利要求21所述的調諧器，包括在變頻器前面的跟蹤射頻濾波器。
23.如權利要求21所述的調諧器，包括零中頻調諧器，所述變頻器包括第二混頻器，第二混頻器包括N個第二混頻級和第二加法器，第二混頻級具有通過提供相同的第二相移的各第二信號路徑連接到第二加法器的輸出、連接到一起的第二信號輸入和連接到本地振蕩器的第二整流輸入，其中本地振蕩器布置成向其提供與第一本地振蕩器信號相同頻率且基本上相位正交的基本上為矩形的第二本地振蕩器信號。
24.如權利要求21所述的調諧器，其中變頻器是圖像取消變頻器，該變頻器包括第二混頻器，第二混頻器包括N個第二混頻級和第二加法器，第二混頻級具有通過提供相同的第二相移的各第二信號路徑連接到第二加法器的輸出、連接到一起的第二信號輸入和連接到本地振蕩器的第二整流輸入，其中本地振蕩器布置成向其提供與第一本地振蕩器信號相同頻率且基本上相位正交的基本上為矩形的第二本地振蕩器信號。
25.如權利要求24所述的調諧器，其中第一和第二混頻器位於連接到第三加法器並提供90°相對相移的第三和第四信號路徑中。
26.如權利要求24所述的調諧器，包括近零中頻調諧器。
全文摘要
提供了用於射頻調諧器(1－7)的變頻器(3、4)。變頻器包括包含多個混頻級(10a、11a；10b、11b；10c、11c)的混頻器(3)。這些級的輸出信號無相對相移地提供給加法器，例如以公共負載布置(22、23)的形式。這些級的輸入連接到一起，以便形成混頻器(3)的信號輸入。混頻級(10a、11a；10b、11b；10c、11c)的整流信號輸入從本地振蕩器(4)接收具有相同頻率但不同相位的整流信號(LO1、LO2、LO3)。整流信號(LO1、LO2、LO3)是方波或矩形波。
文檔編號H03C1/00GK1983800SQ20061011560
公開日2007年6月20日 申請日期2006年8月16日 優先權日2005年8月16日
發明者艾薩克·阿里, 尼古拉斯·P.·考利 申請人:英特爾公司