處理實子帶信號以減少混疊影響的設備和方法

2023-06-28 01:45:46

專利名稱：處理實子帶信號以減少混疊影響的設備和方法
技術領域：
本發明涉及對音頻或視頻信號處理，具體涉及用於將信號轉換成頻譜表示的濾波器組，該頻譜表示包括帶通信號或頻譜係數。
背景技術：
在消費和通信電子應用中，期望能夠通過頻率選擇性地增加或降低信號強度來處理信號譜，例如針對均衡器功能或回聲抑制。結合基於對輸入信號進行頻譜分解的音頻編碼方法，看起來顯而易見的是，可以通過採用時變的放大因子的處理，來相應地放大和/或衰減解碼的頻譜分量(子帶採樣和/或變換係數)。然而，這裡所使用的濾波器組
通常具有實值並包括臨界採樣(critical sampling)。因此，子帶信號包含的混疊分量是通過一個接著一個直接執行的分解(分析)和合併(合成)來彼此補償的，而不是在上述處理之後彼此補償。結果，通過例如幅度調製，可能得到可聽見的幹擾。
圖5示出了濾波器組系統，包括分析濾波器組50和合成濾波器組51。將離散時間信號x(n)饋送至N個帶通濾波器53，來獲得由每一個濾波器組通道中的一個抽取器54抽取的帶通信號。然後，將抽取後的帶通信號xo(m)至x^(m)饋送至均衡器級55，其中，將頻譜加權係數go,
…，gw與每個帶通信號關聯。然後將加權帶通信號yo至yw.,分別饋送至插值器56，並且通過相應的合成濾波器go、 gl、 gw., 57對其進行濾波。然後，通過加法器58將濾波後的信號相加，以在濾波器組的輸出59處獲得輸出信號y(n)。當所有放大因子go, gl， ...， g^， = l時，以及當調整濾波器53和57以使濾波器組具有完美的重建特性時，信號y(n)與信號x(n)等同。
應當指出的是，濾波器ho典型地是原型低通濾波器的餘弦調製版本，並且合成濾波器§。^1，...，§^1也是原型濾波器的相應調製版本，其中，濾波器gi與濾波器hj匹配，從而不會由於濾波引入任何偽像。
例如，有包括20個濾波器組通道的濾波器組，從而信號x(n)的20個採樣分別產生一個子帶信號Xi採樣。在這種情況下，濾波器組被認為是經最大抽取的。典型地，通過在數值上有效的數學方法來實現濾波器組，以使在每一通道中發生的濾波以及隨後的抽取是在一個處理步驟中執行的，從而任何位置都不存在未抽取的信號。然而，可選實現方式也是己知的，並根據需要得以實現。
當這樣的濾波器組具有大量通道(例如，1024個通道)時，這代表變換，可以說該變換規則"一舉"實現濾波和抽取。因此，可以由圖5中分析濾波器組部分50來描述的具有1024個釆樣的MDCT，其中，在該情況下，N是1024，並且針對饋送至該變換的每個採樣塊，產生"子帶信號"的單個採樣。如果存在頻譜係數的若干MDCT塊，並且如果採用後續塊中針對頻率索引的的MDCT係數的值作為時間信號，則將產生子帶信號的時間形式。以下，無論何時提到子帶和子帶值，均表示子帶濾波和變換，而不會在每次變換表示最大抽取的子帶濾波時明顯地指出，其中，通道的數目N等於變換係數的數目。
所用濾波器組信號的臨界採樣具有這樣的結果帶通濾波器具有交疊區域，即，例如，濾波器h。的通過區域的上半部與相鄰濾波器h,的下半部分交疊。同時，濾波器h,(n)的上部區域與下一濾波器h2(n)的下部區域交疊。如果在該交疊區域中存在信號分量，則子帶信號xo(m)和子帶信號x,(m)均具有關於該信號分量的信息。如果兩個子帶被放大因子g。和g,(兩個放大因子相等)等同地放大，則通過分析濾波器go和g,以及隨後對濾波器go和g!輸出信號的相加將再次清除混疊，從而輸出信號y(n)沒有偽像。然而，如果兩個信號xo、 xj皮不同地放大，則交疊區域中的信號分量的一部分將被不同地放大，結果是，由於合成濾波器組"未預期到"兩個交疊的濾波器"的不同加權，所以接收信號y(n)具有更多的混疊。
通過使用復值濾波器組可以避免這樣的偽像，但是復值濾波器組不包括臨界採樣，因此不適於編碼。另一方面，在後處理單元中使用這樣的復值濾波器組，例如，在帶寬擴展(SBR)和參數多通道編碼(BCC/EBCC)中。
針對該問題，實值合成濾波提供一種可能但昂貴的解決方案，該實值合成濾波包括隨後的復值分析、處理和復值合成。可以通過由用於產生必需的虛部("r2i")的所謂多頻帶濾波對實值合成和復值分析的依次應用進行近似，來顯著地降低該方法的實現代價。在相應地重新轉換成實部("i2r")之後，可以應用傳統的實值合成。
圖6中示出了使用復濾波器組實施方式的混疊問題的複雜解決方案。如圖6所示，通過實合成濾波器組，將存在於子帶表示中的實信號轉換成實時間信號，作為實合數成濾波器組60的輸出信號61。然後，將該實時間信號61饋送至複分析濾波器組62，來獲得復值子帶信號63。然後，將這些復子帶信號63饋送至處理級64，處理級64接收圖5的加權因子Ck和/或加權因子gj.並且是可以按照圖5的均衡器級55的相同方式來設置的。在處理級64的輸出處，出現經處理的復值子帶信號65，然後要通過複合成濾波器組66將其轉換成輸出信號67，輸出信號67同樣是實信號。為了獲得實信號67，在複合成濾波器組66中，在加法之前形成實部(該加法可以與圖5的加法器58的加法相同)，或者在加法58之後形成實部。直接丟棄虛部。然而，通過複分析濾波器組/合成濾波器組設備的處理確保了沒有由對相鄰子帶的不同處理引起的輸出信號67中的更多混疊幹擾。
然而，如上所述，與圖5的直接處理相比，由於需要附加的複分析濾波器組和附加的複合成濾波器組，該解決方案非常複雜，由於分析濾波器和/或合成濾波器包括相當可觀的濾波器長度，該濾波器長度實際上可能在每一濾波器組多於30個濾波器抽頭的範圍內(即，可能
在分析端和合成端兩端)，所以從計算的觀點以及產生的延遲來看，這些濾波器組非常複雜。但另一方面，不會引入混疊。
複雜度較低的解決方案是圖7中所示的多頻帶濾波，其中聯合了在時間和/或頻率上相鄰的子帶信號，從而不再需要圖6的處理級62、66，而分別由圖7的塊r2i和i2r代替。因此，處理級64或55的運算將以復表示來進行，SP，在圖7中72處的級70和71之間進行。
在實到復(r2c)的轉換中，對實值合成濾波器組和復值分析濾波
9器組的串行連接進行了近似。這裡，通過將三個濾波器輸出信號交疊，來形成針對每一實子帶採樣的虛部。三個濾波器中的每一個應用在相應的子帶和兩個相鄰頻帶中。
相應地，從復到實(c2r)的轉換對復值合成濾波器組和實值分析
濾波器組的串行連接進行了近似。這裡，將實部形成為原始實子帶採樣和三個濾波器輸出信號交疊的均值。將三個濾波器中的每一個應用至相應子帶和兩個相鄰頻帶中的虛部。
r2c和c2r的串行連接必須儘可能精確地重建原始子帶信號，來避免輸出信號中可聽見的幹擾。因此，相應的濾波器必須具有相對較大的長度。
在德國專利DE 102 34130 B3中公開了可以有利的方式應用的此類多頻帶濾波。用於產生離散時間信號的復頻譜表示的濾波器組設備包括用於產生離散時間信號的逐塊實值頻譜表示的裝置，該頻譜表示包括時間上的連續塊，每一塊包括一組實頻譜係數。此外，提供了用於對逐塊的實值頻譜表示進行後處理的裝置，以獲得包括連續塊的逐塊復近似頻譜表示，每一塊包括一組復近似頻譜係數，其中，可以由第一子頻譜係數和第二子頻譜係數來表示復近似頻譜係數，可以通過將至少兩個實頻譜係數組合來建立至少第一或第二子頻譜係數。第一子頻譜係數是復近似頻譜係數的實部，第二子頻譜係數是復近似頻譜係數的虛部。該組合是線性組合，並且為了確定某一特定頻率的復頻譜係數，用於後處理的裝置將該頻率的實頻譜係數與相鄰的較高或較低頻率的實頻譜係數或當前塊、時間上的在前塊或時間上的在後塊的相應的實頻譜係數相組合。
該過程的缺點在於，相對較長的濾波器需要獲得沒有混疊的表示，特別是在兩個相鄰子帶中不存在不同權重的情況下，也可以說是對兩個子帶進行等同加權的"良好(benign)"情況。如果使用太短的濾波器，在該良好情況下也會發生混疊，該混疊是不可接受的，並在圖7中塊r2i70和域i2r71中產生極大的濾波器長度。同時，該極大的濾波器長度意味著計算複雜度，並且特別是對於某些特定應用來說，也意味著不期望的極大延遲。
10

發明內容
本發明的目的是提供一種用於處理信號的高效且高質量的構思。該目的通過以下得以實現 一種根據權利要求l的用於對實子帶信號進行處理的設備、 一種根據權利要求24的用於對實子帶信號進行
處理的方法、根據權利要求25的分析濾波器組、根據權利要求26的合成濾波器組、根據權利要求27的用於分析信號的方法、根據權利要求28的用於合成信號的方法、或根據權利要求29的電腦程式。
本發明基於如下發現可以通過將子帶濾波劃分成正常部分和校正部分來解決大量偽像或較大濾波器長度的問題，正常部分包括由針對特定子帶的加權因子加權的子帶，校正部分取決於根據其他子帶和針對其他子帶的加權因子。由於根據本發明不再對該正常部分進行"來回"濾波而是簡單的加權，因此不再需要用於產生正常部分的較長濾波器，達到了高效實現。使用根據例如為相鄰子帶的其他子帶和針對該子帶的加權因子而計算的校正部分，解決了混疊問題。為了使本發明的加權子帶是能夠"防止混疊"的，校正部分與加權子帶相組合(例如，相加)，來獲得校正的子帶信號，減少了混疊。
本發明的優點在於，直接計算校正的子帶信號的主要部分，艮口，僅使用為該子帶信號提供的加權因子進行加權，而不對其進行濾波。這節省了計算時間，並同時節省了特別重要的計算消耗，特別是對於
移動或電池驅動裝置。不再需要通過較長分析濾波器和隨後的合成濾波器對子帶本身進行濾波。取而代之，只是逐採樣地進行加權。這通過劃分成加權部分和校正項來實現。
由於校正部分的精度不必與正常部分的精度一樣高，因此通過短得多的濾波器可以附加地計算校正項。在本發明中，由於可以使用於校正部分的濾波器更長，因此可以實現任意縮放，從而進一步抑制混疊，但是，特別在仍舊允許少量混疊時，極短的濾波器長度可以用於計算校正部分，在極端情況下，校正部分的計算可以退化成僅僅是乘以因子的乘法和後續的加法，在這種情況下，混疊當然強於例如多於8個濾波器抽頭的濾波器長度的情況。另一方面，當存在良好子帶處理時，即，當通過相同的加權因子對相鄰子帶進行加權時，根據本發明，通過再劃分成正常組成部分和校正組成部分，確保了儘管只使用短濾波器也不會引入幹擾。在這種情況下，根據本發明可以將校正部分簡單地設置為零，上述可以手動執行，但是，當通過兩個相鄰子帶的加權因子的差值來對加權的校正項進行加權時，上述可以自動實現。如果該差值等於零，兩個放大因子將相等，即，不管校正項有多大、不管校正項僅提供粗略校正還是甚至提供精細校正，校正項都被設置為零。如果已更精確地計算了校正項，則針對加權因子相同的情況，校正項自身將必須為零。然而，僅對於粗略校正，在這種情況下，結果同樣是校正項不等於零，但是，由於已經使用校正因子的差值執行了加權，所以校正項不會使結果惡化。
根據實施方式，不是僅使用一個子帶信號，而且利用兩個相鄰子帶信號和/或利用與發生頻帶交疊的重要區域內(即，濾波器具有例如小於30dB衰減的濾波器器區域)中頻帶數目一樣多的相鄰子帶信號，來獲得校正項。如果多於三個濾波器交疊，則再計算校正項以及計算與之關聯的校正因子時，考慮多於三個的濾波器。
應當指出的是，當子帶信號是帶通信號時，不是只能針對具有相對小數目的通道的濾波器組來執行本發明構思。相反，本發明構思也可以應用至具有更大數目的濾波器組通道的濾波器組，例如，通過變
換實現的濾波器組。例如，這樣的變換是FFT、 DCT， MDCT或其他最大抽取變換，其中，針對每一採樣塊在每一濾波器組通道產生一個頻譜係數。時間上連續的頻譜係數塊中係數索引相同的頻譜係數表示帶通信號，可以對該帶通信號進行濾波，以確定校正項，從而獲得校正項。


以下將參照附圖對本發明的優選實施例進行描述，在附圖中圖l是根據本發明優選實施例的用於處理實子帶信號的本發明設備的電路方框圖2是圖1的校正項確定器的詳細圖示；
12圖3a是根據本發明優選實施例的本發明設備的示意圖示；圖3b是圖3a的濾波器部分的更詳細的圖示；
圖3C是根據根據本發明可選實施例的本發明設備的示意圖示；
圖3d是圖3c中示意性示出的設備的更詳細的圖示；
圖4示出了具有逐子帶處理設備的分析濾波器組/合成濾波器組設
備；
圖5示出了具有均衡器級的實值分析/合成濾波器組設備；
圖6示出了實合成濾波器組與複分析濾波器組和複合成濾波器組的級聯； '
圖7是多頻帶濾波的示意圖示；
圖8是圖7的多頻帶濾波的濾波器運算的更詳細的圖示；
圖9是針對具有奇數和偶數索引的子帶信號的濾波器的表格圖
示；
圖10示出了用於確定校正項的濾波器的幅頻響應的示例性比較；
圖ll示出了脈衝的子帶濾波；
圖12示出了頻帶界限之上1%處的正弦聲調的子帶濾波；圖13示出了頻帶界限之上5%處的正弦聲調的子帶濾波；圖14示出了頻帶界限之上10%處的正弦聲調的子帶濾波；
圖15示出了頻帶界限之上20%處的正弦聲調的子帶濾波；
圖16示出了頻帶界限之上30%處的正弦聲調的子帶濾波；
圖17示出了頻帶界限之上40%處的正弦聲調的子帶濾波；圖18是正弦聲調在頻帶界限之上10X的MDCT的混疊抑制的示意圖示。
具體實施例方式
圖l示出了用於處理多個實子帶信號中的實子帶信號x(k)的本發明設備，多個實子帶信號是由分析濾波器組(圖5中的50)產生的實離散時間信號x(n)的示例。本發明設備包括加權器IO，用於通過為子帶
信號而確定的加權因子Ck，對子帶信號Xk進行加權來獲得加權的子帶
信號ll。優選地，加權器實現為執行乘法。具體地，子帶採樣乘以校正因子，其中子帶採樣是帶通信號的或變換譜的頻譜係數的採樣。可選地，不進行乘法，而可以執行對數值加法，g卩，校正值的對數與子帶採樣Xk的對數相加。
用於處理的本發明設備還包括用於計算校正項的校正項確定器，校正項確定器使用至少另一子帶信號Xt和提供給該另一子帶信號的另一加權因子C,，來計算校正項。該另一加權因子與加權因子Ck不同。甚至當分析和合成濾波器具有完美重建特性時，這兩個加權因子的不同也是實濾波器組應用中發生混疊的原因。如同加權的子帶信號一樣，將在裝置12輸出處的校正項饋送至組合器13，組合器實現為將加權的
子帶信號和校正項進行組合，以獲得校正的子帶信號yk。
優選地，組合器13實現為逐採樣地執行組合。因此，對於加權子
帶信號Xk的每一採樣，存在"校正項採樣"，從而可以執行l: l的校正。可選地，為了實現較小的計算複雜度，例如，可以執行校正，以便為特定數目的加權子帶採樣計算單個校正項，然後以平滑或非平滑的方式將該單個校正項與同該校正項採樣關聯的採樣組的每一採樣相加。根據實施方式，也可以計算校正項作為因子而非相加項。在這種情況下，組合器將執行校正項與加權的子帶信號的乘法，來獲得校正的子
帶信號yk。
應當指出的是，當通過具有交疊通過特徵的濾波器產生了兩個子帶信號時，發生混疊。在特定的濾波器組實施方式中，存在包括交疊區域的此類交疊濾波器特性，該交疊區域對相鄰子帶信號而言是比較顯著的。因此，優選地，如圖2所示實現校正項確定器。校正項確定器包
括第一校正項確定器部分12a和第二校正項確定器部分12b。第一校正項確定器部分考慮索引為k的當前子帶信號和索引為k+l的下一更高子帶信號的交疊。此外，除了子帶信號Xk+p校正項確定器部分12a還
接收更高子帶信號的加權因子Cw。優選地，校正項確定器還接收Ck+,
和Ck的差值，如圖2中qk所示。
第二校正項確定器部分12b考慮子帶信號Xk與比子帶信號Xk的索
引低l的子帶信號xw的交疊。因此，除了子帶信號x^，校正項確定器部分12b還接收該子帶信號的加權因子Ck.,，優選地，還接收加權因子Ck.,和加權因子Ck的差值(參照圖2中Ck)。
在輸出端，第一校正項確定器部分12a提供第一校正項qkXUk，第 二校正項確定器部分12b提供第二校正項PkxLk，其中，如將參照圖3a 和3b進行描述的，將這兩個校正項相加以與加權的子帶信號Ck x &相 組合。
以下將對圖8和3a中更加詳細示出的優選實施例進行描述。
以多頻帶濾波對實值合成濾波器組和復值分析濾波器組的串行 連接進行近似。這裡，通過將三個濾波器輸出信號交疊，來形成針對 每一實子帶信號採樣的虛部。三個相應的濾波器應用在相應的子帶和 兩個相鄰頻帶中。
因此，從復到實(c2r)的轉換近似了復值合成濾波器組和實值分 析濾波器組的串行連接。這裡，作為原始實子帶採樣和三個濾波器輸 出信號的交疊的均值，來形成實部。將三個相應的濾波器應用於相應 的子帶和兩個相鄰頻帶中的虛部。
r2c和c2r的串行連接必須儘可能精確地重建原始子帶信號，以避
免輸出信號中的可聽見幹擾。因此，相應的濾波器必須具有相對大的 長度。
這裡提出的方法基於如下思想將"r2c"、"增益控制"和"c2r" 的串行連接再劃分成在使用相等的放大因子時形成的信號部分、和由 於相鄰子帶的放大因子之間存在差值而形成的信號部分。
由於第一信號部分與原始子帶信號相對應，因此可以省略相應的 運算。
如在常規的r2c和c2r轉換中發生的一樣，餘下的信號部分取決於 相應的放大因子的差值，並僅用來抑制混疊分量。由於相應的濾波器 不會影響對未變化的子帶信號的重建，因此，它們可以包括相當短的 長度。
接著，將更詳細地描述該過程。
根據子帶k、 k-l和k+l的實值子帶採樣，計算子帶k中的虛部，以 形成
/々)=/U^Mrt(z) + // '(z)A-1(z) + //,'(z)A+1(z) (1 )
15由於具有奇數索引的子帶的鏡像(mirroring)，H和H'之間的區分是 必需的。
如果每一子帶分別乘以放大因子Ck，考慮到附加的歸一化因子
0.5，子帶k中的重建信號的結果將是
&(z) = 0.5(0(z) + cA (z) + '(z)/",(z) + q+,G,'(力A+,(z))
如果用Ck+Pk代替Ck.i， pfCw-ck，並且如果用Ck+qk代替Ck"， qk=
Ck+1-Ck，結果將是
K 0) = OX (A (力+ G (z) + G '0)/w (力+ G,(z))
+ 0.5 (AG 'd, (z) + 'd (力) (2 )
這裡，當在所有子帶中使用相同的放大因子時，第一項與重建的 子帶信號相對應，從而等於除了因子Ck以外的原始子帶信號和/或類似 於原始子帶信號。然而，第二項表示不同的放大因子的影響，並可以 視作與實處理相比復處理的子帶k的校正項，校正項計算如下 (z) = 0.5; tGB'(" (//m '(z)Z4—, (z) +(Z)Xt_2 (z) + (z))
+ '(//m '(Z)A+,(Z) + // (z)A(z) + i/,(Z)J^+2(z)) (3 )
以下結合是多相濾波器組的特性和具有奇數索引的子帶的鏡像 的結果
= —&(0，//,'(2) = -//u(z),//u'(z) = -//,(0, Gm(》=-//Jz),G;(z)=柳,G,'②=// (力，
G '(>)// 0) = //,(>)// (z) * 0,G,'(z)//,(z) = // 0)//,0) 0 ")
代入具有如下結果
(z) = 0.5 & H, (z) (//, (z) & (z) — //m (z))
+ 0.5&// (力(// (械(z) - (z)) ( 5 )
由於重建不再取決於與在子帶上恆定的放大因子一併使用的濾
波器，所以這些濾波器可以通過較短濾波器來代替，其中，還可以近
似相應的乘積濾波器，從而不計算虛部，而可以計算兩個校正項 ^ (z) = 0.5 (//,,(z) - /f,m (z), (z))
t/* (z) = 0.5 ((z) — H鵬(z))
//〃 (z) H,2 0)， (z) //, (z)//m (z),仏 (z) i/ 2 (z), //鵬(z) if (z) ( 6 )通過原始子帶信號和兩個校正信號的加權交疊，來獲得包括混疊
補償的期望子帶信號
K (z) = c A (z) + 0) + ^ (z) ( 7 )
然而，在實際實現中，要記住，必須將對包括濾波的相應信號路 徑中的延遲進行補償的延遲引入到沒有濾波的信號路徑中。 為了檢查整體性能，後續附圖示出了針對不同輸入信號的濾波器
組分析、20dB的子帶衰減、和後續濾波器組合成之後的輸出信號。 還可以將所述方法與MDCT組合，而不是EBCC中使用的濾波器組。
為此，產生適合長度為5的濾波器的濾波器係數。這與在順序地 應用相應的變換和/或重變換時得到的未截斷的濾波器相對應。然而， 與"r2c-c2r"技術相比，該新方法的優點在於，只要MDCT頻譜保持 不變，就不會產生近似誤差。然而，由於在近似中僅考慮兩個相應的 相鄰頻帶，所以利用"r2c-c2r"將會產生誤差。
針對頻帶界限之上10%的正弦聲調得到的信號頻譜示出了結合 MDCT同樣極有效地抑制了混疊分量。這裡，相鄰頻帶也衰減了10dB。
因此，通過在重變換之前進行MDCT逆變換，可以將均衡器功能 和/或回聲抑制方法直接集成到音頻解碼器中(例如，MPEG-AAC中)。
圖8示出了實至復(r2c)和復到實(c2r)的濾波器運算的示意圖 示。通過經濾波器Hu'濾波的子帶信號x^和經濾波器Hr產生的子帶
XkW的子帶信號，來產生頻帶Xk的虛分量Ik。此外，經濾波器Hm濾波的
子帶信號Xk的分量對該虛分量Ik有貢獻。由於由濾波器k交疊的子帶信 號Xk.,的一部分具有低通特性，所以濾波器Hu'是低通濾波器。類似地，
由針對Xk的濾波器交疊的上子帶信號Xw的一部分是高通信號，從而
Hr是高通濾波器。如所述，對H和H'進行區分，以考慮具有奇數索引 的子帶的鏡像。在圖9中，針對子帶Ik+2到Ik.2的虛部，示出了H和H'的 這種變化。此外，索引"m"代表"中間"，並指中心子帶信號的貢獻。 此外，索引T代表"低"，並考慮到圖8所示的較低子帶(即，索引 減l的子帶)對當前子帶的貢獻。類似地，"u"代表"高"，並指圖8 的上部示出的子帶(即，索弓l加l的子帶)對當前子帶的貢獻。在圖8中示出了與各個分析濾波器H相對應的合成濾波器G。 G,具
有高通特性，而Gu具有低通特性。因此，如前所述，Gu'和Hu的乘積與 H,和Hu的乘積相同，或者G,'和H,的乘積與Hu和H,的乘積相同並幾乎等 於0，這是由於相應的高通濾波器乘以低通濾波器，並且得到的具有相
似截止頻率的高通濾波器和低通濾波器的頻率響應等於o和/或近似為
0。甚至對於截止頻率不相等而彼此遠離的情況，得到的頻率響應也等 於0。如果低通濾波器的截止頻率小於高通濾波器的截止頻率，得到的
頻率響應還等於o。僅在低通濾波器的截止頻率大於高通濾波器的截止
頻率的情況下，上述給出的近似不會成立。然而，在典型的多相濾波 器組中不會發生這樣的情況，和/或如果發生這樣的情況，也只會導致 輕微的幹擾，該幹擾會引起有些不精確的校正項。由於通過所關心的 兩個加權因子的差值優選地對校正項進行加權這一事實，誤差也將隨 著差值的減小而減小。
圖3示出了由本發明的校正項確定器12實現的上述得到的優選濾 波器的示意圖示。從圖3a顯而易見的是，整個設備包括濾波器部分30 和加權部分31。在圖3a的加權部分31中用Ck代表的圖l的加權器在加權 部分31中。圖l的組合器13與圖3a中的加法器13相對應。校正項確定器 12包括採用4個濾波器H,m、 H 、 Huu和Hum的濾波器動作。此外，校正
項確定器還包括通過相應的所關心的兩個加權因子的差值對未加權的 校正項U和Uk進行加權，g卩，如加權部分31中所示，分別通過qk和Pk 進行加權。圖3b中示出了圖3a的濾波器部分的更加詳細的實現。子帶 信號Xw饋送至低通濾波器Hta 32。此外，將子帶信號Xk饋送至低通濾 波器Hu 33。此外，將子帶信號Xk饋送至高通濾波器Huu34，並且將下 一子帶信號Xk饋送至也可以作為高通濾波器實現的濾波器H目35。濾波 器32和33的輸出信號在加法器34中組合，表示第一未加權校正項k。 此外，濾波器34和35的輸出在加法器35中相加，表示第二未加權校正 項Uk。此外，當濾波器實現為數字濾波器(即，FIR或IIR濾波器)時，
針對由提供給子帶信號Xk的加權因子加權的子帶信號Xk，考慮發生的
濾波器延遲。對濾波器33到35的延遲的考慮發生在延遲級38中，並且 可以發生在加權之前或之後。對於這樣的實現，為了達到最高質量，
18優選地，所有濾波器32、 33、 34、 35長度相同，並將延遲38調整以適 應濾波器32至35的濾波器長度。例如，如果濾波器32到35中每一個的 濾波器長度為ll，則延遲38必須提供5個子帶信號採樣的延遲幅度。
圖3a和3b示出了將濾波器32、 33、 34、 35表示為乘積濾波器的情 況，即，將濾波器32、 33、 34、 35表示為對項lk和Uk進行計算的濾波器， 項lk和Uk隨後只需被加權。圖3c和3d示出了本發明實現的優選實施例， 其中並不是由4個乘積濾波器來計算校正項，而是總共6個單獨的濾波 器320、 330、 340、 350、 381、 382。
如圖3c中具體所示，通過由濾波器Hm對x^進行濾波和加上已經 被H,濾波的濾波信號Xk，來計算信號Lk。同樣，已引入歸一化因子0.5。 然而，如在第一實施例的情況下，可以省略該歸一化因子，或將該歸 一化因子設置為不同的值(包括l)。此外，通過由Hu對Xk進行濾波來 計算其他分量Uk，其中從Xk.Hu中減去Xk+rHm。與在圖3a下部示出的等 式相反(在該等式中己經在濾波器中考慮了乘積)相反，單獨地對圖 3c中的信號分別進行濾波。如圖3a所示，然後通過Pk和qh分別對結果 Lk和Uk進行加權。除了加權以外，還執行經H,和Hu的濾波。
與圖3a相反，存在第一濾波器部分、以及可以與加權部分集成和 /或組合的另外的第二濾波器部分。因此，可以在濾波器係數中就考慮 了加權因子，或在數字濾波器H,和/或Hu進行濾波之前或之後分離地應
用該加權因子。因此，延遲Z'd考慮到由兩個分量X^和/或Xkw在第一濾
波器部分中的濾波引起的延遲，並還考慮到通過濾波器H,和/或Hu對Lk 和/或Uk進行濾波而引起的第二濾波器中的延遲。
儘管根據實現的濾波器組，任意濾波器特性都可以用於濾波器 Hn、 Hi、 Hu，但是優選的是，對H,使用低通濾波器、對Hu使用高通濾 波器和/或對Hj吏用帶通濾波器。由於圖10中的HnlOO等於濾波器H,的 平方，因此濾波器巧具有類似於圖10的形狀。通過在縱軸的兀/2 (即， 大致在圖10的中心)處對圖10的左部分進行鏡像，得到實現為高通濾 波器的濾波器Hu。由於濾波器H,m是帶通濾波器和低通濾波器的乘積濾 波器，從而不再出現在圖3c中，因此，可以在兀/2處的線上對濾波器H,m 進行鏡像，來獲得圖3b中的濾波器Hum35。儘管該組裝形式的乘積濾
19波器不再出現在圖3c中，但是在由組合器13對分量進行組合之前，首 先隱式地對該乘積濾波器進行的計算。
而在圖3b中，通過濾波器部分30和由加權因子pk和qk對分量Lk和 Uk的加權，來實現圖3a的校正項確定器12，根據圖3c和3d的校正項確
定在一種雙濾波器級中進行，其中，首先，不使用乘積濾波器而使用 單獨的濾波器對加法器360和/或370的輸出處的信號Lk、 Uk進行計算，
然後利用後續的單獨濾波在第二濾波器部分中執行通過Pk和/或qk進行 的加權。
然而，類似於圖3a，在圖3d中進行由加權器10對子帶信號Xk的加權。
在圖3c和圖3d所示的實施例中或廣而言之，不將兩個濾波器結合 起來形成乘積濾波器。取而代之，將兩個濾波器分別實現為單獨的濾 波器。即使不存在在乘積濾波器中的結合，除了針對實現以外，還有 濾波器長度縮短的優點。因此，與從實到復和/或從復到實的直接重新 計算相比，縮短了延遲。如圖10中針對乘積濾波器示意性示出的，方 框320、 330、 340、 350、 381、 382中濾波器上的波浪線表示這些濾波 器與正常濾波器組的子帶濾波器相比在長度上縮短了。優選的是，使
用比子帶濾波器的濾波器長度小的濾波器長度來產生子帶信號Xk.,、 xk
和/或Xk+,。此外，優選的是，近似(即，縮短)之後的濾波器hu、 hm、 h,的濾波器長度是在子帶濾波器組中應用多個濾波器來產生子帶信號 是所用的濾波器的長度的至多500%，這如同在其他情況下一樣。
優選地，濾波器長度<21是優選的，其中，這樣濾波器的延遲<10。 與圖3a和b所示的實施方式相比，圖3d所示的實施方式以快速時變衰減 因子提供了優點。對於時間形式，圖3d所示的實施方式更類似於實/ 復-復/實的實施方式，而在乘積濾波器實現中，在應用放大因子之後 不會再進行濾波。
不管是選擇具有單獨並縮短的濾波器的實現還是選擇具有乘積 濾波器的總結性實現，根據本發明都實現了抑制混疊的快速實濾波器 組。在特別優選的實施例中，圖3d中的濾波器長度與圖3b中的濾波器 長度相比縮短了，這是由於圖3d中的全部計算具有類似於圖3b中全部計算的延遲。類似於圖3b的實現可以在圖3d中，用於第一濾波器部分 中的濾波器，使其具有7個係數的濾波器長度，該7個係數的濾波器長 度與子帶信號的3個採樣的延遲幅度相對應。在這種情況下，例如，第
二延遲383和/或後續濾波器381、 382可以具有長度為4的濾波器長度， 來實現幅度為2的延遲。這裡應當指出的是，當總延遲有些大於圖3b 的乘積濾波器延遲時，有些更長或有些更短的濾波器和/或圖3d中的實 施方式也能帶來優點。
圖4示出了分析濾波器組和/或合成濾波器組中圖l到3d中所示的 用於加權的設備的使用。從圖4顯而易見的是，濾波器通道0到N-1中 的每一個都必需一個圖l所示的設備。然而，優選地，當類似圖3b實現 時，用於處理的每一個設備具有相同的4個濾波器32至35，從而不管子
帶信號的數目和/或分析/合成濾波器組的濾波器通道的數目如何，只 須計算和/或優化相同的4個濾波器。
可以通過來自於分析/合成原型濾波器的直接計算或通過通常以 計算機輔助方式發生的數值優化，來執行濾波器的實際計算。在濾波 器32至35的數值優化中，預先設置濾波器長度，從而可以獲得針對不 同濾波器長度的濾波器集合。如圖10具體所示，對於具有濾波器傳遞 函數100的濾波器(即，H )或對於具有濾波器傳遞函數101的濾波器 (即，Hlm)，獲得顯著的低通特性。然而，可以看出的是，可以通過 短得多的濾波器，即，通過濾波器102或103，對在阻帶區域內具有非 常顯著衰減的濾波器進行近似。濾波器102和103的濾波器長度僅為11， 從而對濾波器100和101進行近似。然而，可以看出的是，在低頻區域 內，偏差很小並且僅在較高頻率處增大。另一方面，通過濾波器102 和103確保了阻帶衰減大於40dB，從而這些極短的濾波器已經達到了 良好的混疊抑制。
圖11示出了在子帶採樣周期中位置8處的針對脈衝的濾波器組響 應。實濾波器組提供了110處所示的形式。復濾波器組提供了112處所 示的形式。根據本發明的包括校正的實濾波器組提供lll處所示的形 式。可以看出的是，包括校正的實濾波器組具有幾乎與復濾波器組相 同的形式，然而卻可以相當便宜地實現。僅在k-l和k之間的頻帶界限
21處，包括校正的實濾波器組直接呈現波狀形式，這是由於使用了如圖 10所示的僅為11的濾波器長度，而非使用圖10所示的完整濾波器。顯
而易見的是，儘管使用了圖3b的短濾波器32至35，但包括校正的實濾
波器組與抗混疊的復濾波器組之間的偏差是可忽略的。濾波器長度越
短，形式111和112之間的偏差越大。然而，對於延遲優化的變體而言， 可以使用小於5的濾波器長度，其中，曲線111和112之間的偏差仍舊保 持在合理水平。
接著，圖12中示出了在考慮頻帶界限之上1%處的正弦聲調時的 濾波器組響應。輸入信號121表示正弦聲調。如曲線122所示，實濾波 器組會產生混疊。通過"次峰"125，混疊變得明顯，其中該次峰是由 於通過不同的加權因子對相鄰頻帶k-l和k進行加權而引起的。同樣， 顯而易見的是，復濾波器組不具有這樣的次峰，即不會產生這樣的混 疊，並且該復濾波器組是通過包括校正的實濾波器組來最優地近似的， 其中僅在區域126中，實濾波器組與復濾波器組之間存在偏差。實濾波 器組比復濾波器組提供更大的衰減，這歸功於濾波器32至35的濾波器 長度已縮短至ll這一事實。
應當指出的是，在圖12的示例中，以及在圖13、 14、 15、 16、 17 的示例中，與其他子帶相比，始終存在20dB的子帶衰減。
圖13示出了與圖12類似的情況，但是針對頻帶界限之上5%處的 正弦聲調。同樣，實濾波器組會產生次峰125。然而，該次峰幾乎全部 被包括校正124的實濾波器組衰減。僅在127處仍可以看見非常小的偏 差。當減小濾波器32至35的濾波器長度時，該峰127會繼續增大。甚至 對於退化濾波器，即，僅執行通過加權因子加權的濾波器，峰127仍小 於次峰125。儘管由退化濾波器進行相當不完善的濾波，但是通過由兩 個加權因子之差對濾波後的值進行根據本發明的加權，至少對於加權 因子相等或幾乎相等的情況而言，幾乎不會引入幹擾。
圖14、圖15、圖16和圖17示出了類似的情況，其中正弦聲調與頻 帶界限相距更遠。所有附圖清晰地示出了如果不執行本發明的校正則 會由實濾波器組產生的混疊分量。此外，所有附圖在127處示出了根據 本發明的包括校正的實濾波器組和抗混疊的復濾波器組123之間的偏差甚至更小。
圖18示出了類似於圖12到17的情況，但是針對MDCT形式的變換。 同樣，可以清晰看到在頻率127.88處發生的混疊分量。通過本發明的 校正，即，通過由濾波器32至35對連續MDCT峰的相應的MDCT係數 進行濾波，抑制了混疊分量，除圖18中127處的很小偏差以外。如果長 度為11的濾波器長度用於濾波器32至35，則在大約10個MDCT頻譜之 後才會設置整個組成。因此，在圖3a和3b的實現中，在產生敏感輸出 值之前，5個MDCT塊的延遲是必要的。
根據情況，本發明的方法可以硬體或軟體的形式實現。可以實現 在數字存儲介質上，具體地，在具有可以進行電子讀取、可以與可編 程計算機系統協同工作以執行相應的方法的控制信號的盤或CD上。一
般而言，本發明也是電腦程式產品形式，該電腦程式產品具有存 儲在機器可讀載體上的程序代碼，用於當電腦程式產品運行在計算 上時執行本發明的方法。換言之，還可以將本發明實現為具有程序代 碼的電腦程式，用於在計算機上運行該電腦程式時執行該方法。
權利要求
1、一種用於處理多個實子帶信號中的實子帶信號(xk)的設備，所述多個實子帶信號表示由分析濾波器組(50)產生的實離散時間信號x(n)，所述設備包括加權器(10)，用於通過為子帶信號確定的加權因子(ck)對子帶信號(xk)進行加權，來獲得加權的子帶信號(11)；校正項確定器(12)，用於計算校正項，所述校正項確定器使用至少一個第二子帶信號(x1)並使用提供給第二子帶信號(x1)的第二加權因子(c1)，來計算校正項，第二加權因子(c1)不同於所述加權因子(ck)；以及組合器(13)，用於將加權的子帶信號與校正項進行組合，來獲得校正的子帶信號(yk)。
2、 根據權利要求l的設備，其中，校正項確定器(12)根據子帶 信號的加權因子(Ck)和第二子帶信號(Xl)的第二加權因子(Cl)的 差值，產生校正項。
3、 根據權利要求1或2的設備，其中，校正項確定器(12)根據 子帶信號(xk)，確定校正項。
4、 根據前述權利要求之一的設備，其中，校正項確定器(12) 使用所述多個子帶信號中頻率範圍索引與子帶信號(xk)的頻率範圍 索引相差"1"的子帶信號(xw,xw)，作為第二子帶信號。
5、 根據前述權利要求之一的設備，其中，校正項確定器(12) 確定第二校正項(12b)，所述第二校正項取決於第三子帶信號(xw) 和與第三子帶信號(xw)關聯的第三加權因子(Ck.!)，第三加權因子(Cw)不同於所述加權因子(ck)。
6、 根據權利要求5的設備，其中，組合器(13)將第二校正項與加權的子帶信號(11)進行組合。
7、 根據權利要求5或6的設備，其中，校正項確定器(12)使用 頻率範圍索引不同於所述子帶信號(xk)的頻率範圍索引以及不同於 第二子帶信號(xk+1)的頻率範圍索引(k+1)的子帶信號，作為第三子帶信號。
8、 根據前述權利要求之一的設備，其中，校正項確定器將所述 校正項計算為經第一濾波器(33)濾波的所述子帶信號與經第二濾波器(32)濾波的第二子帶信號(Xk.,)的線性組合，其中濾波器(32、 33)是濾波器長度在1和20之間的低通濾波器或高通濾波器。
9、 根據前述權利要求之一的設備，其中，校正項確定器根據第 二子帶信號(xw)來計算未加權的校正項，並且通過所述子帶(xk) 的加權因子(ck)和子帶(Xl)的加權因子(c,)的差值，對未濾波的 校正項進行加權。
10、 根據前述權利要求之一的設備，其中，根據以下方程，校正項確定器(12)計算校正項(KT): KT = pk Lk(z) + qk Uk(z)，Pk等於相鄰子帶信號Xk.,的加權因子Cw和子帶信號Xk的加權因子Ck的差值，qk是另一相鄰子帶信號Xk+,和子帶信號Xk的加權因子Ck的差 值，Lk是所述相鄰子帶信號xw的未加權的校正項，以及Uk是由所述另一相鄰子帶信號Xk+,引起的未加權的校正項。
11、 根據權利要求10的設備，其中，如下計算未加權的校正項Lkformula see original document page 3A,和A2是因子，Hu表示第一低通濾波器(33)， H,m表示第二低通 濾波器，Huu表示第一高通濾波器(34)，以及Hum表示第二高通濾波器 (35)。
12、 根據權利要求ll的設備，其中高通濾波器(34、 35)的截止 頻率大於或等於低通濾波器(32、 33)的截止頻率。
13、 根據前述權利要求之一的設備，其中，能夠通過將採樣塊變換到頻譜表示來實現分析濾波器組， 並且子帶信號包括子帶採樣，所述子帶採樣包括連續頻譜表示的序列 中頻率索引相同的頻譜係數。
14、 根據權利要求1至12之一的設備，其中，分析濾波器組(50)是抽取濾波器組，所述抽取濾波器組包括能夠通過原型濾波器的調製來描述的濾波器。
15、 根據權利要求13或14的設備，其中，子帶信號是具有若干採樣的信號，針對N個值的離散時間信號中的每個信號來產生N/M採樣，M是由分析濾波器組產生的子帶信號的數量。
16、 根據前述權利要求之一的設備，其中，組合器執行加權的子帶信號和校正項的相加。
17、 根據前述權利要求之一的設備，還包括用於提供與子帶信號關聯的不同加權因子的裝置，該用於提供的裝置(55)鑑於均衡器功能、或回聲抑制、或帶寬擴展、或參數多通道編碼，來確定若干加權因子。
18、 根據權利要求10的設備，其中，使用以下方程來計算未加權的校正項U和Uk:Lk， = (HfXk - Hm Xk-i)'AUk， = (Xk.Hu - Hm'Xk+i)'A2A,、 A2是常數因子，Hm、 H,、 Hu表示濾波器，濾波器H, (330)包括低通特性，濾波器Hu (340)包括高通特性。
19、 根據權利要求18的設備，其中，濾波器Hm (320、 350)具有帶通特性。
20、 根據權利要求18或19的設備，其中，使用以下方程來計算未加權的校正項Lk和Uk:乙k — IV.H^Uk = Uk'HuH,是低通濾波器(381)， Hu是高通濾波器(382)， U'和IV是中間信號。
21、 根據前述權利要求之一的設備，其中，校正項確定器(12)包括濾波器(32、 33、 34、 35; 320、 330、 340、 350、 381、 383、 382)，所述濾波器具有小於子帶濾波器的濾波器長度的濾波器長度，以產生所述子帶信號(Xk)或第二子帶信號(x,)。
22、 根據權利要求21的設備，其中，校正項確定器(12)包括具有選定的濾波器長度的濾波器(32、 33、 34、 35; 320、 330、 340、 350、 381、 383、 382)，其中選定濾波器長度，以使濾波器的延遲小於所述子帶信號(Xk)或第二子帶信號(Xl)的10個子帶信號採樣。
23、 根據權利要求22的設備，其中，校正項確定器(12)僅包括具有選定的濾波器長度的濾波器，其中選定濾波器長度，以使每個濾波器的延遲小於所述子帶信號(Xk)或第二子帶信號(Xl)的6個值。
24、 一種用於處理多個實子帶信號中的實子帶信號(Xk)的方法，所述多個實子帶信號表示由分析濾波器組(50)產生的實離散時間信號x(n)，所述方法包括以下步驟通過為所述子帶信號確定的加權因子(Ck)，對所述子帶信號(xk)進行加權(10)，來獲得加權的子帶信號(11);使用至少一個第二子帶信號(Xl)並使用提供給第二子帶信號(x,)的第二加權因子(q)，計算(12)校正項，第二加權因子(C|)不同於所述加權因子(ck);以及將加權的子帶信號與校正項進行組合(13)，來獲得校正的子帶信號(yk)。
25、 一種分析濾波器組，包括用於從離散時間信號中產生多個子帶信號的裝置(50);以及根據權利要求1至23之一的設備，用於針對每個子帶信號進行處理，來獲得經處理的子帶信號。
26、 一種合成濾波器組，包括根據權利要求1至23之一的設備，針對已由分析濾波器組產生的多個子帶信號的每一子帶信號，獲得經處理的子帶信號；以及多個合成濾波器(51)，用於對經處理的子帶信號進行濾波，來獲得合成濾波的子帶信號；以及求和器(58)，用於對經濾波的子帶信號求和，來獲得離散時間信號。
27、 一種對離散時間信號進行濾波的方法，所述方法包括以下步驟從離散時間信號中產生(50)多個子帶信號；以及 針對每一子帶信號，通過根據權利要求24的方法來處理子帶信 號，以獲得經處理的子帶信號。
28、 一種用於合成信號的方法，所述方法包括以下步驟 針對己由分析濾波器組產生的多個子帶信號的每一子帶信號，通過根據權利要求24的方法來處理子帶信號，以獲得經處理的子帶信號； 以及對經處理的子帶信號進行合成濾波(51)，來獲得合成濾波的子 帶信號；以及對經濾波的子帶信號求和(58)，來獲得合成的信號。
29、 一種包括程序代碼的電腦程式，用於在計算機上運行所述 電腦程式時執行根據權利要求24、 27或28的方法。
全文摘要
為了處理多個實子帶信號中的實子帶信號，其中多個實子帶信號表示由分析濾波器組產生的實離散時間信號，提供加權器(10)來獲得加權的子帶信號(11)，加權器(10)通過為子帶信號確定的加權因子，對該子帶信號進行加權。此外，通過校正項確定器(12)來計算校正項，校正項確定器(12)使用至少一個第二子帶信號並使用提供給第二子帶信號的第二加權因子，對校正項進行計算，兩個加權因子不同。然後將加權的子帶信號與校正項進行組合來獲得校正的子帶信號，這樣即使對子帶信號進行了不同程度的加權，也會減少混疊。
文檔編號G10L19/02GK101501760SQ200780027935
公開日2009年8月5日 申請日期2007年6月26日 優先權日2006年7月31日
發明者哈拉爾德·波普, 貝恩德·埃德勒 申請人:弗勞恩霍夫應用研究促進協會