一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路的製作方法

2023-06-22 17:29:11

一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路的製作方法
【專利摘要】一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，用來控制開關穩壓器的一種電路和方法具有（1）一個開關，包含一個或多個開關電晶體（2）一個輸出端，用於給一個具有穩定電壓的負載提供電流，該負載包含一個輸出電容器。當輸出端的電壓能夠基本上保持輸出電容器具有穩定的電壓時，這種電路和方法可以產生一個控制信號，來使上述一個或多個開關電晶體截止。這樣的一種電路和方法可以提高穩壓電路的效率，特別是在平均電流較低的水平下。
【專利說明】一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路
【技術領域】:
[0001]本發明涉及一種開關穩壓電路。更特別的是，本發明涉及一種控制電路和方法，使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持較高的效率。
【背景技術】:
[0002]電壓穩壓器的目的是為負載提供一個預定的恆定的輸出電壓。一般來說，有兩種不同類型的穩壓器:串聯穩壓器和開關穩壓器。
[0003]串聯穩壓器採用了一個旁路元件(如，一個功率電晶體)與一個負載串聯耦合，並通過旁路元件來控制壓降，從而調節負載上的電壓。相反，開關穩壓器採用開關(如，一個功率電晶體)與負載串聯耦合或並聯耦合。穩壓器控制開關的導通和截止，從而調節負載的功率。該開關穩壓器採用電感儲能元件來將開關電流轉換成一個穩定的負載電流。因此，開關穩壓器的功率可以通過離散電流脈衝下的開關來傳輸，而在串聯穩壓器中，功率作為一個穩定的電流通過導通元件來傳輸。
[0004]為了產生一股電流脈衝，開關穩壓器通常包含控制電路，用來使開關打開或閉合。開關的佔空比，控制負載的功率，可以用多種不同的方法來改變。例如，佔空比可以用下列方式改變(I)固定脈衝流的頻率，再改變每個脈衝打開或閉合的時間，或(2)固定每個脈衝的打開或閉合的時間，再改變脈衝流的頻率。
[0005]用以往的方式來控制佔空比，開關穩壓器通常比串聯穩壓器更有效。在串聯穩壓器中，導通元件通常工作於線性區，導通元件可在線性區連續的導通電流。這會導致功率在電晶體中不斷消耗。相反，在開關電晶體中，開關是閉合的，不消耗功率，或者是打開的，處於低阻抗狀態，消耗很少的功率。這種工作中的差異通常會導致開關穩壓器中平均功率消耗的降低。
[0006]當有一個高的輸入-輸出電壓差通過穩壓器時，上述效率的差異更明顯。例如，當開關穩壓器等效函數的效率大於75%時，串聯穩壓器的效率通常低於25%。
[0007]因為串聯穩壓器效率的提高，開關穩壓器通常採用電池供電系統，如可攜式和筆記本電腦以及手持儀器中的供電系統。在這樣的系統中，當開關穩壓器提供的電流接近額定輸出電流(如，當可攜式或筆記本電腦中的磁碟或硬碟驅動器是打開的)時，整體電路的效率就可以很高。然而，這個效率通常是輸出電流的函數，該輸出電流通常會減小為低值的輸出電流。這種效率的降低通常是由於開關穩壓器相關的損耗所引起的。這些損耗包含，穩壓器中控制電路的靜態電流損耗，開關損耗，開關驅動電流損耗，電感器/變壓器繞阻和磁芯損耗。
[0008]低輸出電流下的開關穩壓器的效率的降低，在電池供電系統中是很重要的，可以使電池的壽命最大化。
[0009]綜上所述，需要提供一個高效率的開關穩壓器。
[0010]還需要提供一種控制電路和方法，來保持較寬電流範圍內的高效率，該電流範圍包含開關穩壓電路中的低輸出電流。

【發明內容】
:
[0011]因此，本發明的目的是提供一種高效率的開關穩壓器。
[0012]本發明的另一個目的是提供一種控制電路和方法，來保持較寬電流範圍內的高效率，該電流範圍包含開關穩壓電路中的低輸出電流。
[0013]根據本發明的發明目的，提供了一種電路和方法，用來控制開關穩壓器的電壓，其中(I) 一個開關包含一個或多個開關電晶體(2)—個用於為恆壓下的負載提供電流的輸出端包含一個輸出電容器。該電路和方法產生了一個控制信號，來使一個或多個開關電晶體在工作的情況下截止，當輸出端的電壓足以保持輸出電容器具有穩定的電壓時(如，在低輸出電流的情況下)。在這段時間裡，該負載不消耗輸入電源的功率。因此，提高了穩壓器的效率。如果需要的話，除開關電晶體以外，開關穩壓器的其他元件也可以關閉以節省更多的功率。本發明可以進一步提聞整體穩壓電路的效率。
[0014]本發明的電路和方法可以用於控制開關穩壓電路中的多種類型的開關，包括使用一個或多個功率電晶體的開關。此外，本發明中的電路和方法可以用於控制各種類型的開關穩壓器的配置，包含降壓、升壓和極性反轉的配置。
[0015]本發明的技術解決方案:
[0016]此外，本發明中的電路和方法可以改變開關電晶體截止的時間，以響應開關穩壓器的輸入和輸出電壓。本發明的此項功能降低了低輸入電壓下的開關穩壓器的噪聲排放。本發明也降低了電流失控的可能性，當一些穩壓器配置中的輸出電壓的電路發生短路時。
[0017]對比專利文獻:CN202663305U—種開關穩壓電路及其控制電路201220216734.X，CN203180774U 一種開關穩壓器 201320150748.0
【專利附圖】

【附圖說明】:
[0018]附圖將對本發明的優點作進一步的描述，部分器件的參考字符已在圖中標明。
[0019]圖1顯示了一個典型的開關穩壓器的原理圖，該開關穩壓器採用了一個包含一對同步切換壓降MOS電晶體的開關。
[0020]圖2顯示了一個開關穩壓電路，採用了本發明的第一個高效控制電路的實施方案，其作用是驅動一個包含一對同步切換壓降配置的MOS電晶體開關。
[0021]圖3顯示了一個開關穩壓電路，採用了本發明的第二個高效控制電路的實施方案，其作用是驅動一個開關，該開關包含一個開關MOS電晶體和一個降壓配置的開關二極體。
[0022]圖4顯示了一個開關穩壓電路的結構圖，包含一個「用戶激活」的高效控制電路，其作用是驅動一個包含一對同步切換壓降配置的MOS電晶體開關。
[0023]圖5顯示了一個開關穩壓電路的結構圖，其中控制電路的閉合時間可以改變。
[0024]圖6顯示了圖5中閉合時間可變的控制電路的詳細原理圖。
[0025]圖7顯示了一個示例性開關穩壓電路的原理框圖，包含閉合時間可變的功能和高效率的控制電路，用來驅動一個包含一對同步切換壓降配置的MOS電晶體開關。
[0026]圖8顯示了一個開關穩壓電路，，其中包含一個用來防止穩壓器中的輸出電感的電流極性發生逆轉的電路，該穩壓器從負載獲得功率。
[0027]圖9顯示了一個開關穩壓電路的原理框圖，該穩壓電路採用了本發明中的具有升壓配置的高效率的控制電路。
[0028]圖10顯示了一個開關穩壓電路的原理框圖，該穩壓電路採用了本發明中的具有極性反轉配置的高效率的控制電路。
【具體實施方式】:
[0029]圖1是一個典型的傳統工藝的開關穩壓電路，採用了一個具有壓降配置的推挽式的開關。
[0030]參考圖1，電路10用於在終端12提供一個可調節的直流輸出電壓Vtot，用來驅動負載14，該負載可能是一個可攜式或筆記本電腦或者是其他的電池供電系統。電路10從一個非穩定的電壓源Vin獲得電能，該電壓源Vin耦合到終端14 (如，12伏特的電池)上的。電路10包含推挽式的開關15，驅動電路20，輸出電路30和控制電路35。
[0031]驅動電路20用於驅動推挽式的開關15，其中包含兩個同步開關式的功率MOS電晶體16 (P溝道)和17(n溝道)，重疊串聯在電源Vin和地面之間。驅動電路20中的推挽式開關15是通常被稱為「橋」的裝置。MOS電晶體16和17用於交替給輸出電路30提供電流，輸出電路30包含電感器32 (LI)和輸出電容器34 (C0ut)o輸出電路30可以使交替供應的電流穩定，這樣，負載12就會提供一個穩定的電壓VTOT。為了提供交流電流，MOS電晶體16和17分別由P溝 道驅動器26和N溝道驅動器27來驅動，這兩個電晶體都由控制電路35控制。
[0032]控制電路35包含單觸發電路25，它可以用來提供一個閉合的持續時間脈衝(如，2到10微秒)，在MOS電晶體16保持截止且MOS電晶體17保持導通的時間段裡。否則，單觸發電路25會提供一個打開的持續時間脈衝，在MOS電晶體16保持導通且MOS電晶體17保持截止的時間段裡。因此，單觸發電路25交替地將MOS電晶體16導通和將17截止，從而為輸出電路30提供一個交流電源。單觸發電路35的佔空比由電流放大器39控制。
[0033]控制電路35通過電阻分壓網絡R1/R2 ( (36A/36B)來監測輸出電壓VQUT，從而提供一個反饋電壓VFB，其值與輸出電壓Vtot成正比。控制電路35通過電感器LI來檢測電流込，從而提供一個反饋電流Ifb，其值與電感器電流L成正比。電路10的作用是控制電感器電流l.，這樣反饋電壓Vfb就會是穩定的，基本上等於參考電壓VKEF，該參考電壓由參考電路37提供。隨著反饋電壓Vfb的穩定，輸出電壓Vtot也會被調節為一個更高的電壓比(R1+R2)比R2。
[0034]跨導放大器38是用來比較反饋電壓Vfb和參考電壓Vkef的。電路10按照下列方式來調節輸出電壓VOTT。在每個周期中，當開關15是「打開」的，P-MOS電晶體16就會被導通，電感器LI的電流込的上升速率取決於Vin-Vot^當込上升到由跨導放大器38的輸出端38A設定的閾值水平時，電流比較器39使閉合脈衝觸發一次，並啟動開關15的「閉合」周期。在「閉合」的循環周期裡，單觸發電路25保持P-MOS電晶體16截止，並使N-MOS電晶體17導通。從而使電感器LI的電流IJ拳低的速率取決於VOTT。因此，開關15關閉的佔空比受到控制，所以，電流込會在終端12產生一個穩定的輸出電壓VOTT。
[0035]隨著輸出負載電流的增加，通過R2電阻器36B的壓降會降低。這會在跨導放大器的輸出端38B轉換成一個小的誤差電壓,從而使輸出端38A的電位升高,從而為電流比較器39設定一個更高的閾值。因此，電感器LI的電流L上升到負載電流所需的水平。
[0036]由於單觸發電路25的關斷時間(tQFF)是恆定的，開關穩壓電路10在電感器LI處具有恆定的紋波電流(用來恆定地輸出電壓VOTT)，但是會有一個隨Vin的頻率。紋波振蕩頻率由下述方程給出:
[0037]fEIP= ( l/t0FF) [1-(V0UT/VIN)]
[0038]圖1中的電路10的一個缺點是，紋波振蕩頻率會減小到一個和低輸入電壓Vin —樣的水平。當為開關穩壓電路供電的電池接近放電的時候，可能會發生這樣的情況。然後，電感器LI會產生噪聲，採用該穩壓電路的用戶可能會對此比較反感。
[0039]現有技術中的電路10的另一個缺點是，當輸出電壓Vqut對地短路時，電感器電流込就不好控制了。電感電流和電壓之間的基本關係由下述方程給出didt=V/L。這意味著，關閉時間裡的電流L的值取決於通過電感器LI的電壓值，等於Vtot和N-MOS電晶體的漏極電源電壓Vds之和。在短時間之內，Vtot的值接近於0，同時Vds的值也非常低，從而使tQFF時間裡的電流L會有一個很小的衰減。然而，下面的每個閉合的周期，P-MOS電晶體16重新被導通，直到控制電路25中的電流比較器39再一次跳轉到單觸發恆定閉合時間。即使P-MOS電晶體在最短的時間裡導通，電感器LI的電流込會比在時間段增加得更多。這會導致一個失控的情況，在這種情況下，短路電流可能會達到破壞性的水平。
[0040]現有技術的電路10的進一步的缺點是，會從電感器LI獲得恆定的紋波電流。在t0FF時間段裡，電感器LI的電流L通常以相同的數量逐步降低，無論穩壓器的輸出電流是多少。在低輸出電流的情況下，這會導致電感器LI的電流極性反轉，從而，從負載獲得功率。在之後的打開周期裡，該電流再次變為正向的，這樣，平均電感電流等於負載電流。恆定的紋波電流的損耗，以及開關的損耗，都是由開關15的MOS電晶體的柵極充電和放電所引起的，從而在低輸出電流的情況下降低效率。如果電感器LI的電流的極性發生反轉，且通過N-MOS電晶體17將功率從負載牽引到地面，這是特別的情況。
[0041]電路10進一步的缺點是關於柵極驅動P-MOS電晶體16和N-MOS電晶體17。驅動器26和27 —般通過延時來確保一個功率MOS電晶體截止，在其他的MOS管導通之前。如果在兩個MOS電晶體的導通中沒有足夠的死區時間(如，器件，電路處理，或溫度的變化)，電流會直接從輸入電源Vin傳輸到地面。這種「直通」效應可以顯著地降低效率，而且在某些情況下，可能因為過熱而摧毀功率MOS電晶體。
[0042]圖2是一個開關穩壓電路的原理框圖，該穩壓電路採用了本發明中的第一種高效控制電路，用來驅動一個包含一對同步切換壓降配置的MOS電晶體的開關。
[0043]開關穩壓電路50包含推挽式開關15，驅動電路20和輸出電路30，與圖1相似。電路50也包含一個本發明中的高效控制電路70的實施案例。
[0044]控制電路70包含單觸發電路25，電流比較器39和放大器38，與圖1類似。然而，除了這些器件，控制電路70還包含恆定電流源IJ2和滯回比較器74，用來在平均電流較低的水平下提供高效率。
[0045]下面將進行更詳細的討論，恆定電流源IJ2和遲滯比較器74允許推挽式開關15進入工作的狀態，在該狀態下，MOS電晶體16和17同時被截止，這時，輸出電壓Votit可以通過輸出電容器Qm來基本保持一個穩定的電壓值VKEF。這種工作狀態稱為「睡眠模式」。推挽式開關15進入這樣一種睡眠模式與圖1中的穩壓電路形成對比，其中，MOS電晶體16和17中的一個一直保持導通狀態。本發明的這一特點降低了穩壓電路的功耗，因為在睡眠模式下，推挽式開關15不消耗功率，或是不允許負載&上的功率被牽引到地面。
[0046]此外，如果需要，當推挽式開關15處於上述的睡眠狀態時，穩壓電路可以使其他的電路器件關閉，當穩壓器處於睡眠狀態時，這些器件不需要使用。例如，在圖2所示的實施案例中，單觸發電路25，電流比較器39，電流源IJ2和放大器38也可以在睡眠模式中被截止。本發明的這一特徵允許穩壓電路工作於更高的效率下，如果只有推挽式開關15保持在睡眠狀態下。
[0047]在較高的負載電流下(如，大於20%的最大輸出電流)，控制電路70的工作方式與圖1中的控制電路35類似。在圖2中，電流反饋信號Ifb再次被提供給同相輸入電流比較器39。偏移電壓￥<?76，最好內置在放大器38中，電平位移反饋電壓Vfb略低於參考電壓VKEF，從而在高電流的情況下，保持遲滯比較器74的輸出。當反饋電流Ifb超過提供給電流比較器39的反相輸入端的電流時，比較器39的輸出端變為高電平，從而開啟開關的「閉合」周期。
[0048]在「閉合」周期裡，單觸發電路25的輸出端25A變為高電平，從而使P-MOS電晶體16截止，並使N-MOS電晶體17導通。在一段由單觸發電路25設定的恆定時間過後，輸出端25A變為低電平，從而開啟下一個「打開」周期，在該周期中，P-MOS電晶體16導通且N-MOS電晶體17截止。
[0049]根據本發明，穩壓電路50在低輸出電流水平下進入睡眠模式，如下所述。遲滯比較器74的作用是檢測反饋電壓Vfb，當Vfb超過一個比參考電壓Vkef大的預定電壓值時，變為低電平。這種情況可以指出輸出電壓Vott超過了一個比參考電壓Vkef大的預定電壓值。在平均輸出電流較低的條件下，或誘發這種過壓的情況，通過提供一個恆定的電流源IJ2，與放大器38並聯耦合。在過壓的情況下，MOS電晶體16和17都會保持截止的狀態，通過與門66和與非門68來實現。
[0050]恆定電流源I1為電流比較器39設定了一個最小的反饋電流閾值。在比較器39每次跳變到打開周期的時候，電感器LI都需要設定一個最小的電流。根據本發明，電流比較器39在它的電流水平足以使它發生跳變的情況下，故意保持在打開的周期裡。因此，更多的電流被提供給電感器LI，該電流比保持輸出電壓Vtot等於穩定電壓V.所需的電流更大。結果是，Vtot再次上升到比穩定電壓V.更高的值，反饋電壓Vfb使遲滯比較器跳變到一個預定的電壓值，該電壓值大於V.。當比較器74發生跳變時，它的輸出端變為低電平，從而使MOS電晶體16和17截止，使穩壓電路進入睡眠模式。
[0051]在上述的工作狀態中(B卩，「睡眠模式」)，MOS電晶體16和17同時被截止，輸出負載14由輸出電容器Cott供電。遲滯比較器74用來檢測反饋電壓VFB，當Vott下降時，Vfb根據比較器74的滯後量下降，驅動電路20被帶出睡眠模式(其中，MOS電晶體16和17同時被截止)，這樣就電流源和負載14開啟了一個新的打開周期。如果負載電流保持低電平，Cout會重新充電，使它的電壓值超過V.，反饋電壓Vfb在幾個周期後會再次使比較器74發生跳變。
[0052]因此，在低負載的情況下，控制電路70用於使MOS電晶體16和MOS電晶體17截止，它們不需要使輸出電壓保持穩定的電壓值，如果輸出電容器Qjut有能力做到這些。在這樣一個模式中，當輸出電壓低於穩定的電壓值時，控制電路70會使開關15打開，以使輸出電容器充電，從而使它的電壓值超過穩定的電壓值。因此，Votit將在由比較器74提供的上下門限電壓之間振蕩，比較器74的遲滯電壓按照(R1+R2)比R2的比例分配。穩壓器「甦醒」後給輸出電容器Cotjt充電的速度取決於負載電流,即使在較低的輸出電流的情況下，也會保持高效率。
[0053]根據本發明，控制電路70使MOS電晶體16和17保持截止，在輸出電流低至可以允許輸出電容器Qm來保持穩定的輸出電壓值的時間段裡。通常，在這樣的閉合時間段裡，MOS電晶體16和17都會被保持截止的狀態，即使開關穩壓器可以提供一個穩定的電壓，在小到100微妙到大到幾秒的時間段裡(分別對應於幾個開關周期到超過幾十萬個開關周期，開關頻率為100千赫茲)。這樣的閉合時間通常允許輸出電流範圍超過100:1時還保持較高的效率(如，超過90%)。因為開關穩壓器中的其他的器件在這樣的時段裡也可以保持關閉，通常可以獲得更高的效率。
[0054]圖2中所示的穩壓器50中的控制電路70的作用是，驅動一個同步切換開關，其中包含MOS電晶體16和17。本文中應用的術語「同步切換開關」，指的是一個包含兩個開關電晶體的開關，被用來給穩定電壓下的負載提供電流。圖3顯示了本發明中的第二種高效的控制電路的原理框圖，其作用是驅動一個開關，該開關中包含一個開關電晶體和一個壓降配置的開關二極體。
[0055]如圖3所示，開關穩壓電路100包含開關115，該開關包含P-MOS電晶體116和二極體118。開關115由驅動器120驅動，該驅動器包含P-驅動器126。開關115的打開和關閉都由控制電路125控制，因為控制電路125隻被用於驅動一個MOS電晶體(與圖2中的控制電路70形成對比)，它只有一個輸出端125A (從與非門68輸出端獲得)。
[0056]控制電路125包含電流比較器39，放大器38，遲滯比較器74和單觸發電路25，與圖2中所示的控制電路70類似。正如上面所討論的有關圖2的內容，在平均輸出電流較低的水平下，恆流源IJ2用來給電感器LI提供過量的電流，從而使輸出電壓Vott上升到超過穩定電壓V.,其中,輸出端基本上由輸出電容器供電一段時間。在這個時間段裡,P-MOS電晶體116在睡眠模式中保持截止，從而提高電路的效率。
[0057]如上所述，圖2和圖3中的控制電路70和125，分別在平均輸出電流較低的水平下提供高效的工作方式。例如，在第一種工作方式中的較高輸出電流的水平下，開關不斷地在打開和關閉之間交替變化，以保持輸出電壓Vtot等於穩定電壓值V.。在第二種工作方式下的較低的輸出電流水平下，電路的效率會變低，輸出電SVott足以保持穩定的電壓值乂.，通過輸出電容器Qm使開關非連續的打開和關閉。因此，控制電路自動識別這樣的情況，從而允許控制電路進入睡眠模式，其中，打開開關需要最少的電路元件。
[0058]按照本發明的另一個特徵，穩壓電路可以包含一個「用戶激活」的實施案例，其中，由用戶來控制是否使穩壓電路進入睡眠模式。圖4顯示了一個採用這種「用戶激活」實施方案的開關穩壓電路的原理框圖，該方案採用了本發明中的高效的控制電路，用來驅動一個包含一對同步切換壓降配置的MOS電晶體的開關。
[0059]圖4中的開關穩壓電路150包含推挽式開關15，驅動器20，輸出電路30，與圖2中的電路50類似。穩壓電路150中的控制電路170包含單觸發電路25，電流比較器39和放大器38，同樣與圖2中的電路50類似。與圖2相比，開關175 (包含開關176和178)被用來手動使穩壓電路150進入睡眠模式，通過用戶輸入端175A實現，這可能是其他一些控制電路(未顯不)的一個控制信號。隨著開關175的閉合,開關176和178也會閉合。
[0060]開關176的作用是在睡眠模式中使N-驅動器27截止，通過使與門66 (通常由電阻器67耦合到正電源上，從而變為高電平)的輸入端66A接地來實現。開關178用於將正向反饋和遲滯信號引入到放大器38中，從而允許控制電路170保持輸出電壓Vott基本上等於睡眠模式下的穩定電壓V.。(電阻器Rhys，耦合到參考電路37和跨導放大器38的同相輸出端之間，用於使放大器38的輸出信號反饋到放大器38的同相輸入端上。)
[0061]開關178允許放大器38給電感器LI提供過量的電流(通過P-MOS電晶體16)，用來使輸出電壓Votit達到一個預定的值，該預定值比穩定電壓Vkk大。達到這樣的電壓水平之後，放大器38的遲滯信號使P-驅動器26截止，直到反饋電壓Vfb低至遲滯電壓值。在那一點上，電流放大器39的輸出端39A變為高電平，引起單觸發電路25的一次觸發，這樣P-MOS電晶體16就會被導通,從而使輸出電容器Cotjt充電，以達到一個一定的電壓值,該電壓值大於穩定電壓V.。
[0062]如上所述，控制電路170在睡眠模式中會定期甦醒，以使P-MOS電晶體16導通，並使輸出電容器Qm充電。儘管N-MOS電晶體15在這樣的甦醒時段裡保持截止，這並不是要緊的。例如，控制電路170使輸出電容Qm充電，這樣的充電可以通過使開關電晶體截止來實現，從而改變了佔空比，並使輸出電容器Qjut完成充電。
[0063]因此，穩壓電路150可以在低電流的情況下提高電路的效率，和如圖2中的穩壓電路50 —樣,如果用戶手動打開一個開關。然而，與圖2中的穩壓電路50相比，隨著平均輸出電流的增大，穩壓電路150不會自動從睡眠模式中退出——它依賴於用戶的去除激活作用。
[0064]正如上面所討論的，圖2-4顯示了本發明中的控制電路的實施，其中包含單觸發電路25。根據本發明的另一個特徵，單觸發電路可以用其他類型的電路替代，作用是控制功率開關的佔空比。例如，單觸發電路25可以用脈衝寬度調製電路替換，它可以提供一個脈衝寬度已調信號，以響應控制信號。當然，其他類型的電路也可以使用。
[0065]按照本發明的另一特徵，單觸發電路25，提供了一個恆定關閉時間信號，該電路可以用一個提供一個可變的關閉時間控制信號的單觸發電路替換，該控制信號取決於輸出電壓(Vott)和輸入電壓(VIN)。本發明的這一特徵可以用來減少電感器LI在低輸入電流下產生的噪聲。如上所述，這種噪聲與電感電流的振蕩有關。此外，這個特徵也可以用來控制短路電流，如果輸出端短路的話。
[0066]圖5顯示了一個開關穩壓電路的原理框圖，該電路採用了本發明中的閉合時間可變的控制電路。
[0067]開關穩壓電路200包含推挽式開關15，驅動電路20，電流反饋電路210，電壓反饋電路220，反饋控制電路230和閉合時間可變電路240。反饋控制電路230分別通過輸入端232和234來檢測輸出電流和輸出電壓，並在終端236提供一個跳變信號，從而開啟開關15的閉合周期。閉合時間可變電路240用來控制閉合時間，如下所述。
[0068]電路240包含單觸發發生器245，由反饋控制電路230通過終端236提供跳變。單觸發發生器245包含一個額外的終端245A,稱合到控制電容器(Ccon) 246上,該電容器的電壓由發生器245檢測。根據本發明，閉合時間控制電路250控制電容器Ccqn的放電和電容器的電壓，從而控制發生器245的閉合時間。閉合時間控制電路250檢測輸入和輸出電壓(Vin和VOT)，並根據它們的值相應地調整閉合時間。
[0069]根據本發明，如果輸入電壓Vin減小，上面討論的電感器LI的振蕩頻率fKIP或落入一個聲頻範圍內，隨著閉合時間的減小，fKIP會響應的增大到超過聲頻的範圍。同樣，如果輸出電壓Vtot由於短路而減小，通過電感器LI的電壓太低，不足以在閉合周期裡允許電感電流的延時，增大閉合時間從而避免了電流失控的情況。
[0070]在本發明中，控制電容器Cra的放電通過限制控制電流Iew的值來調節。例如，在低輸入電壓的情況下，Icm通過閉合時間控制電路250來增大,這樣,控制電容器Ccon上的電壓也會迅速地減小。當控制電容器電壓低至一個預定值時，開關15的打開周期被啟動。此夕卜，在低輸出電壓的情況下，Icon通過閉合時間控制電路250減小，這樣，控制電容器Ccw上的電壓緩慢衰減，以延長閉合時間。
[0071]儘管圖5顯示的開關穩壓電路200依賴於一個特定的電路，該電路用來使電容器放電從而控制閉合時間，顯而易見，用來實現該功能的其他電路也可以使用，來響應輸入和輸出電壓。例如，如果需要的話，可以用一個運算放大器來控制閉合時間。
[0072]因此，已討論的一個單觸發電路可以提供一個閉合時間可控信號，適用於輸入和輸出電壓的水平。本發明的該功能被用來減少低輸入電壓下的穩壓電路產生的噪聲(即，在低輸入電壓下減小t,)，如果輸出端短路的話，還可以用來限制短路電流(B卩，在低輸出電壓下增大t,)。
[0073]圖6顯示了圖5中閉合時間可變控制電路的一個具體實施案例。
[0074]閉合時間控制電路250分別在終端252和254接受輸入信號Vin和VOT，並在終端256提供一個輸出信號IroN。如上所述，Ira用來控制一個稱合到終端256上的控制電容器的放電。控制電路250控制Iew的值，從而控制控制電容器Cton放電所需的時間。控制電路250包含電流源260 (用來提供電流Icn2)，電流源270 (用來提供電流ICN1)，電流補償電路280和電流鏡輸出電路295。控制電路250的工作方式如下。
[0075]電流鏡輸出電路295包含電晶體296和電晶體298 (它的柵極298A耦合到它的漏極298B上)。電流295在輸入端295A接受了一個控制參考電流Ickef,並提供一個與電晶體296和298的橫截面之比成正比的輸出電流Ira (和傳統電流鏡電路一樣)。在本發明中，Iceef等於或(Ι?+Ι?2)，這取決於輸入端252和254上的電壓Vin和Vqut。
[0076]當Vin-Vqut的值大於1.5伏特時，電晶體262會導通足夠的電流(從電晶體264和電流源I6獲得)，使電晶體266保持截止。隨著電晶體266的截止，電流Icm2等於零，電流Icn2等於I?，Icni由電流源270的輸出端270A提供。
[0077]電流Icni由一個電流鏡電路提供，該電路由電晶體272和電晶體274 (它的柵極274A和它的漏極274B連接在一起)組成。在本發明中，從電晶體274流出的參考電流Icmikef等於IcmA或(1m+ImB)，這取決於傳輸門282是否關閉。
[0078]傳輸門282由比較器284控制，當Vqut低於Vth3時,就可以打開。在打開的情況下，Icnikef等於Icnia，該電流會流向電晶體276的集電極。該電流由通過輸出分頻器(由電阻器271和273組成)分隔出來的Vot導出，並會產生一個電壓Vfbi (在電晶體279的基極)。然後，電壓Vfbi通過電晶體279的基極-發射極電壓使它的電位上移，並通過電晶體278的基極-發射極電壓使它的電位下移。電晶體276的集電極電流與輸出電壓Vott成正比，從而使控制電容器Cra以一定的速度放電，該速度與電感器LI放電的速度成正比。
[0079]因此，當輸出電壓Vot是低電平時，如在故障或啟動的情況下，t-會被延長，從而給電感器LI的電流的上升提供額外的時間。
[0080]當輸出電壓Vqut大於Vth3時，比較器284的輸出端會關閉傳輸門282,並將一個額外的補償電流Icmib提供給電晶體274的漏極，從而通過電流補償電路280提供電流補償。補償電流Icnib等於電流Itrim減去電晶體286的漏極電流。電晶體286和288用於使電晶體290的集電極電流成鏡像(與上述討論的電晶體276的集電極電流以相似的方式導出，除了用Vfbi替代V-)。
[0081]補償電流IeN1B有兩個作用:(I)作為一個微調電流，當輸出電壓Vtm基本上穩定的時候，用來設定一個控制電流IraN，(2)使恆定控制電流Iton能在較寬的溫度範圍內工作。在傳統的電路製造過程中，電阻器278的電阻值的改變，可能會使控制電流Ira比預期的更大或更小。在生產過程中，通過減小Itkim來使補償電流IeN1B增加或減去電晶體276的集電極電流(Icmia),從而提供一個預定的控制電流1。?。此外，如果電阻器278和292相匹配(即，設計和製造都是類似的)，那麼控制電流Ira根據電阻器278溫度的改變而改變的情況，可以通過改變電阻器292的電阻值來解決。
[0082]如果輸出電壓Vqut小於電壓Vth3時，比較器284的輸出端會打開傳輸門282，從而抑制電流補償。這確保了控制電流Ira可以達到零，當輸出電壓Vott達到零的時候，從而在輸出短路時，確保能夠控制電感器的電流込。
[0083]當Vin減小到使Vin-Vot的值低於1.5伏特時，電晶體262的電流再也不能使電晶體266保持截止。隨著Vin進 一步的減小，電晶體266使額外的電流(Icm2)增加到電流鏡輸出電路295中，從而使控制電流Iton增大，並減小t,。隨著Vin的減小，會使工作頻率穩定，從而減小了在可聽頻率範圍內的問題。電流源I7可以確定增加了控制電流Ira的電晶體266的最大電流。
[0084]因此，當Vin減小，使Vin-Votit的值低於1.5伏特(即，當電池接近於放電的時候)，t0FF會被減小，以增大穩壓電路的振蕩頻率，從而減小可聽噪聲的產生和排放。
[0085]儘管閉合時間可變電路250與包含推挽式開關15和驅動器20的穩壓電路有關，顯而易見，本發明中閉合時間可變的特徵也可以用於其他的穩壓器中。例如，該特徵也可用於圖3和圖4的穩壓電路中，以及其他採用單觸發發生器提供穩壓的電路中。
[0086]圖7顯示了一個示例性穩壓電路的詳細的原理框圖，該電路包含閉合時間可變的功能，還包含本發明中的高效控制電路，用來驅動一個包含一對同步切換壓降配置的MOS電晶體的開關。
[0087]開關穩壓器300包含推挽式開關15，驅動器20，輸出電路30和控制電路350。控制電路350包含單觸發發生器245，閉合時間可變控制電路250，用來控制閉合周期和比較器，比較器的作用是在平均輸出電流較低的情況下提供高效的工作方式。開關穩壓器300的工作方式如下所述。
[0088]當負載電流超過，如，約最大輸出電流的20%時，迴路工作於連續模式，其中，比較器74不會覆蓋單觸發發生器245的輸出端245A。隨著Vin-Votit的值低於1.5伏特，工作方式基本上與圖1中所描述的類似。由通過電阻器Rsebse的壓降來檢測電感器的電流，電流比較器39的閾值由通過電阻器R3的壓降來設定。內置偏移電壓Vqs (如，約10毫伏)使低於參考電壓Vkef的反饋電壓Vfb發生位移，從而在這種模式下保持比較器74的輸出為高電平。當通過電阻器Rsense的電壓超過Rsense閾值電壓時，比較器39的輸出會變成高電平，RS觸發器310的RBAR輸入端會變成低電平，使RS觸發器310復位，從而開啟開關的閉合周期。
[0089]在閉合周期中，開關信號Vswb處於高電平，使P-MOS電晶體16截止，N-MOS電晶體17導通，並允許Iton使控制電容器Cton放電。閉合時間，t-，由控制電容器Cew放電所需的時間決定，在這過程中，電容器的電壓從初始電壓變為Vthi，該電容器耦合到比較器312的同相輸入端上。當控制電容器Cra放電到電壓Vthi時，比較器312的輸出端變為低電平，從而設定並啟動RS觸發器310的下一個打開周期。電壓Vthi大於Vth2,從而使比較器315的輸出端在連續工作模式中保持低電平。
[0090]在本發明中，閉合時間由閉合時間可變控制電路250控制，如上面圖5和圖6所討論的。因此，電路250的輸入端252和254分別耦合到Vin和Vqut上，並對這些進行檢測。
[0091]電流源I1設定了電流比較器39中的電阻器R3的最小閾值電壓。在每個打開周期中，設定了電感器L1的最小電流值，來使比較器39跳變。如果平均電感電流大於負載電流，輸出電壓Vott會再次增大，從而使反饋電壓Vfb跳轉到遲滯比較器74。當然，電感器L1和閉合時間最好選擇合適的值，當這樣的跳變發生時，電感器的紋波電流不會低於零。當比較器74跳變時，它的輸出端變為低電平，並覆蓋RS觸發器310的Q端輸出，使開關信號Vswb迅速切換為高電平。如上所述，這樣會自動地開啟「睡眠」模式。
[0092]在睡眠模式中，電容器Cra和之前一樣，當比較器312發生跳變時，不會開啟一個新的打開周期。如上所述，因為直到反饋電壓Vfb將至比較器74的遲滯量時，輸出端74A的低電平會通過與非門316使開關信號Vswb保持高電平。因此，控制電容器Cew在電壓Vth2下繼續放電，使比較器315的輸出端315A變為高電平。並使N-MOS電晶體17和P-MOS電晶體16截止。此外，未被使用的電路元件，如放大器38和比較器39、312也會被關閉，當穩壓電路處於睡眠模式時。如上所述，在睡眠模式中會使偏置電流增大，從而在低輸出電流的情況下進一步提聞效率。
[0093]在睡眠模式延長閉合的時間裡，大多數穩壓器和MOS電晶體16、17都會被關閉，輸出負載由輸出電容器Cotjt供電。然而，當輸出電壓Vott減小時,反饋電壓Vfb也會根據比較器74的遲滯量減小，所有的電路元件再次被打開，從而開啟了一個新的打開周期，並為輸出端提供電流。如果負載電流保持較低值時，輸出電容器Qm就會放電，在幾個開關周期過後，反饋電壓Vfb再次使比較器74發生跳變。因此，在低負載的情況下，輸出電壓Vott會在上、下門限值之間振蕩，如上所述。
[0094]無論何時，當P-MOS電晶體16導通時，它的柵極-源極電壓也會通過MOS電晶體334，並使MOS電晶體334導通。這將使MOS電晶體334的漏極變為高電平，並抑制N-驅動27。隨著Vsto從低電平轉換到高電平，P-MOS電晶體16的柵極電壓必須上升到一個水平，使MOS電晶體334導通的電流小於電流源335，在MOS電晶體334的漏極電壓減小之前，並允許N-MOS電晶體17導通。電流Imi的值很小，所以在被驅動之前，MOS電晶體334的柵極電壓只能上升到2伏特之內，以確保當N-MOS電晶體17導通時，P-MOS電晶體是完全截止的。以類似的方式，MOS電晶體332和電流源IM2333確保N-MOS電晶體17是完全截止的，當P-MOS電晶體16是導通的。這可以防止兩個電晶體同時導通，與驅動速度和MOS電晶體的尺寸無關。從而保證了最大的效率。如圖7所示，肖特基二極體D2繞過了 N-MOS電晶體17，只在MOS電晶體16和17之間的死區時間段裡導電。二極體D2的作用是阻止N-MOS電晶體17中的二極體導通，並在死區儲存電荷，這在一些情況下會降低效率(如，約1%)。二極體D2的正向電壓最好小於0.5伏特，當傳導最大輸出電流時。
[0095]在本發明中，圖7所示的控制電路，當被納入一個5伏特的同步壓降開關穩壓器中時，可以獲得超過90%的效率(輸入電壓約為10伏特)，同時，輸出電流在兩個數量級之間變化(如，20毫安到2安培)。在一些工作情況下(如，輸入電壓為6伏特)，可以在這樣的電流水平下使效率保持超過95%。這樣的控制電路特別適用於筆記本電腦和掌上電腦，可攜式儀器，電池供電的數碼設備，行動電話，直流電源分配系統和GPS系統。
[0096]如參照圖1所討論的，現有技術的控制電路10的一個缺點是，在低輸出電流的情況下，電感器LI的電流的極性會反轉，如果在1_時間段裡，電流減少得太多的話。這會使負載的功率被牽引到地面，通過N-MOS電晶體17，從而降低電路的效率。根據本發明進一步的特徵，控制電路可以包含一個用來使N-MOS電晶體截止的電路，目的是防止這樣的功率被牽弓I到地面，如果電感電流的極性發生反轉的話。
[0097]圖8顯示了一個典型的開關穩壓電路的原理框圖，該穩壓電路採用了一個本發明中的電路，用來防止輸出電感器電流的極性發生反轉。
[0098]開關穩壓器400包含推挽式開關15，驅動電路20和輸出電路30，與圖1中的類似。電路400也包含一個本發明中的高效控制電路的具體實現470，用來防止電感器LI電流的極性發生反轉。
[0099]控制電路470包含單觸發電路25，電流比較器39和跨導放大器38，與圖1中的類似。除了這些元件，控制電路470還包含比較器471和門472，用來防止電感器電流極性的反轉。控制電路470的工作方式如下所述。
[0100]當單觸發電路的輸出端25A變為高電平，並使P-MOS電晶體16截止，使N-MOS電晶體17導通時，電感器的電流込開始下降。在平均輸出電流較低的情況下，該電流可能會減小為零，甚至，變為負值。控制電路470的作用是通過電流反饋信號Ifb2來檢測電感器電流Iy在電流極性反轉之前使N-MOS電晶體截止。從而阻止N-MOS電晶體將負載的功率牽引到地面。
[0101]比較器471的一個輸出端471A被用來檢測電感器電流Iy通過電流反饋信號Ifb2來實現。當電流反饋信號Ifb2低於比較器471的輸入端471B的電流I4時，比較器的輸出端471C會變為低電平，從而使N-MOS電晶體17截止，通過與非門472這條路徑。使N-MOS電晶體17截止可以防止電感器的電流極性反轉，並通過N-MOS電晶體17將負載14的功率牽引到地面。
[0102]N-MOS電晶體17被截止之後，當反饋電流Ifb2超過電流I4時，N-MOS電晶體17再次被允許導通，從而使比較器輸出端471C變為高電平。通常，比較器輸出端471C在單觸發電路25使P-MOS電晶體16導通之後就會變為高電平，這會使電感器的電流L再次上升。這樣的上升會使電流反饋信號Ifb2超過I4，因此，使比較器輸出端471C變為高電平。當比較器471C為高電平時，單觸發電路25僅用來控制N-MOS電晶體17的導通。
[0103]因此，控制電路470包含一個電路，用來使N-MOS電晶體17保持截止，在電流極性反轉的時間段裡。本發明的該特徵會在平均輸出電流較低的情況下提高電路的效率，在這種情況下，電流極性反轉的可能性很大。[0104]儘管比較器471通過反饋電流Ifb2來檢測電感器電流在工藝上很普遍，也可以用其他的方式來檢測電感器電流k的反轉。例如，比較器471也可以檢測電流信號Ifbi，這樣，控制電路470隻採用一種電流反饋信號。此外，也可以用其他的方式來產生一個表明電感電流極性反轉的反饋信號(如，見圖7中的電阻器RsenseX
[0105]上述圖1-8討論了本發明中控制電路的高效，其中，開關穩壓器採用了一個壓降配置。本發明中的電路也可以在其他的配置中使用。例如，圖9顯示了一個開關穩壓電路的原理框圖，該電路採用了一個本發明中具有壓降配置的高效控制電路。 [0106]開關穩壓器500包含同步切換開關15』，其中，P-MOS電晶體16和N-MOS電晶體17的漏極一起稱合到電感器LI的一邊。電感器LI的另一邊稱合到輸入端VIN。控制電路70用來驅動驅動電路20』，驅動電路20』包含反相P-驅動器26』和反相N-驅動器27』，分別用來驅動P-溝道MOS電晶體16和N-溝道MOS電晶體17。
[0107]因此，如圖9所示，本發明中的控制電路可以用於開關的配置，其中，輸入電壓Vin上升為一個穩定的電壓％『如圖2-8所示的壓降配置，圖9中的控制電路也可以用於其它類型的升壓配置中。例如，圖9所示的單觸發電路25包含一個額外的輸入端，用來檢測輸入電壓Vin，從而減小電感器LI產生的噪聲，在上面參照圖5和圖6所討論的低輸入電壓的情況下。同樣，開關穩壓器500包含一個電路，用來使P-MOS電晶體16保持截止，在電感器電流L反轉的時間段裡，如上述參照圖8所討論的。
[0108]圖10顯示了一個開關穩壓電路的原理框圖，該電路採用了本發明中的高效控制電路，具有電壓極性反轉的配置。
[0109]開關穩壓器600包含開關15」，其中，P-溝道MOS電晶體16的漏極耦合到電感器LI的一邊，並通過二極體D601耦合到VQUT。電感器LI的另一邊接地。P-溝道MOS電晶體16的源極耦合到正向輸入電壓VIN。控制電路70』用來驅動驅動器20」，驅動器20」包含用來驅動P-溝道MOS電晶體16的P-驅動器26。
[0110]控制電路70』的工作方式與上面所討論的控制電路70類似，除了下面的內容。控制電路70』的反饋電壓由電阻器R1、R2和放大器602提供。放大器602使Vqut的負極性反轉，從而為控制電路70』提供一個正極性的反饋電壓。
[0111]如圖10所示，本發明中的控制電路可用於開關的配置中，其中，輸入電壓Vin轉換為正極性的穩定的輸出電壓VOTT。參照圖2-8所描述的壓降配置的案例，圖10中的控制電路也可以用於其他類型的極性反轉的配置中。例如，圖10中的單觸發電路可以包含一個額外的輸入端，用來檢測輸入電壓VIN，從而在低輸入電壓的條件下，減小電感器LI發出的噪聲。此外，單觸發電路25包含一個輸入端，用來檢測輸出電壓VOT，從而控制電路電流，如果輸出端短路的話，上面已將參照圖5和圖6討論過。如果穩壓器600可以同步切換，並用一個N-MOS電晶體來取代D601，穩壓器包含一個電路，用來使N-MOS電晶體保持截止，在電感器電流L極性反轉的時間段裡，如上述參照圖8所討論的。
[0112]儘管上文已經參照遲滯電壓比較器對本發明進行了討論，該遲滯比較器的作用是產生睡眠模式控制信號，從而使開關穩壓器從睡眠模式中甦醒過來，也可以使用其他方法來實現該功能。例如，如果需要的話，睡眠模式控制信號可以用來響應一個檢測過的輸出電流。此外，開關穩壓器可能會被帶離睡眠模式一段時間，在進入這樣一個模式之後，而非輸出電壓低於預定的閾值電壓之後，如上所述。[0113]上述內容已經參照圖1-10對本發明進行了討論，其中，功率開關是一對互補MOS電晶體(g卩，一個P溝道和一個N溝道)或是單一的P溝道MOS電晶體(圖3)，本發明也適用於其他類型的開關。例如，功率開關可以包含一對N溝道MOS電晶體，一對P溝道MOS電晶體，或是雙極結型電晶體。
[0114]因此，本發明提供了一種電路和方法，可以在一個較寬額電流範圍內，使開關穩壓電路保持聞效。
[0115]本發明可根據其描述實行，為了說明起見，本發明的目的不受限制，本發明的權利受權利要求說明書的限制。
【權利要求】
1.一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:一種用來控制開關穩壓器電壓的電路，該穩壓器包含(I) 一個開關，其作用是接收一個輸入電壓，包含一對同步切換開關電晶體(2)—個輸出端，用來給一個具有穩定電壓的負載提供電流，該負載包含一個輸出電容器，該電路包含:第一個電路，用來檢測輸出端以產生第一個反饋信號；第二個電路，其作用是在電路的第一個工作狀態中產生一個第一個控制信號，第一個控制信號用來響應第一個反饋信號，從而改變開關電晶體的佔空比，並保持穩定電壓的輸出；第三個電路，其作用是在電路的第二個工作狀態中產生第二個控制信號，在輸出電容器能夠基本上保持穩定電壓的輸出時，能夠使所有的開關電晶體同時截止一段時間，這個時間段要比開關電晶體的一個周期更長。
2.根據權利要求1所述的一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:用來控制開關穩壓器的電路中，具有一個耦合到第一個節點和開關穩壓器輸出端之間的電感元件，第一個開關耦合到開關穩壓器的一個輸入端和第一個節點上，第二個開關耦合到第一個節點和地面之間，控制電路包含:一條電壓反饋路徑，用來檢測輸出端的電壓；一條電流反饋路徑，用來檢測通過電感器的一個電流；第一個比較器，耦合到電流和電壓反饋路徑上；第二個比較器，耦合到電壓反饋路徑上；一個控制電路，工作於第一種和第二種狀態下，以響應第二個比較器的輸出信號，其中，在第一種狀態下，該控制電路可以控制第一個和第二個開關的佔空比，以響應第一個比較器的輸出信號，在第二種狀態下，該控制電路使所有的開關保持截止，不管第一個比較器的輸出信號。
3.根據權利要求2所述的一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:控制電路提供了第一個控制信號，用來控制第二個開關，這樣當其他的開關導通時，會有一個開關截止；控制電路提供了第二個信號，使第二個開關截止，即使第一個電晶體是截止的；第二個開關的第二個控制信號覆蓋了第一個控制信號。
4.根據權利要求3所述的一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:上述電路進一步包含一個邏輯電路，耦合到第一個和第二個控制信號以及第二個開關上；控制電路進一步包含:一個電容器；一個電流源，打開或關閉以響應第二個比較器的輸出信號；一個電流吸收器，耦合到電容器上，其中，電容器由電流源和電流吸收器交替充電；上述電路進一步包含第三個比較器，耦合到電容器上，其中，第三個比較器提供了第二個控制信號，以響應電容器上的電壓 。
5.根據權利要求2所述的一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:上述電路進一步包含:一個跨導放大器，它的輸入端耦合到電壓反饋路徑上，它的輸出端耦合到第一個比較器的一個輸入端上；一個電流吸收器，耦合到跨導放大器的輸出端上；第二個比較器包含一個遲滯比較器。
6.根據權利要求1所述的一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:一種調節開關穩壓器的輸出電壓的方法，將該穩壓器中的第一個和第二個開關電晶體以推挽式的結構配置，其中的一個電感器耦合到第一個和第二個開關穩壓器上，上述方法包含:檢測電壓；檢測通過電感器的電流；控制第一個和第二個開關電晶體，在第一個開關穩壓器以「關-開-關」的方式循環、第二個開關以「開-關-開」的方式循環的第一個時間段，以及第一個、第二個開關穩壓器保持截止的第二個時間段裡，其中，第二個時間段有一個持續時間，比第一個和第二個開關穩壓器的「關-開-關」的一個周期的時間更長。
7.根據權利要求6所述的一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:在第一個時間段裡控制第一個和第二個開關穩壓器，其中包含，使第一個開關電晶體截止，並使第二個開關電晶體導通，當電感電流達到閾值水平時；在第一個時間段裡控制第一個和第二個開關電晶體，進一步包含，使第一個開關電晶體導通，並使第二個開關電晶體截止，間隔一段時間後，使第一個開關電晶體截止，使第二個開關電晶體導通。
8.根據權利要求7所述的一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:上述方法進一步包含確定電壓是否超過第一個閾值，其中，第一個時間段對應於電壓什麼時候低於第一個閾值，第二個時間段對應於電壓什麼時候高於第一個閾值；在第一個時間段裡控制第一個和第二個開關電晶體，進一步包含，當第一個開關電晶體導通時，給控制電容器充電，當第一個開關電晶體截止時，給控制電容器放電。
9.根據權利要求8所述的一種使較寬電流範圍內的開關穩壓電路維持高效率的控制電路，其特徵是:上述方法進一步包含:確定電壓是否超過了第一個閾值電壓；當電壓超過第一個閾值時，使第一個開關電晶體保持截止；上述方法進一步包含:檢測控制電容器上的電壓；當控制電容器上的電壓低於第二個閾值時，使第二個開關電晶體截止；上述方法進一步包含:檢測開關穩壓器的輸入電壓和輸出電壓之間的差值；由檢測到的電壓差確定控制電容器放電的速率 。
【文檔編號】H02M1/08GK103618437SQ201310612800
【公開日】2014年3月5日 申請日期:2013年11月26日 優先權日:2013年11月26日
【發明者】不公告發明人 申請人:蘇州貝克微電子有限公司