分集合成電路的製作方法

2023-10-09 19:57:04 7

專利名稱：分集合成電路的製作方法
技術領域：
本發明所屬領域為對來自分開的天線的電磁信號進行合成，以便消除同頻道幹擾並減小頻率選擇性衰落。
背景技術：
在說明書中，運用下列標號引用下列參考文件(1)D.C.Cox，「通用數字可攜式無線電信」IEEE Proceeding，第五卷，第4號，第436，477頁，1987年4月。
(2)R.C.Bernbardr，「同頻道幹擾環境中可攜式無線電系統的用戶接入」，IEEE Journal on Selected Areas in Communications，第七卷，第1號，第49-58頁，1989年1月。
(3)P.B.Wong和D.C.Cox，「低複雜度同頻道幹擾的消除和用於高容量PCS的宏觀分集」,Conf.Record IEEEICC『95,Seattle,WA，第852-857頁，1995年6月18-22日。
(4)TR-INS-001313，「無線接入通信系統(WACS)的0.1版本的一般標準』』Bellcore,Issue 1,1993年10月；修訂本1,1994年1月。
(5)D.C.Cox,「什麼是無線個人通信」,IEEE Personal CommunicationMagazine第20-35頁，1995年4月。
(6)D.E.Thomas和P.R.Moorby,Verilog硬體描述語言，第2版，Boston:Kluwer Academic Pub.,1995。
(7)E.Sternheim等人，用Verilog HDL進行數字設計和合成，San Jose,CA:Automata Pub,Co.,1993。
(8)J.C.-J Chuang和N.R.Sollenberger,「用組合符號定時、頻率偏置估計和分集選擇進行猝發段相干解調」，IEEE Transactions on Communications，第39卷，第7號，第1157-64頁，1991年7月。
(9)J.C.-I.Chuang和N.R.Sollenberger，「可攜式無線電通信的健全頻率和定時估計猝發相干檢測，Conf.Record IEEE GLOBECOM『88,Hollywood,FL，第804-9頁，1998年11月28日-12月1日。
(10)J.C.-I Chuang，「時延擴展對數字調製便攜無線電通信信道的影響」，IEEE Journal on Selected Areas in Communicatims,sac-5卷，第5號，第879-889頁，1997年6月。
發明概述本發明是一種用於在接收機(25)中組合兩個電磁信號(11/12)的方法和裝置。採用兩根分開的天線(10、20)。耦連到接收機(25)是兩根天線，第一天線(10)接收所述第一信號(11)，而第二天線(20)接收所述第二信號(21)。耦連到天線(10、20)的至少一根上的電路(12)，它改變在所述天線(10或20)處接收到的信號(11或21)的增益和相位。限制從預選離散增益的有限集和預選離散相位的有限集選出增益和相位。


參照附圖，在下列說明中，充分揭示了本發明的這些和其它詳細和特定目的及特性，其中圖1是示出運用接收天線10、20的本發明的微觀分集合成的方框圖。
圖2示出用於分集合成的一組複合加權A的例子。由六邊形標記表示用於粗搜索的複合加權A，而由陰影矩形標記表示用於細搜索的具體例子的複合加權A。
圖3是示出信號s、S和S』的時間關係的三張圖。S1採樣期間延後於S』45°。s和S』同相，而且可以相長疊加。
圖4是示出在接收機25中的本發明的分集合成的處理流程圖。對於本發明，包括在實線方框中的功能單元是唯一的。
圖5是示出用於本發明的一級、二級和後備(相對較低速)相位恢復狀態的數據通路電路系統的功能方框圖(虛線方框所含各部分)。
圖6是示出用於搜索信號合成及相應最佳符號定時的最佳複合加權A的並行(相對較高速)數據通路電路系統的功能方框圖。
圖7是一個PACS TDMA幀周期的相位恢復29和搜索狀態6的定時安排以及它們的相應時鐘頻率。假設在第一時隙T1(陰影區)中接收數據。
圖8是示出在有限幹擾環境中模擬平均歸一化信號質量(y)對SIR的兩條曲線。
圖9是示出對於設置在統計最差區域中的兩根接收天線10、20的硬體計算機模擬結果的三條曲線。加入基於信道功率測量的宏觀分集。Cs、n和σ分別是8、4和10dB。注意，』x』、』*『和』o』點是單從信號載波計算所得的模擬結果。通過在硬體模擬中進行SQ測量獲得連續曲線。
圖10是示出在有限幹擾環境中，模擬平均估計信號質量SQ對SIR的兩條曲線。在SQ軸上的值取決於具體硬體實施。
圖11是示出對於設置在統計最差區域中的兩根接收天線10、20的硬體計算機模擬結果的三條曲線。加入基於信道概率測量的宏觀分集。Cs、n和σ分別是8、4和10dB。注意，』x』、』*『和』o』點是單從信號載波計算所得的模擬結果。由硬體通過SQ獲得連續曲線。
圖12A和12B是用於研究運用選擇分集和分集合成減小頻率選擇性衰落的有效性的兩個功率延遲輪廓圖。DS表示延遲擴展。T是在信道脈衝之間的時間間隔。Pi是在時間iT響應信道脈衝的複合高斯隨機過程的方差。
較佳實施例的詳細描述1．前言圖1示出運用本發明的接收機25的基本操作。把分開的天線10、20耦連到接收機25。由空間、極化和方向圖劃分的某種組合使天線10、20分開。天線10接收第一信號11。信號11是所需信號S和一個或多個幹擾信號I1、I2等的某種組合。同樣，由天線20接收到的信號21是所需信號s和一個或多個幹擾信號i1、i2等的某種組合。把增益和/或衰減電路12插入兩個分支61、62中的至少一個分支。電路12把複合加權A引入電路。A具有增益分量(k)和相位分量(θ)。在合成器15中組合兩個分支61、62以形成組合信號22。
在給定帶寬的高容量個人通信系統(PCS)中，同頻道幹擾(CCI)限制系統容量(參考文件1、2)。通常，由於遮蔽現象，由一個同頻道幹擾信號支配CCI，該信號具有接收信號功率的對數正態分布局部平均值。本發明所述的兩根天線10、20分集合成(圖1)能夠消除這種支配幹擾，並使信號幹擾比(SIR)較傳統兩根天線選擇分集(參考文件3)時提高至少3.8dB。SIR提高3.8dB與無線TDMA/FDMA系統容量增加到1.5相對應。通過把複合加權(在參考文件1中的A)限制為從下列式1選出的值，可以獲得這種系統提高，其中k=3,Aθ=18°(參考文件3)|A|=2n,n=-k,……,k-1或者=2n+2n+1,n=-k,……,k-2θA=m*Δθ,m{Z|0°≤m*Δθ＜360°}(式1)其中，k是正整數，而Z是所有整數的集合。可以運用|A|和θA的其它值，選擇得少會使性能降低，選擇得多則性能提高。
本發明運用複雜度低的方法和電路結構進行分集合成，無線電通信鏈路無需任何訓練序列或者參考信號。這裡運用美國低層PCS標準PACS(參考文件4、5)以說明本發明。然而，用類似的合成方法可以提高任何頻率再使用系統(例如，PCS系統)的性能。用Verilog硬體描述語言(參考文件6、7)已證實這裡所述的方法和電路結構。硬體模擬結果示出假設限制A滿足式1(其中，k=2,Δθ=45°)，則從最佳解下降小於半個dB。如上所述，|A|和Δθ增量小，下降少，而增量大，則下降大。
當前，當在無線電信道中的歸一化延遲擴展大約為0.16(參考文件8)時，PACS運用選擇分集，無自適應均衡，具有大約為2.4％的平均既約WER(字差錯率)。當歸一化延遲擴展是0.3時(它與在5.2μs的符號周期的1.6μs的延遲擴展相對應)，無自適應均衡但運用在本專利申請中所述的方法和電路結構的分集合成可以產生相同的平均既約WER。這可以使無線電通信範圍延伸到PACS可以工作的範圍之外。
通過自動增益控制、6位模擬-數字轉換器2加上數字電路來實現信號合成方法，稍微增加兩個線性接收機25的信號處理複雜度，就可實現這種系統改進。若如上所述用|A|和Δθ的小增量改進性能，則模擬-數字變換器2中需要較多位。
在式1中給定的限制下，下面我們在第2節描述最佳方法。第3節介紹與實現兩根天線10、20分集合成及它們的電路結構相關的一些問題。在第4節中提供對於消除CCI和減小頻率選擇性衰落的硬體模擬結果。
2．搜索方法在本節中，我們描述用於尋找分集合成用的最佳複合加權A的一個簡單而十分有效的方法，比起在參考文件(3)中所述的窮舉搜索，該方法所需計算較少。在搜索最佳複合加權A的過程中，無線電通信鏈路不需要任何訓練序列或參考信號。
隨著式1中分別使增益和相位量化遞增到k=2和Aθ=45°，分集合成結果落在採用增益和相位(參考文件3)的連續值的最佳合成的幾十分之一dB的範圍內。圖2以水平軸為相位，垂直軸為幅度，示出的量化複合加權A的全集合。為了便於實現電路12，選擇加權A的這個代表集合的幅度和相位。找到用於分集合成的最佳複合加權A的一種方法是窮舉搜索。計算上較保守過程是以圖2中的陰影六邊形點所示粗略步驟通路加權A。對於每幅度和相位步驟，對於幅度和相位的每一步驟，為組合信號22計算信號質量(SQ)24。可將信號質量定義為在一個猝發段中眼圖的平均開度，而且是衡量在最佳符號定時內信號-減損比的較好尺度。參考文件(8)描述這個SQ測量。然後，逐步通過在給出最佳SQ的六邊形複合加權A周圍的複合加權A，以搜索提供較佳SQ的加權。
雖然SQ和SIR(信號幹擾比)作為測量信號質量的尺度的例子用於直接說明，但應理解可以運用任何一種信號-減損比表示。「減損」包括(但並不局限於)噪聲、同頻道幹擾和符號間幹擾。
對於由在圖2中的陰影所表示的例子，如果幅度和相位分別等於1和90°的複合加權A(圖b2表示)給出對陰影六邊形點進行粗略搜索的最大SQ，那麼搜索其周圍由陰影矩形點所示的權A，以找到最佳SQ。於是，用於分集合成的所需複合加權A是已搜索的複合加權ASQ最佳的那個複合加權。把搜索分成較粗搜索和較細搜索的這種方法以局部最大值減少終結搜索的概率而不是全局最大值，不需要搜索所有權A。在節4.2中示出這種搜索方法比窮舉搜索劣化小。然而，這種方法只搜索20個複合加權A，而不是所有56個複合加權A。
3電路實現和結構設計在該示例實施例中所述的電路結構，以用於PACS(參考文件4)電話聽筒接收機25。基站接收機25可以運用相同的技術來獲得對於分集合成的可比改進。在基站接收機25中需要更多的電路並行性和複雜性，以處理需要接收的所有8個數據猝發段。接收機25可以併入發射機，以形成收發機。一組同樣的收發機處於地理上的不同位置，從而它們可以運用射頻互相進行通信。當收發機的發射機部分和接收機25部分在相同的頻率下進行工作時，發射機和接收機25可用同樣的電路和方法。例如，發射機運用由接收機25在搜索步驟6中確定的相位的共軛值，通過兩根天線10、20進行發送。這對有限噪聲的收發機是一種有效的策略，但是在有限同頻道幹擾的所有情況下並不是最佳的。
本說明書的大多數描述了結合接收機25運用的電路和方法。這些技術適用於與其它無線電鏈路結構一起使用的接收機，而且對於熟悉該技術領域的人員來說，其變更是顯而易見的。
3.1在兩個分支61、62上的非對稱採樣速率一種調節用於在數字電路25中分集組合的兩個接收信號11、21之間的相位差的方法是信號11、21過採樣對，然後相對於其它分支(62或61)一分支(61或62)的一組樣本。為了在來自兩個接收分支61、62的樣本之間引入45°的最小相位差(樣本之間不內插)，需要以8倍於中頻(IF)的速率對來自一個分支(61或62)的接收到的信號進行採樣。如在較早的PACS實施(參考文件8)中那樣，可以4倍於IF的速率對來自其它分支(62或61)的接收到的信號進行採樣。運用4倍於IF的速率提供用於猝發相干解調的一種方便的方法，而無需要求任何訓練序列(參考文件8)。兩個分支61、62運用可調延遲單元7的分支61、62之間的相移在-90°和+90°之間。通過對來自分支(61或62)之一的接收信號11、21採樣求反，可以獲得所需相移的另一半(從+90°到270°)。圖3通過相對於其它分支(62後61)的信號樣本S，延遲一個分支(61或62)的信號樣本s1個採樣，示出-45°相移。
通過在不同過採樣速率下對分支61、62進行採樣，可以產生相位調節的其它增量Δθ。較大的過採樣可以產生較小的Δθ增量，而較低的過採樣導致較大的增量。
圖5示出本發明的實施例，其中每個分支61、62具有它自己的增益衰減電路12，包括時延單元7(諸如，一連串鎖存器)和增益/衰減單元39，諸如分級寄存器。
在PACS實現中用到的IF是符號頻率(SF)的4倍。因此，由用於分集合成的採樣延遲引入的最大相對延遲只是符號周期的16分之一。即，由本發明的分集合成的處理引入的最大歸一化延遲擴展只是平坦衰落無線電傳播信道的．031。後面，在節4.2中示出這種符號間幹擾使全系統性能劣化微小。對於頻率選擇性衰落信道，實際上由本發明的分集合成減小總的符號間幹擾，即使合成處理引入平坦衰落信道的小延遲擴展。
3.2系統概述圖4示出在接收機25中的處理流程的概況。在這個小節中描述各個塊的功能性。在下面各小節中示出包括在實線方框中的功能單元的電路結構設計。參考文件(4)討論包括在虛線方框中的其它功能單元的設計和性能，不包括處理信號質量比較單元3，它是僅要求兩個數字相減的一般電路。
首先由前端射頻電路1處理來自兩根天線10、20的接收信號，以進行放大並把它們轉換成中頻並除去相鄰信道信號。然後，由模擬-數字變換器2過採樣和量化信號。由合成器15組合來自兩個接收分支61、62的量化信號，而且在一級相位恢復(PPR)電路31中恢復載波的相位。PPR電路31運用在前一個接收到的猝發段中找到或運用的複合加權A和符號定時。前面的複合加權和符號定時不是開始可獲得的。開始在PPR單元31中運用隨機複合加權A和符號定時。在執行運用隨機複合加權A和符號定時的PPR之後，電路31可能啟動搜索狀態6，以找到用於初始數據組的最佳複合加權A和符號定時。
然後，在比較器3中，把經恢復的相位的信號質量(SQ)與預先規定的SQ門限(SQ*)相比較。選擇SQ*以提供可接受的字差錯率。如果SQ大於SQ*，那麼由解調器4相干解調經恢復的相位。否則，驅動搜索狀態(SS)6。在相干解調4之後，在5校驗經恢復的位是否有差錯，並看同頻道色標是否正確(參考文件3)。如果通過這兩項校驗，那麼把經恢復的隨機猝發段轉移到輸出端9。否則，驅動SS6。
搜索狀態6運用在節2中所述的方法，以搜索信號合成用的最佳複合加權A。在SS6中還找到與最佳複合加權A相對應的符號定時以及對這些權A的求反。對於在分集合成處理中用到的不同複合加權A，符號定時可以是不同的。二級相位恢復(SPR)電路32運用由SS6提供的最佳複合加權A和符號定時，以組合接收到的信號11、21並恢復其載波相位。然後，在43處相干解調經恢復的相位。如果按照差錯校驗模塊51的檢測，經恢復的數據猝發段包含任何差錯，那麼在8宣布字出差，並丟棄經恢復的猝發段。如果沒有檢測出任何差錯，那麼由模塊52檢測色標。如果色標與所需的相匹配，那麼把經恢復的數據猝發段轉移到輸出端9。否則，驅動後備相位恢復(BPR)電路33。沒有差錯但色標校驗不通過的數據猝發段很有可能是來自支配幹擾(在圖1中的I或i)，表示已增強它，但是由分集合成減小所需的信號(S或s)。運用對信號合成用的最佳複合加權A求反，可以部分刪除這種支配幹擾並使所需信號(S、s)相長疊加。BPR電路33運用最佳複合加權A的求反和相應的最佳符號定時以恢復相位。然後，由解調器44相干解調經恢復的相位，並由模塊53校驗其差錯和色標。如果兩種校驗均通過，那麼把數據猝發段轉移到輸出端9。否則，在8處，丟棄接收到的數據猝發段。
3.3主組件已用Verilog硬體描述語言證實在圖中所示的所有位數和在節3中所述的結構。
3.3.1信號合成和數字自動增益控制為了保持用於分集合成的幅度消息，不能運用在原始PACS接收機25中用到的硬體限制器和4位信號均衡。我們已進行Monte Carlo模擬以研究量化噪聲對系統性能的影響。信號量化採用5位，當使用良好的自動增益控制和線性放大器時，分集合成的系統性能大約降低0.3dB。為了放鬆對優良AGC的要求，可以運用信號量化用的一個額外位。運用6位信號量化和圖2所示的複合加權A組，用7位3-2加法器15、7位全加器15和一些延遲單元(鎖存器)7，可以對來自兩個接收分支61、62的接收信號進行組合。如前所述，用增加的或減小的降低進行合成將分別導致信號量化位較多或較少。
在信號合成之後，當主要用兩個接收信號11、21來增加所需信號功率時，組合信號的幅度會較大，或者當主要用兩個接收信號11、21來消除支配幹擾時，該幅度會較小。發生哪個情況取決於在兩個分支中的信號S、s和幹擾I、i的相對相位和幅度。因此，在信號合成之後我們需要「數字AGC」，從而可由相同數量的位來表示兩種情況，同時通過攜帶零引導位避免浪費硬體資源。
正交分量和同相分量之比確定接收到信號22的相位。如果在信號合成之後兩個分量的引導位是零，那麼我們可以用兩個寄存器把兩個值的位向左移，直至一個或兩個值的最高有效位是1。於是，可以把兩個分量縮短成兩個5位值。我們把這種方法叫做靈巧舍位(圖5中的模塊14)。實際上，它等同於「數字AGC」。運用靈巧舍位，對於每個分量，我們都可以把9位值舍為5位值，而不會在載波恢復相位中有重大損失，而且可以顯著減小用於相位查詢表的存儲器的規模(減小到24之一)。
雖然用QPSK調製來說明本發明的操作，但必須理解任何類型的調製(包括模擬調製)都可以使用。當運用模擬調製時，仍然使用A/D變換器2。
3.3.2解碼電路圖5示出用於一級、二級和後備相位恢復狀態(分別為PPR31、SPR32、和BPR33)的主要數據通路電路單元29。由開關35(1)在6.144MHz(8*IF)下對來自一個分支的接收信號進行採樣，然後由A/D變換器2(1)把它量化成6比特/採樣。由開關35(2)在3.072MHz(4*IF)的低速下對來自其它分支62的接收信號進行採樣，然後由A/D變換器2(2)把它量化成相同的比特精度。作為替代，如現有技術中所熟知，結合採樣和保持電路，相同的A/D變換器2可用於兩個分支61、62。把接收到的量化樣本存儲在三個存儲塊中，每個存儲塊有744個字節，分別稱為X0-RAM 40、X1-RAM 41和Y-RAM 42。744個字節=6比特*16個採樣/符號+(60+2)符號/8比特。因為在接收到的猝發段之間的符號定時中可能存在變動，所以把額外的2個符號存儲用作後備。較高採樣速率的樣本在X0-RAM 40和X1-RAM 41之間進行交錯。這三個存儲塊40、41、42中存儲的樣本用於SS6、SPR32和BPR33等狀態。PPR狀態31運用直接來自兩個模擬-數字變換器2的輸出端的樣本。由於免去存儲器40、41、42，節約功率，這是較理想的。
由於向相位恢復狀態提供最佳符號定時，所以這個數據通路電路系統29隻計算一個8位相位值/符號。這與在參考文件(8)中的設計有所不同，其中各接收猝發段尋找最佳符號定時，因而相位恢復電路需要對每個符號計算16個8位相位值。
在參考文件(8)中描述在I和Q分量發生器13、相位恢復電路30和頻率偏置估算器16中進行的處理。對於這個QPSK實施例，頻率偏置估算器16評估信號質量，取相關並防止接收機25和發射機中振蕩器頻率失配。在前面的小節中，已描述了在信號合成器15和靈巧舍位模塊14中實現的過程。在本說明書中，沒有詳細說明在虛線方框29外的功能單元，並就後面將要描述的全系統級模擬，用浮點計算，以C計算機語言對它們進行編碼。
3.3.3搜索電路圖6示出用於搜索分集合成的最佳複合加權A並找到與最佳複合加權A和它的求反相對應的最佳符號定時的數據通路電路單元6。在圖6中所示的搜索電路6包括三個主要並行電路塊。如果時間不是主要的，可以運用一個塊或兩個並行塊。如果時間較重要，那麼可以運用更多的並行塊。在電路複雜性和時間之間折衷。作為替代，如果以更快的速率發生時鐘信號，那麼可用一個塊來滿足上述時間限制，這對於熟悉該技術領域的人員而言是顯而易見的。
存儲塊40、41、42與圖5中所示的相同。如前所述，除了流水線式處理程度較高，而且經恢復的相位是6位值而不是8位值處，信號合成器和相位恢復塊23基本上與在解碼電路中所用的相同。由於模塊24的SQ和符號定時測量只需要經恢復的相位的6位最低有效位，所以導致在呈現的相位值中減少2位。在參考文件(8)中詳細描述SQ和符號定時測量24的方法和電路結構。如上所述，SQ只是信號-減損比的一個例子。於是，在一般情況下，電路24是信號-減損比和符號定時測量電路。
搜索電路6運用在節2中描述的方法，搜索最佳複合加權A。在粗略的搜索(由圖2中的陰影六邊形點所示)過程中，只訪問Y-RAM 42和X-RAM 40/41之一。在訪問每一存儲器時，電路24對3個不同的複合加權A測量3個SQ和符號定時ST。把這三個SQ和ST饋送到信號質量比較器3中，比較三個SQ，選出最高的SQ並把所述最高SQ送到最大SQ寄存器17和加法器18。比較器3號把與最高SQ對應的ST送到ST寄存器19。
在粗略搜索進行的全部四次存儲器訪問之後，精細搜索(由圖2中對具體情況所示的陰影矩形點表示)再一次訪問在粗略搜索中用到的X-RAM 40、41和Y-RAM 42。之後，精細搜索兩次訪問其它X-RAM 41/40和Y-RAM 42。即，搜索電路只需運作7次，以搜索20個不同的複合加權A，找出用於信號合成的所需加權集。把來自這個搜索電路6的所有信號質量比較結果送到確定所需複合加權A(該權給出最高SQ)的控制電路單元(未圖示)，注意，在粗略搜索中用到的複合加權A常與用於任何接收猝發段的相同，但是在精細搜索中用到的複合加權可能與用於各個猝發段的不同。
與最佳複合加權相對應的最佳符號定時是存儲在符號定時(ST)寄存器19中的最終值。當尋找BPR狀態33所需的用於最佳複合加權求反的最佳符號定時時，只驅動三分之一搜索電路。把寄存器19的內容輸出到RAM40、41和42。該信息命令RAM 40、41、42何時向合成器15提供它們的輸出。
3.4猝發段解調實時安排圖7示出PACS無線電通信下行鏈路的一個TDMA幀周期。在圖7中運用下列主要術語
PPR-一級相位恢復31 IF-中頻(768KHZ)SPR-二級相位恢復SF-符號頻率(192KHz)BPR-後備相位恢復ST-符號定時SS-搜索狀態6DCW-所需複合加權AX-信號質量比較3、相干解調4、差錯和色標校驗5Y1-相干解調43、差錯和色標校驗51、52Y2-相干解調44、差錯和色標校驗53把2.5ms的一個幀周期(即，400Hz的幀速率)分成8個猝發段。選擇處理定時，以保證在接收到所需猝發段的第一採樣之後的一個幀周期內，對分集合成後的接收信號進行解碼，同時，使電路中用的最大時鐘頻率保持6.144MHz(8*IF)的最大速率。與原始PACS選擇分集接收機相比，語音的發送延遲增加大約2ms。(通過運用較高時鐘頻率可以減小這種延遲，它將增加功率消耗)。
把一個幀周期分成不同相位恢復搜索狀態。如圖7所示，除二級32和後備33相位恢復狀態運用相同的時鐘頻率之外，各狀態運用不同的時鐘頻率。對於3Hz的衰落速率(它等於幀速率的3/4％，或者更小)，在絕大部分時間內，電路只驅動一級相位恢復(PPR)狀態31。由於在PPR狀態31中，只計算一個相位值/符號，所以大多數數據通路單元在符號頻率(192KHz)的時鐘頻率下運作。控制電路單元通常在8倍於中頻(8*IF=6.144MHz)的速率下(即，在兩個分支之一的最大採樣頻率下)運作。
在PPR狀態31和搜索狀態6之間，而且在其它相位恢復狀態(標記為Y1和Y2)之後，有一個標記為X的猝發段周期。保留這些時間周期以用於相干解調4、43、44、差錯校驗5、51、53和色標校驗5、52、53。這些功能塊是常見的，因而在本說明書中不作詳細討論。參考文件(4)中有這些內容。
為了保存能量，僅在如果存在解碼差錯或色標校驗5不通過，PPR狀態31中測得的信號質量(SQ)低於預定SQ門限(SQ*)時，才驅動在8*IF=6.144MHz下運作的搜索狀態6。搜索狀態6運用在節2中所述的搜索方法，及其相應的二級相位恢復(SPR)狀態32(它在IF下運作)分集合成用的符號定時，找到最佳複合加權A。
只有SPR狀態32中色標校驗52不通過時，行動電話手機的接收機25才運用IF的時鐘頻率驅動後備相位恢復(BPR)狀態33。BPR狀態33運用在搜索狀態6中找到的最佳複合加權A的求反和SPR狀態32之後找到的相應符號定時(如圖7所示)，以進行信號合成和相位恢復。BPR狀態33的符號定時運用SS電路6的三分之一，如在前面的小節中所述。
4硬體模擬和結果本節描述模擬過程和為我們的計算機模擬進行的無線電信道模型的建立，而且提供一些系統估算結果。對於同頻道幹擾為主和符號間幹擾(ISI)為主的兩種情況，進行模擬。
4.1模擬過程在相應的小節中，討論有限同頻道幹擾和ISI情況下的無線電信道。本小節中，我們描述為兩種情況所共有的模擬過程。
用上文已討論的相應定時安排、時鐘頻率和計算用的數量有限的計算位，以Verilog硬體描述語言對最佳複合加權A的相位恢復級29和搜索6進行編碼。運用浮點計算，以C計算機語言，對在系統模擬中所需的其他功能單元進行編碼。
模擬中不包括加性白高斯噪聲(AWGN)。由於在信號量化和整數硬體計算(如圖5和6所示)使用的有限數量二進位位，我們模擬中的噪聲僅是量化噪聲。
模擬中，假設為準靜態信道。即，假設信道在一個猝發段始終恆定。下面列出在計算機計算中用到的其它條件·對每個基站和各個猝發段隨機獨立發送數據。·差分編碼和Gray編碼的π/4 QPSK調製(參考文件4)。·形成滾降因數為0.5的Nyquist上升餘弦譜(參考文件4)。·符號周期中均勻分布的符號定時(不局限於符號中的16個採樣點)。·±11％符號速率(與在2GHz射頻下的10.6ppm相對應)的均勻分布頻率偏移。·接收機中帶AGC的線性放大器。·6位信號量化。·帶有2-2的相位環增益和2-6的頻率環增益的二階鎖相環(參考文件9)。4.2同頻幹擾消除在對同頻道幹擾消除的計算機模擬中用到下列條件以及在前面的小節中所述的條件·8個信道組(Cs=8)。
·方形區。
·只限於第一層同頻道基站25。
·在基站25中隨機異步發送次數。
·設置在統計最差區域中的手機25。
·接收信號統計是對數正態和瑞利(Rayleigh)分布的。
·d-n傳播中路徑損耗指數為4(n=4)。
·對數正態衰落的標準偏差為10dB(σ=10dB)。
參考文件(3)包括對於模擬過程和這些條件的詳細描述。
在我們把硬體模擬得出的結果與在參考文件(3)中得出的計算機模擬結果相比較之前，我們需要把平均SQ測量與在有限幹擾環境中的SIR相聯繫。為了做到這一點，我們首先生成獨立對數正態和Rayleigh統計的8個隨機頻信道幹擾信號載波。然後，生成並適當定標所需信號載波，以產生要求的SIR。然後，把隨機數據流加到這些載波上。每個接收到的猝發段都具有不同的載波和數據流組。然後，運用Verilog模擬，在沒有分集的相位恢復電路的輸出測量猝發段的SQ。在圖8中示出平均歸一化SQ(參考文件8)(對20個猝發段和40個猝發段求平均)與SIR的關係。
圖8示出平均歸一化SQ在SIR大於6dB的區域中SQ測量只用20個猝發段就相當好地會聚。這包括我們最關心的從8dB到20dB的區域。低於8dB，差錯率太高以致不能使用，而高於20dB，差錯率實際上變為零。該圖與在參考文件(8)中提供的圖5十分類似。特別是，當SIR和SNR大於15dB時，這兩個圖幾乎相同。兩個圖之間的差別主要歸因於計算機模擬中引入不同減損在參考文件(8)中用到的AWGN，而圖8中所示的結果採用同頻道幹擾。
對於在模擬處理中的下一個步驟，產生與基於功率測量的宏觀選擇分集有關的1483獨立猝發段。除了這裡用在式1中的k=2和Δθ=45°，來代替在參考文件(3)中的k=3和Δθ=18°外，這與在參考文件(3)中的圖4中所示的相同。根據參考文件(3)中所述的信號載體和硬體模擬中的SQ測量，在單根天線、選擇分集和合成分集的情況下，分別對這些1483個猝發段計算SIR。運用用於40猝發段情況的如圖8所示的曲線和在數據點之間的線性內插，把測得的SQ變換為SIR。在圖9中示出SIR的模擬累積分布。連續曲線來自在硬體模擬中的SQ測量，而離散數據點來自信號載體波(SC)計算。
SQ測量結果與在單根天線和選擇分集情況下，對8dB和20dB之間的SIR(即，感興趣的區域)的SC計算結果非常一致。少許差別是由於變換的不定性(SQ到SIR變換為平均過程)和變換的不精確性(運用在數據點之間的線性內插)引起的。對於SIR的相同範圍，當與SC計算結果相比較時，由於下列原因使得本發明的分集合成受到的劣化小(降低小於0.5dB)·通過使接收到的採樣偏移以獲得用於信號合成的所需相位，把ISI引入硬體模擬。·在SC計算中沒有頻偏，因此Δθ=45°是很精確的。由於在硬體模擬中的頻偏，使得Δθ不準確地等於45°。·在SC計算中用到窮舉搜索，它能保證找到最佳解。在硬體模擬中運用在節2中所述的搜索方法。
在所有三種情況下，對小於6dB及大於20dB的區域，基於SQ測量的硬體模擬結果和SC計算結果之間越來越不一致。這是因為SQ在高和低SIR處飽和，而且諸如量化噪聲的等各種影響在低SIR處變得十分顯著。
由於在頻偏估算期間硬體也估算SQ，所以我們用由硬體運用位精度較低估算的SQ來替代用一浮點計算從相位恢復的輸出測得的SQ，重複這些相同研究。在圖10中示出硬體估算的平均SQ與SIR的關係。在SQ軸上的值取決於具體硬體實施。運用由變換用的硬體估算的SQ，圖11示出SIR的模擬累積分布。該圖還示出在給定的量化複合加權限制下，硬體模擬中，分集合成從最佳解降低小(小於0.5dB)。
對8dB和20dB之間的SIR，在單根天線和選擇分集的情況下，圖9和圖11與在參考文件(3)中的圖4一致。對於這種SIR區域，當與參考文件(3)給出的結果相比時，本發明的分集合成降低小於(0.5+0.3)dB。由於在硬體模擬中運用在式1中的k=2和Δθ=45°，而不是在參考文件(3)中運用的k=3和Δθ=18°，導致另外降低0.3dB。預計對參考文件(3)中所述的其它情況的SIR改進將經受相同量的降低。因此，比起傳統的兩根天線選擇分集(參考文件(3))，本發明的分集合成向無線通信系統提供至少3dB的SIR改進。
表1概括了在這些1483個獨立接收到的猝發段的硬體模擬中的差錯統計。平均WER定義為包含至少一位差錯的猝發段數與經模擬的全部猝發段數之比。單根天線和選擇分集的平均WER分別是17.6％和9.1％。在這些高WER中，可靠的話音通信是不可能的。注意，選擇分集的WER不能用單根天線的WER的平方近似表示。這是因為由於對數正態衰落，在兩根天線上接收到的信號之間相關，即使天線之間Rayleigh衰落是獨立的。至於分集合成平均，WER是4.9％，對於可靠話音通信，它在一定程度上是可接受的。運用基於功率和信號質量測量的信道接入過程，可以提高系統性能達7.4dB(參考文件3)。這種附加SIR改進使得在這些條件下運用本發明的分集合成時，可靠話音通信變得可行

表1對1483個接收到的猝發段得出硬體計算模擬結果。把手機25設置在統計最差區域。加入基於信道功率測量的宏觀分集。Cs、n和σ分別是8、4和10dB。
表1還示出兩根天線選擇分集使沒有任何分集的單根天線情況下損失的猝發段48.3％得到恢復。本發明的兩根天線分集合成使兩根天線選擇分集中另外損失的猝發段的45.9％得到恢復。
4.3頻率選擇衰落緩解本節描述對抗延遲擴展(頻率選擇性衰落)中，分集合成和選擇分集的有效性的研究。這些延遲擴展的模擬中不包括同頻道幹擾。把兩個功率延遲輪廓(雙射線和截斷瑞利分布)用於這些研究中，而且分別在圖12A和12B中示出。在圖12A中，T=2DS，其中DS是延遲擴展。在圖12B中，在時刻iT處的信道脈衝響應是方差為Pi的零平均值復高斯隨機過程。
Pi=(i/4)e-i2/32T2=(DS)2/4.7表2概括對於單根天線、選擇分集和本發明的分集合成的平均既約WER的硬體模擬結果。除了在表2中列出的0.1％和0.3％外，所有WER包括多於50個累積模擬猝發段差錯。即使對於數量有限的累積差錯(WER為0.1％和0.3％)，WER可能小於1％。把歸一化延遲擴展定義為延遲擴展(DS)與符號周期之比。WERsingle、WERselection和WERcombining分別是單根天線、選擇分集和本發明的分集合成的平均既約字差錯率。
當d=0.2時，在各個情況下(單根、選擇和合成)，兩個功率延遲輪廓的WER大致相同。由於當歸一化延遲擴展小時，系統性能不易受功率延遲輪廓的形狀的影響(參考文件10)，所以這是合情合理的。d=0.2的單根天線和選擇分集的WER與在參考文件(8)中提供的值十分一致，該文件給出了d高達0.25的WER。

表2對d=0.2、0.4的圖12A的雙射線功率延遲輪廓以及d=0.2、0.3和0.4的圖12B的截斷瑞利分布功率延遲輪廓的模擬平均既約WER。所有WER(除了小於1％的兩種情況之外)包括多於50個累積猝發段差錯。
本發明的分集合成所得圖12B的截斷瑞利分布功率延遲輪廓的系統性能比圖12A的雙射線功率延遲輪廓的差。這是預期的結果，因為用兩根天線10、20，所以預計只可抑制或最優化一條無線電路徑。在截斷瑞利分布功率延遲輪廓模型中d=0.3時，分集合成具有2.4％的平均既約WER，它仍然可以提供相當好的話音通信。當d=0.3時，在雙射線功率延遲輪廓模型中，預計分集合成的WER較小。從參考文件(8)中的研究來看，對於相同的2.4％的WER，選擇分集和沒有分集的單根天線分別可以保持高達大約0.16和0.06的歸一化的延遲擴展。
包括上述描述以說明較佳實施例的操作，而且並不是局限本發明的範圍。僅由下列權利要求書限制本發明的範圍。從上述說明，對於熟悉該技術領域的人員而言，許多變更是顯而易見的，而且不偏離本發明的構思和範圍。
權利要求
1．一種在接收機內分集合成第一和第二電磁信號的方法，其特徵在於，所述方法包括下列步驟把兩根天線耦連到所述接收機上，第一根天線接收所述第一信號，第二根天線接收所述第二信號；把用於改變在所述天線處接收到的信號的增益和相位的電路耦連到所述天線的至少一根上，把所述增益和相位限制為從預選離散增益有限集和預選離散相位有限集中選出。
2．如權利要求1所述的方法，其特徵在於，存在幾套收發機，每套包括所述接收機中的一個，所述收發機處於地理上不同的位置，從而所述收發機可以運用射頻進行互相通信。
3．如權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述收發機中的至少一個是手持收發機。
4．如權利要求2所述的方法，其特徵在於，所述收發機中的至少一個是基站的一部分。
5．如權利要求1所述的方法，其特徵在於，還包括通過至少一些所述增益/相位組合進行搜索，以使所述接收機中的信號-減損比最優化的步驟。
6．如權利要求5所述的方法，其特徵在於，還包括當最優化所述信號-減損比時設定所述增益和所述相位的步驟。
7．如權利要求5所述的方法，其特徵在於，把所述搜索步驟分成兩種分開的搜索較粗略的搜索和較精細的搜索。
8．如權利要求5搜索的方法，其特徵在於，所述接收機根據時分協議接收，從而按猝發段發送所述信號，而且一個猝發段進行一次所述搜索步驟。
9．如權利要求5所述的方法，其特徵在於，每當所述信號-減損比低於預選值內，都進行所述搜索步驟。
10．如權利要求1所述的方法，其特徵在於，所述接收機是具有發射機的收發機的一部分，所述接收機和所述發射機在相同頻率下進行工作，而且所述發射機進行的步驟與所述接收機進行的步驟類似。
11．分集合成第一和第二信號用的裝置，其特徵在於，所述裝置包括接收機；耦連到所述接收機上的兩根分開的天線，第一根天線耦合所述第一信號，而第二根天線耦合所述第二信號；耦連到每根天線上的模擬-數字變換器；耦連到至少一個模擬-數字變換器上的時延電路，它包括配合插入固定相位改變量的一組時延單元；耦連到至少一個模擬-數字變換器上的分級放大器/衰減器，以插入固定增益量；耦連到時延電路和分級放大器/衰減器上的信號合成器；耦連到所述信號合成器上的電路，以測量在所述接收機內的信號-減損比。
12．如權利要求11所述的裝置，其特徵在於，還包括，耦連到所述信號合成器上的信號-減損比和符號定時測量電路。
13．如權利要求12所述的裝置，其特徵在於，還包括並聯的兩個信號-減損比和符號定時測量電路。
14．如權利要求11所述的裝置，其特徵在於，所述接收機採用QPSK調製，而且所述裝置還包括耦連到所述信號合成器的I/Q分量發生器，和耦連到所述I/Q分量發生器的相位恢復電路。
15．如權利要求11所述的裝置，其特徵在於，由空間、極化和方向圖劃分的一些組合分開所述兩根天線。
16．用於分集合成第一和第二電磁信號的裝置，其特徵在於，所述裝置包括；接收機；耦連到所述接收機上的兩根天線，第一根天線接收所述第一信號，而第二根天線接收所述第二信號；耦連到所述天線的至少一根上的電路，它改變在所述天線處接收到的所述信號的所述增益和所述相位，限制從預選離散增益的有限集和預選離散相位的有限集選出所述增益和相位；耦連到用於改變增益和相位的所述電路上的合成器，它用於把所述兩個信號組合為合成信號。
17．如權利要求16所述的裝置，其特徵在於，還包括耦連到用於改變增益和相位的所述電路上，用於通過至少一些所述增益/相位組合進行搜索，以使在所述接收機內的所述信號-減損比最優化的電路。
18．如權利要求17所述的裝置，其特徵在於，還包括耦連到用於搜索的所述電路上的當最優化所述信號-減損比時設定所述增益和所述相位用的電路。
19．如權利要求16所述的裝置，其特徵在於，還包括耦連到用於改變增益和相位的所述電路上的靈巧舍位電路，它恢復所述組合信號的載波相位，而沒有任何明顯的性能劣化。
全文摘要
一種用於在接收機(25)中組合兩個電磁信號(11/12)的方法和裝置。採用兩根分開的天線(10、20)。由空間、極化和方向圖劃分的一些組合分開天線(10、20)。第一天線(10)接收第一信號(11),第二天線(20)接收第二信號(21)。耦連到天線(10、20)的至少一根上的是用於改變在所述天線(10或20,分別)處接收到的信號(11、21)的增益和相位的電路(12)。限制從預選離散增益有限集和預選離散相位有限集中選出增益和相位。搜索模塊(6)通過所有增益/相位組合進行搜索以使接收機(25)中的信號－減損比最優化。當信號－減損比最優化時,固定建立增益和相位。把搜索(6)分成兩種分開的搜索,即較粗略的搜索和較精細的搜索。每當信號－減損比低於預選值,一般都可進行搜索步驟(6)。可用靈巧舍位模塊(14)來恢復組合信號(22)的載波相位,而沒有任何顯著的性能劣化。
文檔編號H04B7/08GK1217103SQ95198003
公開日1999年5月19日 申請日期1995年12月18日 優先權日1995年12月18日
發明者皮烏·比爾·翁, 唐納德·克萊德·考克斯 申請人:利蘭·斯坦福青年大學託管委員會