降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法與電路的製作方法

2023-11-11 00:50:32 3

專利名稱：降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法與電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種切換式電源供應器(switching regulator)的控制方 法與電路，特別是指一種降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法 與電路。
背景技術：
常用的切換式電源供應器包括降壓型(Buck)、升壓型(Booster)與反 壓型(Iiwerter)三種。首先就降壓型切換式電源供應器來加以說明，其電 路結構大致如圖1所示，降壓型切換式電源供應器1包含有兩個晶體 管開關Q1、 Q2，透過脈寬調變控制電路10來控制此兩電晶體Q1、 Q2 的開與關，藉以控制電感L上的電流量與方向，以將電能傳送給輸出 端OUT。脈寬調變控制電路10接收從輸出端萃取出來的反饋電壓，與 一個參考電壓Vref相比較，以決定如何控制切換兩電晶體Q1、 Q2。現有技術中，早期的切換式電源供應器，其兩電晶體Ql、 Q2的 開關時間是完全互補的，又稱為同步切換式電源供應器，亦即如圖2 所示，當電晶體Q1開啟時，電晶體Q2即關閉；當電晶體Q2開啟時， 電晶體Ql即關閉。(本說明書中，"開啟"是指完全導通；"關閉"是 指不考慮漏電流的情況下，為完全不導通。)在此種安排下，其對應之 電感電流量lL與方向如圖中第三個波形所示，當電晶體Q1開啟、晶體 管Q2關閉時，因輸入端IN的電壓大於輸出端OUT的電壓，電流往輸 出端OUT流動(圖中以+表示往輸出端方向)，且流量不斷增加；而 當電晶體Q2開啟、電晶體Q1關閉時，因電感左方節點Phase的電位 下降為接近0，輸出端OUT的電壓大於此節點的電壓，電流趨勢於是 改變，先是流量減少，接著改往反方向流動(圖中以一表示反方向)。圖3與圖4分別示出升壓型切換式電源供應器2與反壓型切換式 電源供應器3，其操作方式與前述類似，同樣是由脈寬調變控制電路 IO根據反饋電壓與參考電壓Vref的比較結果，決定如何切換兩電晶體 Ql、 Q2，來控制輸出端OUT的電壓。其詳細電路操作方式為本技術領 域者所熟知，在此不予贅述。請回閱圖1與圖2，此種同步切換兩電晶體Q1、 Q2的安排方式， 其缺點在於，當電感電流方向由正轉負時，表示電流由輸出端OUT， 通過電感L和電晶體Q2的路徑而接地流失，亦即會損失輸出端OUT能量。因此，在現有技術美國專利第6,580,258號案中，提出一種作法， 其主要概念如圖5所示，是通過適當控制電晶體Q1、 Q2，使得當電感 電流方向將要由正轉負時，即關閉電晶體Q2，如此即不致有能量從輸 出端OUT流失，可減少不必要的耗損。如圖中所示，電晶體Q1、 Q2 有一段同時關閉的時間T，稱為"睡眠模式"(sleep mode)。該案之電 路概念大致如圖6所示，其中偵測代表電感電流的訊號，並在電流比 較器ICP中加以比較，其比較結果與脈寬調變控制電路10的輸出經邏 輯運算後，決定是否開啟或關閉電晶體Q2。然而，此種現有技術的作法有其缺點。當電晶體Ql、 Q2同時關 閉而進入睡眠模式時，其實際在電感L上的電流與節點Phase處的電壓， 並非很理想的波形，而是如圖7所示，當電晶體Q1、 Q2同時關閉時， 電感L電流k在零值附近微幅震蕩，而此時節點Phase處的電壓VPH 呈受阻之簡諧震蕩(damped simple harmonic motion)波形。在該高頻 震蕩期間，電路未能進入穩定狀態，且將產生所不欲之EMI噪聲，並 不理想，故宜縮短之。有鑑於此，本發明即針對上述現有技術之不足，提出一種能夠解 決上述問題的切換式電源供應器，以及其控制電路與方法。發明內容本發明之第一目的在於提供一種切換式電源供應器，其與同步切 換式電源供應器相較，具有節省能耗的優點，但與圖5至圖7所示的 現有技術作法相比，則能夠大幅縮短震蕩期間。本發明之第二目的在於提供一種用以控制切換式電源供應器之控 制方法。為達上述之目的，在本發明的其中一個實施例中，提供了一種切 換式電源供應器，包含第一電晶體、第二電晶體、與電感器，相互電連接於一共同節點；脈寬調變控制電路，用以產生脈寬調變訊號； 運算放大器，將該共同節點電壓，與一參考電壓相比較；以及多路電 路，其第一輸入為該運算放大器之輸出，第二輸入為該脈寬調變控制 電路之輸出，此多路電路根據該電感器上的電流，決定選擇其輸入之 一；多路電路的輸出控制第二電晶體的柵極。此外，根據本發明的另一個實施例，也提供了一種切換式電源供 應器，包含第一電晶體、第二電晶體、與電感器，相互電連接於一 共同節點；脈寬調變控制電路，用以產生脈寬調變訊號；運算放大器， 將流過該電感器的電流，與一參考電流相比較；以及多路電路，其第 一輸入為該運算放大器之輸出，第二輸入為該脈寬調變控制電路之輸 出，此多路電路根據流過該電感器的電流，決定選擇其輸入之一；多 路電路的輸出控制第二電晶體的柵極。此外，根據本發明的另一個實施例，也提供了一種降低切換式電 源供應器中之切換震蕩的方法，包含以下步驟提供一個切換式電源供應器，該切換式電源供應器包括第一電晶體、第二電晶體、與電感器，相互電連接於一共同節點；在第一電晶體關閉時段之一部分中， 將該共同節點電壓，與一參考電壓相比較；以及根據比較結果，控制第二電晶體之柵極，使第二電晶體為低電流流通狀態。又，根據本發明的另一個實施例，也提供了一種降低切換式電源 供應器中之切換震蕩的方法，包含以下步驟提供一個切換式電源供 應器，該切換式電源供應器包括第一電晶體、第二電晶體、與電感器， 相互電連接於一共同節點；在第一電晶體關閉時段之一部分中，將該 電感器上的電流，與一參考電流相比較；以及根據比較結果，控制第 二電晶體之柵極，使第二電晶體為低電流流通狀態。上述各實施例中，可進一步提供鎖相迴路，以使脈寬調變控制電 路之輸出頻率等於一設定頻率。以下將通過具體實施例詳加說明，當更容易了解本發明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效；其中，相似的元件以相同的符號 來標示。


圖1為現有技術之降壓型切換式電源供應器的示意電路圖。圖2為現有技術之同步切換式電源供應器的示意波形圖。圖3為現有技術之升壓型切換式電源供應器的示意電路圖。圖4為現有技術之反壓型切換式電源供應器的示意電路圖。圖5為現有技術美國專利第6,580,258號案的理想波形示意圖。圖6為現有技術美國專利第6,580,258號案的電路概略示意圖。圖7為現有技術美國專利第6,580,258號案的實際波形示意圖。圖8為本發明之波形示意圖。圖9為本發明第一實施例之示意電路圖。圖10為圖9實施例之波形示意圖。圖11為本發明第二實施例之示意電路圖。圖12為圖11實施例之波形示意圖。圖13為本發明第三實施例之示意電路圖。圖14為圖13實施例之波形示意圖。 圖15舉例說明鎖相迴路的電路結構。圖16、圖17、圖18為本發明另外三個實施例之示意電路圖。圖中符號說明1 降壓型切換式電源供應器2 升壓型切換式電源供應器3 反壓型切換式電源供應器10 脈寬調變控制電路IO11 降壓型切換式電源供應器30， 31, 32多路電路41, 42邏輯電路50鎖相迴路51， 52固定脈寬產生電路53, 54低通濾波器55減法器CP比較器ICP電流比較器Iofs參考電流Iref參考電流IN輸入端電感(電感值)OP運算放大器OUT輸出端Qi,Q2電晶體Vofs電壓源具體實施方式
本發明的主要概念，在於不使電晶體Q1、 Q2同時關閉；當電感L 上的電流h即將由正轉負時，並不完全關閉電晶體Q2，而是使其處於"弱導通"狀態，容許低流量的電流通過。如此，與圖2所示的現有技術作法相比，本發明仍然具有節省能耗的高效率優點，但與圖5至圖7 所示的現有技術作法相比，則本發明將可大幅縮短震蕩時間。以上概念，請參考圖8，並對照圖5與圖7，當可更易於了解。在 現有技術中，電晶體Q2的角色僅為開關，因此僅有全開與全閉兩種狀 態。當為了節省能耗，使電晶體Q1、 Q2進入前述"睡眠模式"時，晶 體管Q1、 Q2同時關閉。但根據本發明，則並無所謂"睡眠模式"；在 圖8中，當電感L上的電流lL即將由正轉負時，並不完全關閉電晶體 Q2，而是在時段T之中，將電晶體Q2轉換成"弱導通"狀態，容許 低流量的電流通過。對此，如圖所示，可以有三種作法，第一種作法 是令電晶體Q2除了導通之外，均處於低電流狀態，如第一種波形中所 示，電晶體Q2僅包括全開、低電流兩種狀態；或是，如第二種波形中 所示，令電晶體Q2在電晶體Q1導通時，仍然完全關閉，而僅在時段 T之中，將電晶體Q2轉換成低電流狀態，如此則電晶體Q2包括全開、 全閉、低電流三種狀態；第三種作法是令電晶體Q2的低電流狀態在初 始時容許較大電流量，隨後減小，亦即使切換初期之電流量較後期為 高。第一種之電路複雜度較低，第二種在節能效果上較好，第三種更 快速消除震蕩，三者各有優劣，同屬於本發明的範疇。熟悉本技術者當可立即發現，以上說明中之電晶體Ql、 Q2是以 NMOS為例。當然，電晶體Q1、 Q2亦可個別改以PMOS來製作，其 對應之波形圖自亦不同，但並不脫離本發明的概念。請再對照圖8與圖7，在本發明的上述安排下，當電晶體Ql關閉、 且電晶體Q2在低電流狀態中時，亦即在圖中時段T之中，節點Phase 處的電壓VpH雖同樣呈受阻之簡諧震蕩波形，但其震蕩快速衰減，遠 較現有技術更迅速地到達平穩狀態。需說明的是，為求圖形明確，圖 中是以較為誇張的圖形來繪示震蕩波形，而並未完全按照比例。在真 實狀況中，透過後述實施例之恰當設計，可使震蕩波形所佔時段比圖標更低。所述的"低電流"，根據本發明，是指為1mA (微安培)或其以 上，但在電晶體Q2完全導通之電流量(不含)以下，此範圍內的電流 量。此外需說明的是，雖然在圖8中的時段T內，電晶體Q2的柵極控 制電壓是繪示為直線，但本發明並不局限於此；在時段T內，電晶體 Q2的柵極控制電壓可以為任意的變化波形，僅需其所對應產生的電流 量，符合上述條件即可。上述圖8中之波形的達成方式，根據本發明，有多種作法，其第 一個具體電路實施例請參考圖9。本實施例是以降壓型切換式電源供應 器為例，如圖所示，在本發明的降壓型切換式電源供應器11中，除了 上下橋電晶體開關Q1、 Q2、電感L、電流比較器ICP、脈寬調變控制 電路10之外，另包含有一個運算放大器OP。運算放大器OP的輸入端 之一接受節點Phase處的電壓，另一輸入端接受一個略低於輸出節點電 壓Vout的電壓。圖中以電壓源Vofs來表示運算放大器OP所接收的電 壓等於Vout—Vofs，不過需說明的是，圖標僅為示意，並不表示必須 設置一個實體的電壓源Vofs;例如，可藉由運算放大器OP兩輸入端 的內部偏壓值，來達成相同的功能。如設置實體的電壓源Vofs，則該 實體電壓源可以為電阻、各種二極體，等等。運算放大器OP將兩輸入 端的電壓做比較後，根據比較結果，輸出訊號L1。電晶體Q2的柵極受多路電路30控制，由該多路電路30的輸出來 決定電晶體Q2受控於脈寬調變控制電路10的輸出L2，或運算放大器 0P的輸出L1。當電晶體Q2受控於訊號L2時，其角色為開關，而當 電晶體Q2受控於訊號L1時，則可能為弱導通之低電流狀態。上述電路的操作，請參閱圖10，當更易明白。首先說明訊號Ll 的波形，當電晶體Ql導通而電晶體Q2關閉時，節點Phase處的電壓 等於輸入端的電壓當電晶體Q1關閉而電晶體Q2導通時，節點Phase處的電壓等於0;當電晶體Q2弱導通時，將有微量電流從輸出端OUT流過電感L與電晶體Q2後導地，表示電感L右方的電壓略大於左方， 故節點Phase處的電壓稍低於輸出節點電壓Vout，經電路之反饋控制 機制，將平衡在等於Vout—Vofs的電壓值。藉由運算放大器OP之電 路設計，可在節點Phase處的電壓等於Vout—Vofs時，使電晶體Q2 弱導通。因此訊號L1呈三段式波形，如圖。訊號L2為脈寬調變控制 電路10的輸出，呈單純的脈衝波形。訊號ZD為電流比較器ICP的輸 出訊號，對照電感電流IL的波形，當電感電流lL大於參考位準Iref時 (參考位準可為0或略低於0，視電流比較器ICP的參考輸入端設計而 定)，訊號ZD為高位準，當電感電流Il等於或小於參考位準吋，訊 號ZD為低位準。(電流比較器ICP可以是磁滯比較器，以過濾微幅震 蕩噪聲。)當訊號ZD為高位準時，多路電路30選擇訊號L2;當訊號 ZD為低位準時，多路電路30選擇訊號Ll;因此，電晶體Q2的柵極 訊號乃如圖中最下方所示。圖9之實施例，並非本發明的唯一實施方式。請參考圖ll，示出 另一種多路方式，其中值得注意的是，在本實施例中，脈寬調變控制 電路10僅需產生電晶體Ql柵極所需之切換脈衝訊號，並不需要另行 產生不同的脈衝訊號來控制電晶體Q2，僅需利用該脈衝訊號之反相訊 號即可，故脈寬調變控制電路io之內部電路結構較為精簡。詳言之，請對照參閱圖11與圖12，因或非門41之作用，僅有當 脈寬調變控制電路10對電晶體Ql柵極的輸出訊號(以下簡稱PWM 訊號)與電流比較器ICP之輸出訊號ZD皆為低位準時，或非門41之 輸出SWO才為高位準(1)，對應於圖12中的時段T;此時透過多路 電路31與32的作用，運算放大器OP的正負輸入端分別選擇節點Phase 處的電壓和Vout—Vofs，故使得電晶體Q2弱導通。另一方面，除上述 以外的其它時候，運算放大器OP的正負輸入端分別為PWM反相訊號 與PWM訊號，亦即運算放大器OP的輸出位準跟隨PWM反相訊號。 故電晶體Q2的柵極訊號波形如圖所示。除第9、 11圖所示實施方式之外，圖13標出本發明的另一實施例， 本實施例的特點是可以控制脈寬調變控制電路IO之輸出脈衝頻率，以 達成例如避開音頻區、擾頻等作用。詳言之，本實施例與圖9實施例的不同處在於設置了一個鎖相P 路(PLL)50，且提供壓差的電壓源Vofs為可變電壓源，受鎖相迴路50 的輸出訊號所控制。請對照參閱圖13與圖14 (為簡化圖面，圖中省略 震蕩噪聲)，假設欲將PWM訊號的頻率設定為第一個波形，因此以該 波形為鎖相迴路50之頻率設定輸入。當PWM訊號的頻率低於設定頻 率時，若輸出端所需的電壓Vout並未變動，可增加由節點Phase通過 電晶體Q2導地的電流，以使節點Phase處的電壓下降，如此即可迫使 PWM訊號頻率上升。換言之，當PWM訊號的頻率低於設定頻率時， 可令鎖相迴路50的輸出調高可變電壓源Vofs的電壓，使Vout—Vofs 下降，透過運算放大器OP的作用，將使電晶體Q2更多導通，拉下節 點Phase處的電壓，最終達成平衡，使PWM訊號的頻率等於設定頻率。使用相同的概念，在圖11所示實施例中，加入鎖相迴路50，也 是可行的，熟悉本技術者當可類推，其電路結構與訊號波形不予贅述。至於鎖相迴路50的具體作法，可有多種實施方式，在此僅舉一例， 請參閱圖15，可令設定頻率訊號與PWM訊號分別通過固定脈寬產生 電路51與52，在固定脈寬產生電路中，根據輸入訊號的觸發緣，產生 固定脈寬的脈衝訊號Tl與T2，再使脈衝訊號Tl與T2分別通過低通 濾波器53與54，將脈衝訊號Tl與T2的頻率轉換成模擬訊號Sl與S2。 減法器55將模擬訊號Sl與S2相減，其輸出即可用以調整可變電壓源 Vofs。請參閱圖16，此為本發明的另一實施例，除使用節點Phase處的電壓來進行比較外，亦可根據電感電流IL來控制電晶體Q2的狀態，如圖所示，本實施例將電感電流lL與參考電流Iofs相比較(實際電路中， 是將代表電感電流lL的電壓訊號與代表參考電流Iofs的電壓訊號相比 較，故差值為電壓訊號)，並透過運算放大器OP，根據該比較結果，而產生控制電晶體Q2弱導通狀態的模擬訊號。詳言之，當訊號ZD為 高位準時，多路電路30選擇L2，此時電晶體Q2的狀態受控於脈寬調 變控制電路10，為全開或全關兩種狀態；當訊號ZD為低位準時，多 路電路30選擇Ll，此時電晶體Q2的狀態受控於運算放大器OP的輸 出，為弱導通狀態。後者情況下，透過反饋控制機制，可使電感電流 lL與參考電流Iofs相等，換言之可在電晶體Ql關閉時，將電晶體Q2 控制在弱導通狀態，且控制其上的電流量等於Iofs。與圖13相似地，可在上述實施例中設置鎖相迴路50，以控制脈 寬調變控制電路IO之輸出脈衝頻率，其電路例如可參考圖17，藉鎖相 迴路50的輸出，控制可變之參考電流Iofs，亦即調整電晶體Q2的弱 導通狀態與其上的電流量。本發明除以上所述外，還可在相同概念下做以下變化。在以上各 實施例中，均是使用運算放大器0P，直接用模擬方式控制電晶體Q2 的柵極，但運算放大器OP亦可用比較器CP來取代。例如，圖9實施 例可變化為圖18，其中當節點Phase處的電壓低於Vout—Vofs時，比 較器CP的輸出對電容C充電。於訊號ZD選擇Ll時，當節點Phase 處的電壓等於Vout—Vofs，此時比較器CP的輸出為低位準，但電晶體 Q2的柵極系由電容C的電壓值來控制，而該電壓值可設定成容許晶體 管Q2弱導通，如此，可同樣達成本發明的目的。同理，以上所述所有 實施例中之運算放大器OP，均可使用相似方式代換，不另贅述。以上各實施例中之多路電路30、 31、 32，並不需要是一個柵電路， 而可以僅為一個節點，只要被選定的輸入端有能力蓋過(override)另一 輸入端，即可。以上以降壓型切換式電源供應器為例，敘述了本發明的概念。同 樣的概念亦可應用於升壓型切換式電源供應器與反壓型切換式電源供 應器，但需將運算放大器OP的參考輸入略作修改；熟悉本技術者當可 類推得知，在此不多予贅述。以上已針對較佳實施例來說明本發明，唯以上所述者，僅係為使 熟悉本技術者易於了解本發明的內容而已，並非用來限定本發明之權 利範圍。對於熟悉本技術者，當可在本發明精神內，立即思及各種等 效變化；例如，在所示各實施例中，系舉例以分壓方式，從輸出端萃取反饋電壓訊號，以供脈寬調變控制電路IO與參考電壓Vref進行比較，但萃取反饋訊號的方式，並不局限於此。又如，在所示各元件之間， 加入不影響訊號意義的電路元件，如延遲電路、驅動柵等等，並不影響本發明的精神。再如，所示電晶體Q1與Q2，可以整合在集成電路 之內，亦可設置在集成電路之外。又如，圖16之實施例，亦可參照圖 11之實施例，而做對應的變化。故凡依本發明之概念與精神所為之均 等變化或修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。
權利要求
1. 一種降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法，包含以下步驟提供一個切換式電源供應器，該切換式電源供應器包括第一電晶體、第二電晶體、電感器，相互電連接於一共同節點；在第一電晶體關閉時段的一部分中，將該共同節點電壓，與一參考電壓相比較；以及根據比較結果，控制第二電晶體的柵極，使第二電晶體為低電流流通狀態。
2. 如權利要求l所述的方法，其中該低電流流通狀態在切換初期 之電流量較後期為高。
3. 如權利要求l所述的方法，更包括調整該共同節點電壓，以 使第一電晶體的切換頻率等於一設定頻率。
4. 如權利要求3所述的方法，其中該調整共同節點電壓之步驟包括提供一個鎖相迴路；在鎖相迴路中，將該設定頻率與第一電晶體的切換頻率相比較； 根據比較結果，控制前述參考電壓；以及 控制第二電晶體的低電流流通狀態，以調整該共同節點電壓。
5. —種降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法，包含以下步驟提供一個切換式電源供應器，該切換式電源供應器包括第一電晶體、第二電晶體、電感器，相互電連接於一共同節點；在第一電晶體關閉時段的一部分中，將該電感器上的電流，與一參考電流相比較；以及根據比較結果，控制第二電晶體之柵極，使第二電晶體為低電流 流通狀態。
6. 如權利要求5所述的方法，其中該低電流流通狀態在切換初期之電流量較後期為高。
7. 如權利要求5所述的方法，更包括調整該電感器上的電流， 以使第一電晶體的切換頻率等於一設定頻率。
8. 如權利要求7所述的方法，其中該調整共同節點電壓之步驟包括提供一個鎖相迴路；在鎖相迴路中，將該設定頻率與第一電晶體之切換頻率相比較； 根據比較結果，控制前述參考電流；以及控制第二電晶體的低電流流通狀態，以調整該電感器上的電流。
9. 一種切換式電源供應器，包含第一電晶體、第二電晶體、與電感器，相互電連接於一共同節點； 脈寬調變控制電路，用以產生脈寬調變訊號； 運算放大器，將該共同節點電壓與一參考電壓相比較；以及 多路電路，其第一輸入為該運算放大器之輸出，第二輸入為該脈 寬調變控制電路之輸出，此多路電路根據該電感器上的電流，決定選 擇其輸入之一；多路電路的輸出控制第二電晶體的柵極。
10. 如權利要求9所述的切換式電源供應器，其中第二電晶體至 少具有開啟與低電流流通兩種狀態。
11. 如權利要求10所述的切換式電源供應器，其中該低電流流通 狀態在切換初期之電流量較後期為高。
12. 如權利要求IO所述的切換式電源供應器，其中當第一電晶體 開啟時，第二電晶體為關閉；當第一電晶體關閉時，第二電晶體為開 啟或低電流流通狀態。
13. 如權利要求IO所述的切換式電源供應器，其中當第一電晶體 開啟時，第二電晶體為低電流流通狀態；當第一電晶體關閉時，第二 電晶體為開啟或低電流流通狀態。
14. 如權利要求9所述的切換式電源供應器，其中該脈寬調變控 制電路僅針對第一電晶體需要之波形產生脈寬調變訊號。
15. 如權利要求9所述的切換式電源供應器，其中該參考電壓為 可變電壓。
16. 如權利要求15所述的切換式電源供應器，其中更包含有一個 鎖相迴路，此鎖相迴路控制該參考電壓。
17. 如權利要求9所述的切換式電源供應器，其中該切換式電源 供應器為降壓型、升壓型、反壓型三者之一。
18. —種切換式電源供應器，包含第一電晶體、第二電晶體、與電感器，相互電連接於一共同節點；脈寬調變控制電路，用以產生脈寬調變訊號；運算放大器，將流過該電感器的電流，與一參考電流相比較；以及多路電路，其第一輸入為該運算放大器之輸出，第二輸入為該脈 寬調變控制電路之輸出，此多路電路根據流過該電感器的電流，決定 選擇其輸入之一；多路電路的輸出控制第二電晶體的柵極。
19. 如權利要求18所述的切換式電源供應器，其中第二電晶體至少具有開啟與低電流流通兩種狀態。
20. 如權利要求19所述的切換式電源供應器，其中該低電流流通 狀態在切換初期之電流量較後期為高。
21. 如權利要求19所述的切換式電源供應器，其中當第一電晶體 開啟時，第二電晶體為關閉；當第一電晶體關閉時，第二電晶體為開 啟或低電流流通狀態。
22. 如權利要求19所述的切換式電源供應器，其中當第一電晶體 開啟時，第二電晶體為低電流流通狀態；當第一電晶體關閉時，第二 電晶體為開啟或低電流流通狀態。
23. 如權利要求18所述的切換式電源供應器，其中該脈寬調變控 制電路僅針對第一電晶體需要之波形產生脈寬調變訊號。
24. 如權利要求18所述的切換式電源供應器，其中該參考電壓為 可變電壓。
25. 如權利要求24所述的切換式電源供應器，其中更包含有一個 鎖相迴路，此鎖相迴路控制該參考電壓。
26. 如權利要求18所述的切換式電源供應器，其中該切換式電源 供應器為降壓型、升壓型、反壓型三者之一。
全文摘要
本發明提出一種降低切換式電源供應器中之切換震蕩的方法與電路，在該切換式電源供應器中包含兩個電晶體，且該兩電晶體不會同時進入關閉狀態。本發明中可進一步設置鎖相迴路，以使脈寬調變控制電路之輸出頻率等於一設定頻率。本發明與同步切換式電源供應器相較，具有節省能耗的優點，並能夠大幅縮短震蕩期間。
文檔編號H02M3/156GK101272093SQ20071008780
公開日2008年9月24日 申請日期2007年3月19日 優先權日2007年3月19日
發明者戴良彬, 曾國隆, 黃建榮 申請人:立錡科技股份有限公司