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電源裝置以及採用該裝置的可攜式設備的製作方法

2023-05-17 17:11:26

專利名稱:電源裝置以及採用該裝置的可攜式設備的製作方法
技術領域:
本發明涉及在低負荷時謀求以減小自身的電流消費從而減少電能的浪費,並提高整體電能的變換效率的電源裝置,以及採用該裝置的便攜電話機、個人計算機、PDA等的可攜式設備。
背景技術:
以往,作為電源裝置,例如廣泛採用通斷輸入電壓,將該輸入電壓轉換為規定的輸出電壓的開關型DC-DC轉換器。
該DC-DC轉換器,自身的電流消費大但是電能的轉換效率越高,因此在負荷為一定值以上時(高負荷時)該高電能轉換效率有效。但是,在負荷比一定值小的情況下(低負荷時)由於自身的消費電流較大,所以作為整體的電能的轉換效率會降低。
為了避免這種低負荷時的效率降低,將自身的消費電流越小電能的轉換效率越低的串聯穩壓器與DC-DC合用。並且,在高負荷時使用DC-DC轉換器,在低負荷時切換使用串聯穩壓器。由此,提出提高整體的電能的轉換效率的方案(參照特許文獻1、2)。
但是,在現有的專利文獻1中,在從低負荷時向高負荷時轉移的時候或從高負荷時向低負荷時轉移的時候,按照DC-DC轉換器和串聯穩壓器的只一方動作的那樣選擇性地進行切換。在該切換時存在切換動作不能平滑進行的隱患。此外,由於向平滑用線圈和電容器供給電能的突變,或產生自由振蕩,或由此產生超調。進一步,在條件惡劣的情況下,由電壓變動甚至其它控制電路也會被復位。
專利文獻1特開2002-300769號公報,專利文獻2特開2001-211640號公報。

發明內容
在此,本發明的目的在於提供一種電源裝置,該電源裝置具備DC-DC轉換器和串聯穩壓器,並選擇性地讓這兩個裝置動作,能夠平滑地進行該DC-DC轉換器和串聯穩壓器的動作切換。此外,本發明的目的還在於提供一種採用這種電源裝置,能夠提高電能的轉換效率且能夠進行穩定地電能供給的可攜式設備。
本發明方案一的電源裝置,其包括串聯穩壓器,其連續控制輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓而從輸出端輸出;和開關型DC-DC轉換器,其在通斷所述輸入電壓轉換為規定的輸出電壓的同時,將其輸出端與所述串聯穩壓器的輸出端並聯連接,其特徵在於,設置重疊期間,在該重疊期間內,根據模式指令信號,在進行只有所述串聯穩壓器的動作狀態向只有所述開關型DC-DC轉換器的動作狀態的切換時,和/或者在進行只有所述開關型DC-DC轉換器的動作狀態向只有所述串聯穩壓器的動作狀態的切換時,在所述模式指令信號變化後,所述串聯穩壓器以及所述開關型DC-DC轉換器在規定時間的期間內均進行動作。
本發明方案二的電源裝置的特徵在於,具有串聯穩壓器,其根據第1使能信號進行動作,連續控制輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓而輸出;開關型DC-DC轉換器,其根據第2使能信號進行動作,在通斷所述輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓的同時,將其輸出端與所述串聯穩壓器的輸出端並聯連接;切換電路,其按照具有下述重疊期間那樣進行切換在根據模式指令信號選擇性地切換輸出所述第1使能信號和所述第2使能信號的同時,在從所述第1使能信號向所述第2使能信號切換時,只互相重疊第1規定時間,和/或者在從所述第2使能信號向所述第1使能信號切換時只互相重疊第2規定時間。
本發明方案三的電源裝置的特徵在於,在本發明方案一或者方案二中所述的電源裝置中,所述開關型DC-DC轉換器包括誤差放大電路,該誤差放大電路可切換交流反饋電路和直流反饋電路,且根據基準電壓與對應於所述輸出電壓的電壓之間的差值控制所述輸出電壓,其中,在所述重疊期間從所述交流反饋電路切換為所述直流反饋電路。
本發明方案四的電源裝置的特徵在於,在本發明方案一或者方案二中所述的電源裝置中,所述開關型DC-DC轉換器包括第1開關和第2開關,其串聯連接在電源間,具有交替導通且一起截止的停滯時間;平滑用線圈和平滑用電容器,其用於平滑所述第1、第2開關的連接點的通斷輸出電壓且產生所述輸出電壓;脈衝寬度控制電路,其按照發生所述規定的輸出電壓那樣,基於脈衝寬度被調整控制過的脈衝寬度調製信號產生開關控制信號,並供給到所述第1、第2開關,其中,所述脈衝寬度控制電路,在從其停止狀態向動作狀態以及或者其反向變換時,根據所述模式指令信號,將所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度變窄,將所述停滯時間只延長第3規定時間和/或者第4規定時間的時間長度。
本發明方案五的電源裝置的特徵在於,在本發明方案四中所述的電源裝置中,所述開關型DC-DC轉換器包括誤差放大電路,該誤差放大電路可切換交流反饋電路和直流反饋電路,且用於根據基準電壓與對應所述輸出電壓的電壓之間的差值控制所述輸出電壓。其中,在所述重疊期間從所述交流反饋電路切換為所述直流反饋電路。
本發明方案六的電源裝置的特徵在於,在本發明方案一或者方案二中所述的電源裝置中,所述開關型DC-DC轉換器包括第1開關和第2開關,其串聯連接在電源間,具有交替導通且一起截止的停滯時間;平滑用線圈和平滑用電容器,其用於平滑上述第1、第2開關的連接點的通斷輸出電壓且產生所述輸出電壓;和脈衝寬度控制電路,其按照發生所述規定的輸出電壓那樣,基於脈衝寬度被調製控制過的脈衝寬度調製信號產生開關控制信號,並供給第1、第2開關。
其中,所述脈衝寬度控制電路,在所述開關型DC-DC轉換器從停止狀態向動作狀態變換時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段,從規定的長時間順次變換為短時間,和/或者所述開關型DC-DC轉換器從動作狀態向停止狀態變換時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段從規定的短時間順次變換為長時間。
本發明方案七的電源裝置的特徵在於,在本發明方案六中所述的電源裝置中,所述開關型DC-DC轉換器包括誤差放大電路,該誤差放大電路可切換交流反饋電路和直流反饋電路,且按照基準電壓與對應所述輸出電壓的電壓之間的差值控制所述輸出電壓。其中,在所述重疊期間從所述交流反饋電路切換為所述直流反饋電路。
本發明方案八的電源裝置的特徵在於,具有串聯穩壓器,其根據第1使能信號進行動作,連續控制輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓;開關型DC-DC轉換器,其根據第2使能信號進行動作,在通斷所述輸入電壓並將所述輸入電壓轉換為規定的輸出電壓的同時,將其輸出端與所述串聯穩壓器的輸出端並聯連接;切換電路,其根據模式指令信號選擇性地切換所述第1使能信號和所述第2使能信號。
其中,所述開關型DC-DC轉換器包括第1開關和第2開關,其串聯連接在電源間,具有交替導通且一起截止的停滯時間;平滑用線圈和平滑用電容器,其用於平滑所述第1、第2開關的連接點的通斷輸出電壓,且產生所述輸出電壓;脈衝寬度控制電路,其按照發生所述規定的輸出電壓那樣,基於脈衝寬度被調製控制過的脈衝寬度調製信號,產生開關控制信號,並供給到所述第1、第2開關。所述脈衝寬度控制電路,在從其停止狀態向動作狀態,和/或者與其相反變化時,根據所述模式指令信號,將所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度變窄,將所述停滯時間只延長第3規定時間和/或者第4規定時間的時間長度。
本發明方案九的電源裝置的特徵在於,在本發明方案八中所述的電源裝置中,所述脈衝寬度控制電路具備誤差放大電路,其將所述輸出電壓所對應的反饋電壓與基準電壓相比較,根據該差值產生誤差信號;振蕩器,其產生三角波信號;PWM比較器,其將所述誤差信號和所述三角波信號進行比較,產生產生脈衝寬度調製信號;和預驅動器,其由級連連接的反相器放大所述脈衝寬度調製信號,並供給到所述第1開關和所述第2開關。
在所述級連連接的反相器的任一個上設置有延遲時間控制機構,通過使該延遲時間控制機構發揮延遲所述第3規定時間和第4規定時間所對應的規定時間的作用,延長所述停滯時間。
本發明方案十的電源裝置的特徵在於,包括串聯穩壓器,其根據第1使能信號進行動作,連續控制輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓;開關型DC-DC轉換器,其根據第2使能信號進行動作,在通斷所述輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓的同時,將其輸出端與所述串聯穩壓器的輸出端並聯連接;和切換電路,其根據模式指令信號選擇性地切換所述第1使能信號和所述第2使能信號。
其中,所述開關型DC-DC轉換器包括第1開關和第2開關,其串聯連接在電源間,具有交替導通且一起截止的停滯時間;平滑用線圈和平滑用電容器,其用於平滑所述第1、第2開關的連接點的通斷輸出電壓且產生所述輸出電壓;脈衝寬度控制電路,其按照發生所述規定的輸出電壓那樣,基於脈衝寬度被調製控制過的脈衝寬度調製信號,產生開關控制信號,並供給到第1、第2開關。
其中,所述脈衝寬度控制電路,在所述開關型DC-DC轉換器從停止狀態向動作狀態變更時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段從規定的長時間順次變換為短時間,和/或者在所述開關型DC-DC轉換器從動作狀態向停止狀態變換時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段從規定短時間順次變更為長時間。
本發明方案十一的電源裝置的特徵在於,在本發明方案十中所述的電源裝置中,所述脈衝寬度控制電路,具備誤差放大電路,其將所述輸出電壓所對應的反饋電壓與基準電壓相比較,產生對應該差值的誤差信號;振蕩器,其產生三角波信號;PWM比較器,其將所述誤差信號和所述三角波信號進行比較,產生脈衝寬度調製信號;和預驅動器,其通過級連連接的反相器放大所述脈衝寬度調製信號,並供給到所述第1開關和所述第2開關,其中,在所述級連連接的反相器的任一個上設置有延遲時間控制機構,通過逐級控制該延遲時間控制機構的延遲時間,變更所述停滯時間。
本發明方案十二的電源裝置的特徵在於,在本發明方案二、八或十中的任一項中所述的電源裝置中,所述第1使能信號由第1邏輯電路形成,該第1邏輯電路被輸入所述模式指令信號和第1計數器的輸出,該第1計數器計數自所述開關型DC-DC轉換器所供給的時鐘,其中,所述第2使能信號由第2邏輯電路形成,該第2邏輯電路被輸入所述模式指令信號和第2計數器的輸出,該第2計數器對所述時鐘計數。
本發明方案十三的電源裝置特徵在於,具有第1電源電路,其是將輸入電壓變換為規定的輸出電壓的電源電路,在低負荷時電能轉換效率高,隨負荷量的增加電能轉換效率將低;和第2電源電路,其是將輸入電源轉換為規定的輸出電壓後輸出並將該輸出端連接在所述第1電源電路的輸出端上的電源電路,其在低負荷時的電能轉換效率比所述第1電源電路的低負荷時的電能轉換效率低,隨著負荷量的增加電能轉換效率逐漸增大,在比某特定負荷量大的負荷量時電能轉換效率大於第1電源電路的轉換效率。
其中,還設定了重疊期間,在該重疊期間中,在根據從所述第1、第2電源電路應供給的負荷量,切換所述第1電源電路的輸出與所述第2電源電路的輸出,並供給負荷的同時,在所述切換時能夠進行讓所述第1電源電路和所述第2電源電路均輸出動作。
本發明方案十四的電源裝置特徵在於,在本發明方案十三中所述的電源裝置中,所述切換,是所述第1、第2電源電路應供給的負荷量,按照經由所述特定負荷量那樣預測增加或者減少,並在實際的增加或者減少之前進行。
本發明方案十五的可攜式設備,其特徵在於,具備產生電源電壓的電池;和將所述電源電壓作為輸入電壓的發明方案一到十四中任一項中所述的電源裝置;和用於控制該電源裝置的控制裝置。
(發明效果)根據本發明,在連接在電源裝置上的負荷為高負荷時,使第2電源電路的開關型DC-DC轉換器動作。DC-DC轉換器雖然自身的消費電流大,但是由於輸出電能相對輸入電能的轉換效率高,所以在增加負荷電流的高負荷時有效。此外,在該負荷為低負荷時,讓作為第1電源電路的串聯穩壓器動作。串聯穩壓器由於電能的轉換效率與DC-DC轉換器相比低,自身的消費電流比DC-DC轉換器也小,所以在負荷電流小的低負荷時有效。因此,對應高負荷時與低負荷時通過切換使用的DC-DC轉換器和串聯穩壓器,提高整體的電能轉換效率。
此外,在進行外加第1使能信號時進行動作的串聯穩壓器、和在外加第2使能信號時進行動作的DC-DC轉換器的切換時,在根據模式指令信號選擇性地切換第1、第2使能信號並輸出的同時,在切換時第1、第2使能信號只互相重疊第1給定時間和第2給定時間。由此,能夠平滑地進行DC-DC轉換器和串聯穩壓器的動作狀態的切換。由於該切換時的重疊時間利用從DC-DC轉換器所供給的時鐘,所以能夠由簡易的構成實現。
此外,DC-DC轉換器的脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,在從停止狀態向動作狀態或者相反變換時變窄,由此停滯時間變長。因此,在DC-DC轉換器和串聯穩壓器的動作切換時,能夠抑制自由振蕩或與此相伴的超調的產生。此外,該脈衝寬度的狹小化,由於通過在預驅動器內的級連連接的反相器的任一個上只規定時間連接延遲用的電阻和電容而進行,所以能夠由簡易的構成實現。
此外,開關型DC-DC轉換器從停止狀態向動作狀態或者相反變更時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段從規定的長時間向短時間,或經過多個階段從規定的短時間向長時間順次變換。由此,在DC-DC轉換器和串聯穩壓器的動作切換時,由於多級順次變更停滯時間,所以能夠進一步抑制自由振蕩或與此相伴的超調的產生。
此外,開關型DC-DC轉換器的誤差放大電路,在重疊期間將該反饋電路切換為直流反饋電路,通過增加高頻域的增益(gain)而提高響應性。由此,在切換DC-DC轉換器和串聯穩壓器的動作狀態時,對輸出電壓的影響變小。


圖1是表示本發明的第1實施例的電源裝置以及可攜式設備的構成圖。
圖2是表示串聯穩壓器(LDO穩壓器)的構成圖。
圖3是表示開關DC-DC轉換器的構成圖。
圖4是表示切換電路構成例的圖。
圖5是表示用於調整脈衝寬度的構成例的圖。
圖6是表示用於調整脈衝寬度的其它構成例的圖。
圖7是說明串聯穩壓器和DC-DC轉換器的切換的圖。
圖8是說明調整脈衝寬度時的開關控制信號的圖。
圖9是表示本發明的第2實施例的切換電路的構成圖。
圖10是表示本發明的第2實施例的延遲時間控制機構的構成例圖。
圖11是表示本發明的第2實施例的時序圖。
圖12是說明本發明的第2實施例的多級切換時的動作圖。
圖13是說明與圖12作對比的1級切換時的動作圖。
圖14是表示本發明的第3實施例的誤差放大電路的構成圖。
圖15是表示本發明的第3實施例的直流反饋時的頻率-增益特性圖。
圖16是表示本發明的第3實施例的交流反饋時的頻率-增益特性圖。
圖中10-電源用IC,Lo-平滑用線圈,Co-平滑用電容器,20-串聯穩壓器(LDO穩壓器),21-P型MOS電晶體,22-誤差放大電路,30-開關DC-DC轉換器部,31-P型MOS電晶體,32-N型MOS電晶體,33-誤差放大電路,34-振蕩器,35-PWM比較器,36-預驅動器,40-切換電路,41、42、45-第1~第3邏輯電路;43、43A、44、44A-第1、第2計數器;51~5n-電路模塊;60-控制器;61、62-第3、第4計數器;INV1、INV2-反相器;Cd-延遲用電容;Cf-反饋用電容;SW1~SW7-開關;Vcc-電源電壓;Vo-輸出電壓;Vo1-穩壓器輸出電壓;Vo2-通斷輸出電壓;MOD-模式指令信號;CTR1-第1使能信號;CTR2-第2使能信號;CK-時鐘;Vfb-反饋電壓;Vref1、Vref2-第1、第2基準電壓;P1、P2-開關控制信號;FB-誤差信號;CT-三角波信號;Pwm-脈衝寬度調製信號;Sd、Sd1、Sd2-延遲信號。
具體實施例方式
在本發明中,具有第1電源電路,作為將輸入電壓轉換為規定的輸出電壓輸出的電源電路,在低負荷時電能轉換效率高,隨負荷量增加電能轉換效率降低;第2電源電路,其作為將輸入電壓轉換為規定的輸出電壓輸出的電源電路,低負荷時的電能轉換效率比第1電源電路的低負荷時的電能轉換效率低,隨著負荷量的增加電能轉換效率逐漸增大,在比某特定負荷量大的負荷量時電能轉換效率大於第1電源電路的電能轉換效率。
該第1電源電路和第2電源電路在其輸出端並聯連接,將電能供給負荷裝置。所述的特定負荷量是下述的負荷量在比該負荷量小的負荷量時,第1電源電路的電能轉換效率比第2電源電路的電能轉換效率高,此外在比該負荷量大的負荷量時,第2電源電路的電能轉換效率比第1電源電路的電能轉換效率高。
並且,根據從第1、第2電源電路應供給的負荷量,例如根據來自控制器的指令信號,按照將作為整體的電能轉換效率變高那樣切換第1電源電路的輸出與第2電源電路的輸出,並將電能供給負荷裝置。
在該切換時,讓第1電源電路與上述第2電源電路一起動作,按照規定的期間從雙方的電源電路能夠輸出那樣設置重疊期間。此外,該電源電路的切換,應供給的負荷量按照經由特定負荷量那樣預測增加或減少,也可以在實際的增加或者減少之前進行。
以下,參照附圖對本發明的電源裝置以及採用該裝置的可攜式設備的圖1表示本發明的第1實施例的電源裝置以及可攜式設備的構成圖。在圖1的電源用IC10中,具備串聯穩壓器(以下稱作LDO(Low DropOut)穩壓器)20,其作為連續控制從電池(省略圖示)被供給的輸入電壓(電源電壓)Vcc,並轉換為規定的穩壓器輸出電壓Vo1的第1電源電路;和開關型DC-DC轉換器部30,其作為通斷電源電壓Vcc並產生通斷輸出電壓Vo2的第2電源電路;和切換電路40,其切換該LDO穩壓器20與DC-DC轉換器部30的動作。
該切換電路40接收來自外部控制器60的模式指令信號MOD,該模式指令信號MOD的內容,具體對應高(H)電平或低(L)電平,將供給到LDO穩壓器20的第1使能信號CTR1和供給到DC-DC轉換器30的第2使能信號CTR2選擇性地切換並輸出。切換電路40,在從第1使能信號CTR1向第2使能信號CTR2切換時,只互相重疊第1規定時間T1,同時在從第2使能信號CTR2向第1使能信號CTR1切換時,只互相重疊第2規定時間T2。
此外,電阻R1、R2是形成反饋到LDO穩壓器20以及DC-DC轉換器30中的反饋電壓Vfb用的分壓電阻。在該分壓電阻R1、R2中供給輸出電壓Vo。
DC-DC轉換器部30的通斷輸出電壓Vo2是由平滑用線圈Lo以及平滑用電容器Co平滑,成為輸出電壓Vo。因此,由DC-DC轉換器部30和平滑用線圈Lo、平滑用電容器Co構成開關型DC-DC轉換器。還有,LDO穩壓器20的穩壓輸出電壓Vo1與輸出電壓Vo相等。如上所述,構成電源裝置。
電路模塊51~電路模塊5n是設置在可攜式設備的內部的各種電路部,為電源裝置的負荷。這些電路模塊51~5n,設置了從消費電能小的電路模塊到例如DSP或者紅外線通信部等的消費電能大的電路模塊的各種電路模塊。在這些電路模塊51~5n上外加來自電源裝置的輸出電壓Vo,在各電路模塊動作時供給電能。
包括CPU等所構成的控制器(控制裝置)60是負責可攜式設備的整體的控制。向電路模塊51~5n的供電也根據來自控制器60的控制而進行。因此,在控制器60中掌握電路模塊51~5n消費多少電能、其電能消費的定時等的信息。
模式指令信號MOD,根據從控制器60向電路模塊51~5n的供電信息而被控制。因此,不需要用於檢測負荷電流的電流檢測電路。此外,在被預測從低負荷狀態轉移到高負荷狀態的情況下,從來自LDO穩壓器20的供電狀態,預先切換為事先來自DC-DC轉換器部30的供電狀態,也可容易地進行預測控制。
在說明電源裝置的動作之前,對作為主要的構成要素的表示LDO穩壓器20的構成的圖2、表示DC-DC轉換器部30的構成的圖3以及表示切換電路40的構成例的圖4進行說明。
在圖2中,LDO穩壓器20被輸入電源電壓Vcc,控制P型MOS電晶體21的導通度,輸出穩壓器輸出電壓Vo1。在P型MOS電晶體21的柵極上供給來自誤差放大電路22的誤差輸出,該誤差放大電路22將第1基準電壓Vref1和反饋電壓Vfb作為兩個輸入。按照反饋電壓Vfb與第1基準電壓Vref1相等那樣控制P型MOS電晶體21的導通度,輸出規定的輸出電壓Vo1。
此外,在誤差放大電路22中供給第1使能信號CTR1,控制誤差放大電路22的動作狀態從而控制LDO穩壓器20的動作狀態。在本實施例中,第1使能信號CTR1由低電平被供給。即,在第1使能信號CTR1為低電平時LDO穩壓器20變為動作狀態,反過來在第1使能信號CTR1為高電平時LDO穩壓器20變為停止狀態。
在圖3的DC-DC轉換器部30中,在電源電壓Vcc與地之間串聯連接有P型MOS電晶體31與N型MOS電晶體32。在MOS電晶體31、32的各柵極上供給控制脈衝寬度的開關控制信號P1、P2。將與MOS電晶體31、32的通斷相對應的通斷輸出電壓Vo2從這兩個電晶體的串聯連接點輸出,變為被平滑用線圈Lo、平滑用電容器Co平滑的輸出電壓Vo。MOS電晶體31、32按照設置一起截止的停滯時間的方式而被控制。由此,防止產生通過MOS電晶體31、32的貫通電流。
誤差放大電路33被輸入第2基準電壓Vref2和反饋電壓Vfb,輸出對應該兩輸入的差值的誤差信號FB。
振蕩器(OSC)34產生規定頻率(例如約1MHz)的三角波信號CT和時鐘CK。從構成簡化的角度,優選時鐘CK與三角波信號CT同步。
PWM(脈衝寬度調製)比較器35對誤差信號FB與三角波信號CT進行比較,產生對應該比較結果的脈衝寬度調製信號Pwm。
預驅動器36放大脈衝寬度調製信號Pwm,且產生驅動MOS電晶體31、32所需要極性的開關控制信號P1、P2。此外,在預驅動器36中輸入模式指令信號MOD。該預驅動器36,在DC-DC轉換器部30從停止狀態向動作狀態及其逆向變換時,根據模式指令信號MOD調整開關控制信號P1、P2的脈衝寬度,縮短MOS電晶體31的導通時間以及MOS電晶體32的導通時間。由此,延長MOS電晶體31、32一起截止的停滯時間。
在DC-DC轉換器部30內的各電路33~36中供給第2使能信號CTR2,控制其動作狀態從而控制DC-DC轉換器部30的動作狀態。在本實施方式中,第2使能信號CTR2以低電平供給。即,在第2使能信號CTR2為低電平時DC-DC轉換部30變為動作狀態,反過來在第2使能信號CTR2為高電平時DC-DC轉換部30變為停止狀態。
在圖4的切換電路40中,具有第1邏輯電路41、第2邏輯電路42、第1計數器43和第2計數器44,對每一個分別供給模式指令信號MOD。
在第1計數器43中輸入模式指令信號MOD和時鐘CK。在本例中,第2計數器44在模式指令信號MOD從低電平變為高電平時開始時鐘CK的計數,計數相當於第1規定時間T1的時鐘數。在第1邏輯電路41中輸入模式指令信號MOD和第1計數器43的輸出。第1邏輯電路41,從模式指令信號MOD從低電平變為高電平開始到經過第1規定時間T1後,從低電平變為高電平,在與模式指令信號MOD變為低電平的同時,輸出變為低電平的第1使能信號CTR1。
第1邏輯電路41以及第1計數器43也可以滿足這種輸入輸出關係的邏輯。例如,如果第1計數器43的輸出,在模式指令信號MOD為低電平時為低電平,從模式指令信號MOD從低電平變為高電平開始經過第1規定時間T1後從低電平變為高電平,且模式指令信號MOD變為低電平則變為低電平,那麼第1邏輯電路41也可以是與電路。
在第2計數器44中輸入模式指令信號MOD和時鐘CK。在本例中在模式指令信號MOD從高電平變為低電平時,開始計數時鐘CK,計數到相當於第2規定時間T2的時鐘數。在第2邏輯電路42中輸入模式指令信號MOD和第2計數器44的輸出。第2邏輯電路42,在模式指令信號MOD從低電平變為高電平的同時從高電平變為低電平,從模式指令信號MOD變為低電平開始經過第2規定時間T2後,輸出變為高電平的第2使能信號CTR2。
第2邏輯電路42以及第2計數器44也可以滿足這種輸入輸出關係的邏輯。例如,如果第2計數器44的輸出在模式指令信號MOD為低電平時為低電平,在模式指令信號MOD變為高電平的同時變為高電平,且從模式指令信號MOD變為低電平開始經過第2規定時間T2後變為低電平,那麼第2邏輯電路42也可以是或電路。
圖5是表示用於調整預驅動器36的開關控制信號P1、P2的、設置了脈衝寬度的延遲時間控制機構的第1構成例的圖。在預驅動器36中,為了放大脈衝寬度調製信號Pwm,且產生驅動MOS電晶體31、32所需要極性開關控制信號P1、P2,級連連接CMOS構成的多個反相器INV1、INV2…。
在該轉換器的級連連接中的適當位置上,例如圖5所示反相器INV1的輸出側上,通過N型MOS電晶體等的開關SW1將延遲用電容器Cd連接在地上。此外,圖中未示出,在反相器INV1的PMOS電晶體側或者NMOS電晶體側設置電阻,也可以調整對延遲用電容器Cd的充電或者放電時間。第3計數器61被輸入時鐘CK和模式指令信號MOD,輸出使開關SW1導通的延遲信號Sd。
模式指令信號MOD從低電平變為高電平時,第3計數器61開始計數時鐘CK,在到計數到相當於第3規定時間T3的時鐘數為止的期間後輸出延遲信號Sd。由延遲信號Sd導通開關SW1,連接延遲用電容器Cd。如果連接延遲用電容器Cd,那麼反相器INV1的輸出電壓,即反相器INV2的輸入電壓的上升沿以及下降沿被延遲了相應延遲用電容器Cd電容所確定的時間。因此,如果反相器INV1的PMOS電晶體的驅動能力比NMOS電晶體的驅動能力小,那麼從反相器INV2輸出的低電平的脈衝寬度變窄。由此,MOS電晶體31、32導通的時間與不連接延遲用電容器Cd時相比變短。
此外,在模式指令信號MOD從高電平變為低電平時,第3計數器開始計數時鐘CK。並且,從計數相當於第4規定時間T4的起始時刻的時鐘CK的時刻開始,只將輸出延遲信號Sd輸出第4規定時間T4。此時同樣MOS電晶體31、32導通的時間變短。
圖6表示用於調整預驅動器36的開關控制信號P1、P2的脈衝寬度的、設置延遲時間控制機構的第2構成例的圖。在圖6中,在反相器INV1的輸出點與該PMOS電晶體的漏極之間串聯設置有電阻R3、R4,與該電阻R3並聯連接開關SW2。還有,始終連接的延遲用電容器Cd。
第4計數器62的構成和動作也可以與圖5的第3計數器61相同。但是開關SW2由來自第4計數器62的延遲信號Sd而被截止。該開關SW2的動作與開關SW1相反。作為開關SW2,例如採用CMOS構成的模擬開關或PMOS電晶體等。還有,也可以省略電阻R4。
在該圖6中,在模式指令信號MOD從低電平變為高電平時,根據延遲信號Sd使開關SW2截止,將電阻R3插入到電路中。根據將電阻R3插入到電路中和延遲用電容器Cd,時間常數變大。即時間常數從R4×Cd變為(R3+R4)×Cd。由此,即使反相器INV1的輸出電壓,即反相器INV2的輸入電壓上升沿,對應該時間常數被延遲。因此,從反相器INV2輸出的低電平的脈衝寬度變窄。由此,MOS電晶體31、32導通的時間與沒有連接電阻R3時相比變短。
由此,DC-DC轉換器部30開始動作後的第3規定時間T3以及在DC-DC轉換器部30停止動作之前的第4規定時間T4,分別縮短了MOS電晶體31、32導通的時間。因此,在第3、第4規定時間T3、T4的期間中,MOS電晶體31、32一起截止的停滯時間變長。
由此,在變更為DC-DC轉換器部30的動作-停止的狀態變換時,能夠抑制起因於平滑用線圈Lo、平滑用電容器Co的自由振蕩或超調。
還有,第3規定時間T3也可以與第1規定時間T1相等,此外第4規定時間T4也可以與第2規定時間T2相等。即重疊期間T1、T2期間也可以輸出延遲信號Sd。在這種情況下,作為延遲信號Sd,能夠採用第1使能信號CTR1的反相信號。
此外,代替由DC-DC轉換器部30的動作開始時以及動作停止時的雙方中延長MOS電晶體31、32一起截止的停滯時間,也可以只在DC-DC轉換器部30的開始動作時延長該停滯時間。
也可以參照圖7、圖8的時序圖說明該本發明的第1實施例的動作。
在圖7中,表示模式指令信號MOD、LDO穩壓器20(由LDO表示)、DC-DC轉換器部30(由DC-DC表示)、切換電路40的第1、第2使能信號CTR1、CTR2以及延遲信號Sd間的關係。
在圖7中,在時刻t1以前來自控制器60的模式指令信號MOD為低電平,第1使能信號CTR1為低電平則LDO穩壓器20為動作狀態,第2使能信號CTR2為高電平則DC-DC轉換器部30為停止狀態。
如果在時刻t1,模式指令信號MOD從低電平變為高電平,那麼第2使能信號CTR2立刻變為低電平,DC-DC轉換器部30變為動作狀態。
通過DC-DC轉換器部30變為動作狀態而產生時鐘CK。通過由第1計數器43以規定數計數來自時刻t1的時鐘CK,第1使能信號CTR1在從時刻t1開始只經過第1規定時間T1的時刻t2變為高電平。第1使能信號CTR1一變為高電平,LDO穩壓器20就停止工作。
因此,在從LDO穩壓器20的動作狀態轉移到DC-DC轉換器部30的動作狀態時,從時刻t1到時刻t2的第1規定時間T1變為LDO穩壓器20以及DC-DC轉換器部30一起動作狀態的重疊期間。由此,能夠平滑地進行從LDO穩壓器20向DC-DC轉換器部30的動作狀態的切換。
在從時刻t2到時刻t3中,來自控制器60的模式指令信號MOD為高電平,第2使能信號CTR2為低電平則DC-DC轉換器部30處於動作狀態。此外,第1使能信號CTR1為高電平則LDO穩壓器20處於停止狀態。
如果在時刻t3模式指令信號MOD從高電平變為低電平,那麼第1使能信號CTR1立刻變為低電平,LDO穩壓器20變為動作狀態。
即使經過時刻t3 DC-DC轉換器部30處於動作狀態所以仍然產生時鐘CK。通過由第2計數器44以規定數目計數時鐘CK,該時鐘CK來自模式指令信號MOD變為低電平的時刻t3,第2使能信號CTR2在從時刻t3隻經過第2規定時間T2的時刻t4後變為高電平。第2使能信號CTR2一變為高電平,DC-DC轉換器部30就停止動作。
因此,在從DC-DC轉換器部30的動作狀態轉移為LDO穩壓器20的動作狀態時,從時刻t3到時刻t4的第2規定時間T2也變為LDO穩壓器20以及DC-DC轉換器部30均為動作狀態的重疊期間。由此,能夠平滑進行從DC-DC轉換器部30向LDO穩壓器20的動作狀態的切換。該第1、第2規定時間T1、T2可分別可以設定為任意的長度,還有也可以是相同長度(例如500μs)。
LDO穩壓器20和DC-DC轉換器部30之間切換時的重疊時間T1、T2採用從DC-DC轉換器部30所供給的時鐘CK進行計數,所以能夠由簡易的構成而實現。
並且,DC-DC轉換器部30雖然自身的消費電流大,但是輸出電能相對輸入電能的轉換效率高,所以在增加負荷電流的高負荷時有效。此外,在該負荷為低負荷時讓LDO穩壓器20動作。LDO穩壓器20由於電能的轉換效率低自身的消費電流小,所以在負荷電流小的低負荷時有效。因此,對應高負荷時和低負荷,通過切換使用的DC-DC轉換器和串聯穩壓器,作為整體的電能的轉換效率變高。
由於從控制器60中產生控制電路模塊51~5n的用於切換的模式指令信號MOD,所以不需要用於判斷高負荷時與低負荷時的負荷電流檢測電路等,構成變得簡單。此外,不僅不需要負荷電流檢測電路等,而且基於電路模塊51~5n的預定動作,從控制器60中產生的模式指令信號MOD。因此,預測負荷變動,並能夠適當進行LDO穩壓器20與DC-DC轉換器部30間的切換。
圖8是用於說明預驅動器36的開關控制信號P1、P2的脈衝寬度調整的時序圖,以圖5的脈衝寬度調整電路為例,也可以參照圖7說明其動作。
在圖7中,如果模式指令信號MOD從低電平變為高電平,那麼第3計數器61開始計數時鐘CK,直計數相當於第3規定時間T3的時鐘數為止,產生延遲信號Sd。由於開關SW1由延遲信號Sd導通,所以第3規定時間T3的期間,延遲用電容器Cd被連接在反相器INV1的輸出端與地之間。
在連接了延遲用電容器Cd時,反相器INV1的上升沿以及下降沿被延遲了對應延遲用電容器Cd的靜電電容所確定的時間。因此,由於反相器INV1的PMOS電晶體的驅動能力比NMOS電晶體的驅動能力小,所以從反相器INV2輸出的低電平的脈衝寬度變窄。由此,從反相器INV2輸出的脈衝寬度變得比輸入到反相器INV1的脈衝寬度窄。由於對應從反相器INV2所輸出的脈衝,形成開關控制信號P1、P2,所以MOS電晶體31、32的導通時間變短,停滯時間變長。
圖8是表示DC-DC轉換器部30從停止狀態轉移到動作狀態時的開關控制信號P1和開關控制信號P2的波形。在DC-DC轉換器部30的停止狀態時,開關控制信號P1為高電平,開關控制信號P2為低電平,MOS電晶體31、32均截止。
如果DC-DC轉換器部30從停止狀態轉移為動作狀態,那麼由PWM比較器35將基於比較結果寬度的脈衝寬度調製信號Pwm供給預驅動器36。但是,在預驅動器36中從變為動作狀態的第3規定時間T3的期間,開關控制信號P1變為低電平,開關控制信號P2變為高電平的時間,即MOS電晶體31、32的導通時間變短。由此,第3規定時間T3的期間,停滯時間Td1變長。
如果經過第3規定時間T3,不輸出延遲信號Sd,開關SW1截止。因此,在此之後的停滯時間Td2變為在通常控制狀態中的時間長度。
期望該第3規定時間T3和開始進行重疊動作的第1規定時間T1同時開始。此外,第3規定時間T3也可以是小於第1規定時間T1的時間,即T3≤T1。
此外,在圖7中在模式指令信號MOD從高電平變為低電平時,第3計數器61也開始計數時鐘CK。並且,從計數相當於第4規定時間T4的起始點的時鐘數的時刻開始,只在第4規定時間T4內產生延遲信號Sd。由於開關Sw1由延遲信號Sd導通,所以第4規定時間T4的期間將延遲用電容器Cd連接在反相器INV1的輸出端與地之間。在這種情況下也能夠與第3規定時間T3同樣進行動作,停滯時間變長。
期望該第4規定時間T4在結束進行重疊動作的第2規定時間T2的同時結束,第4規定時間T4也可以是小於第2規定時間T2的時間,即T4≤T2。因此,在這種情況下,第4規定時間T4的開始時刻變為模式指令信號MOD從高電平變為低電平的時刻或比該時刻延遲少許的時刻。
由此,DC-DC轉換器部30,在從停止狀態向動作狀態及其反向變換時,該開關控制信號P1、P2的脈衝寬度變窄,由此停滯時間Td1變長。因此,在DC-DC轉換器部30和LDO穩壓器20的動作切換時可抑制平滑用線圈Lo和平滑用電容器Co的自由振蕩或與此相伴的超調的發生。此外,該脈衝寬度的狹小化,由於通過在預驅動器36的級連連接的反相器INV1、INV2…的任一個上只規定時間T3、T4連接延遲用電容器Cd而進行,所以能夠由簡易的構成而實現。
圖9~圖13是本發明的電源裝置的第2實施例的構成圖以及時序圖。還有,圖1~圖3,在第2實施方式中也只DC-DC轉換器部30以及切換電路40一部分不同,其它相同。
在圖9的切換電路40A中,第1邏輯電路41和第2邏輯電路42與圖4相同。第3邏輯電路45在重疊期間順次產生第1延遲信號Sd1以及第2延遲信號Sd2,由此,被輸入模式指令信號MOD或來自第1、第2計數器43A、44A的規定計數輸出。除此之外,與圖4相同。
圖10是表示用於多級調整預驅動器36的開關控制信號P1、P2的脈衝寬度的、設置延遲時間控制機構的構成例圖。
在圖10中,在反相器INV1的輸出點與該PMOS電晶體的漏極之間串聯設置電阻R5~R8。與該電阻R5並聯連接有開關SW3,與電阻R5、R6並聯連接有開關SW4,此外與電阻R5~R7並聯連接有開關SW5。開關SW3由第1延遲信號Sd1控制,開關SW4由第2延遲信號Sd2控制,此外開關SW5由第1使能信號CTR1控制。因此,在該第2實施例中,在DC-DC轉換器部30中除了第2使能信號之外還輸入第1使能信號CTR1。
在該圖10的延遲時間控制機構中,在DC-DC轉換器部30從停止狀態向動作狀態變換時,對應開關SW3~SW5的順次導通將由電阻R5~R8和電容Cd所確的時間常數逐級變短。由此,在DC-DC轉換器部30從停止狀態向動作狀態變換時,將停滯時間經過多個階段從規定的長時間向短時間順次變換。
此外,在DC-DC轉換器部30從動作狀態向停止狀態變化時,對應開關SW3~SW5的順次打開將由電阻R5~R8和電容Cd所確定的時間常數逐級變長。由此,在DC-DC轉換器部30從動作狀態向停止狀態變更時,將停滯時間經過多個階段從規定的短時間向長時間順次變更。
還有,代替由DC-DC轉換器部30的動作開始時以及動作停止時的雙方中延長停滯時間,也可以只在開始DC-DC轉換器部30的動作時延長該停滯時間。
也可以參照圖11~圖13的時序圖說明該本發明的第2實施例的動作。
在圖11中表示模式指令信號MOD、LDO穩壓器20(由LDO表示)、DC-DC轉換器部30(由DC-DC表示)、第1、第2使能信號CTR1、CTR2以及第1、第2延遲信號Sd1、Sd2之間的關係。
在圖11中,在時刻t1以前,來自控制器60的模式指令信號MOD為低電平,第1使能信號CTR1為低電平則LDO穩壓器20為動作狀態,第2使能信號CTR2為高電平則DC-DC轉換器部30為停止狀態。
在時刻t1,模式指令信號MOD從低電平變為高電平,那麼第2使能信號CTR2就立刻變為低電平,DC-DC轉換器部30變為動作狀態。
通過DC-DC轉換器部30變為動作狀態,產生時鐘CK。通過由第1計數器43A規定數計數自時刻t1開始的時鐘CK,第1使能信號CTR1在從時刻t1隻經過了第1規定時間T1的時刻t4變為高電平。如果第1使能信號CTR1變為高電平,那麼LDO穩壓器20停止工作。
在第1規定時間T1中,從時刻t1到時刻t2的期間T3-1中開關SW3~SW5全部截止。在此之後,從時刻t2到時刻t3的期間T3-2中開關SW3導通,在從時刻t3到時刻t4的期間T3-3中開關SW4導通,在時刻t4以後開關SW5導通。
由此,在從時刻t1到時刻t4(即第1規定期間T1)中,每個期間T3-1~期間T3-3中,停滯時間經過多個階段從規定的長時間順次變更為短時間。
此外,在圖11中,在時刻t5以前,來自控制器60的模式指令信號MOD為高電平,第1使能信號CTR1為高電平則LDO穩壓器20為停止狀態,第2使能信號CTR2為低電平則DC-DC轉換器部30為動作狀態。
如果在時刻t5模式指令信號MOD從高電平變為低電平,那麼第1使能信號CTR1立刻變為低電平,LDO穩壓器20變為動作狀態。
在時刻t5以後,DC-DC轉換器部30也繼續動作狀態,所以還產生時鐘CK。通過由第2計數器44A進行規定數計數自時刻t5開始的時鐘CK,第2使能信號CTR2在從時刻t5隻經過了第2規定時間T2的時刻t8變為高電平。如果第2使能信號CTR2變為高電平後,那麼DC-DC轉換器部30就停止工作。
在時刻t5以前,開關SW3~SW5全部導通。在第2規定期間T2中,從時刻t5到時刻t6的期間T4-3中開關SW5截止,開關SW4、SW3導通。在此之後,在從時刻t6到時刻t7的期間T4-2中開關SW4截止,在從時刻t7到時刻t8的期間T4-1中開關SW3截止。
由此,在從時刻t5到時刻t8(即第2規定期間T2)中,每個期間T4-3~期間T4-1中,停滯時間經過多個階段從規定的短時間順次變更為長時間。
圖12同時表示在本發明中,在使DC-DC轉換器部30和LDO穩壓器20發生重疊切換時,將停滯時間分兩級切換情況的時序圖以及輸出電壓Vo。在該圖12中,表示第1使能信號CTR1與第2延遲信號Sd2同時變化的例子。
圖13為了與圖12的兩級切換進行對比而表示。在該圖13中,在讓DC-DC轉換器部30和LDO穩壓器20重疊切換時,同時表示1級切換停滯時間情況的時序圖和輸出電壓Vo。在該圖13中,表示第1使能信號CTR1和延遲信號Sd同時變化的例子,在重疊時延長停滯時間,此外,只在DC-DC轉換器部30動作時停滯時間變短。
在圖12、圖13中,LDODC-DC表示DC-DC轉換器部30與LDO穩壓器20重疊動作時,此外DC-DC只表示DC-DC轉換器部30的動作中。還有,在圖12、圖13中橫軸表示時間。
在圖12的2級切換中,如A11或A12所示的伴隨切換的超調比由圖13的1級切換的A21所示的超調小。此外,在圖12的2級切換中,如B11~B13所示伴隨切換的欠調比圖13的1級切換的B21或B22所示的超調小。特別如果只觀察欠調,那麼在B22中如圖所例示,相對1.8V變為低於1.7V以下,在B12或B13中如圖例所示為1.75V左右。
由此,在DC-DC轉換器部30和LDO穩壓器20的動作切換時,多級順次變換停滯時間,能夠進一步抑制自由振蕩或與此相伴的超調、欠調的發生。
圖14~圖16表示有關本發明的電源裝置的第3實施例構成圖以及頻率—增益相位特性圖。
在圖14中,表示圖3的誤差放大電路33,包括誤差放大器33a和其反饋部分。通過串聯電阻R9和電阻R10,將反饋電壓Vfb輸入到誤差放大器33a的反相輸入端。此外,將電阻R11和反饋用電容Cf串聯連接在誤差放大器33a的輸出端與反相輸入端之間。與反饋電容Cf並聯連接開關SW7和電阻R12的串聯電路。此外,與電阻R10並聯連接開關SW6。
這些開關SW6、SW7由第1使能信號CTR1控制。在第1使能信號CTR1為高電平時,即僅DC-DC轉換器部30為動作狀態時,開關SW6、SW7截止。因此,由電阻R9(例如75KΩ)、R10(例如275KΩ)、R11(例如100KΩ)以及反饋用電容器Cf(例如200PF)形成交流反饋電路(AC反饋電路)。DC-DC轉換器部30單獨動作時,通過AC反饋電路,誤差放大電路33開始動作。
另一方面,第1使能信號CTR1為低電平時,即DC-DC轉換器部30與LDO穩壓器20重疊的動作狀態時,開關SW6、SW7導通。因此,電阻R10被短路,此外,電阻R12(例如2MΩ)與反饋用電容Cf並聯連接。由此,形成直流反饋電路(DC反饋電路)。在重疊動作時,通過DC反饋電路,誤差放大電路33開始動作。
在誤差放大電路33通過DC反饋電路進行動作時,高頻域的增益(gain)與AC反饋電路的情況相比要大。通過該高頻域的增益變大,提高響應性。
圖15表示誤差放大電路33由DC反饋電路進行動作時的頻率-增益以及相位特性,此外,圖16表示誤差放大電路33由AC反饋電路進行動作時的頻率-增益以及相位特性。
如果只觀察這些圖15以及圖16的頻率-增益以及相位特性,那麼可判斷在高頻域由DC反饋電路進行動作時的增益比AC反饋電路進行動作時的增益大。
由此,在重疊期間將誤差放大電路33的反饋電路切換為直流反饋電路,提高在高頻區域的增益(gain),提高響應性。由此,在DC-DC轉換器與串聯穩壓器的動作狀態切換時,減少對輸出電壓的影響。
此外,也能夠在該第3實施例的重疊期間,將切換為直流反饋電路與第1實施例或第2實施例結合。在這種情況下,能夠進一步抑制由LDO穩壓器20與DC-DC轉換器部30的切換對輸出電壓Vo的影響。
在以上的說明中,雖然對規定時間的設定用中的各模塊30、40等中設置計數器的情況進行了說明,但是也可以採用電容、電阻的CR延遲電路,此外還可以採用來自控制器60的分頻而得到的時鐘信號。此外,雖然對串聯穩壓器以及降壓型的開關DC-DC轉換器的情況進行了說明,但是也可以採用具有相同功能的其它電源電路。
權利要求
1.一種電源裝置,其特徵在於,包括串聯穩壓器,其連續控制輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓而從輸出端輸出;和開關型DC-DC轉換器,其在通斷所述輸入電壓轉換為規定的輸出電壓的同時,將其輸出端與所述串聯穩壓器的輸出端並聯連接,其特徵在於,設置重疊期間,在該重疊期間內,根據模式指令信號,在進行只有所述串聯穩壓器的動作狀態向只有所述開關型DC-DC轉換器的動作狀態的切換時,和/或者在進行只有所述開關型DC-DC轉換器的動作狀態向只有所述串聯穩壓器的動作狀態的切換時,在所述模式指令信號變化後,所述串聯穩壓器以及所述開關型DC-DC轉換器在規定時間的期間內均進行動作。
2.一種電源裝置,其特徵在於,具有串聯穩壓器,其根據第1使能信號進行動作,連續控制輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓而輸出;開關型DC-DC轉換器,其根據第2使能信號進行動作,在通斷所述輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓的同時,將其輸出端與所述串聯穩壓器的輸出端並聯連接;切換電路,其按照具有下述重疊期間那樣進行切換在根據模式指令信號選擇性地切換輸出所述第1使能信號和所述第2使能信號的同時,在從所述第1使能信號向所述第2使能信號切換時,只互相重疊第1規定時間,和/或者在從所述第2使能信號向所述第1使能信號切換時只互相重疊第2規定時間。
3.根據權利要求1或2所述的電源裝置,其特徵在於,所述開關型DC-DC轉換器包括誤差放大電路,該誤差放大電路可切換交流反饋電路和直流反饋電路,且根據基準電壓與對應於所述輸出電壓的電壓之間的差值控制所述輸出電壓,其中,在所述重疊期間內從所述交流反饋電路切換為所述直流反饋電路。
4.根據權利要求1或2所述的電源裝置,其特徵在於,所述開關型DC-DC轉換器包括第1開關和第2開關,其串聯連接在電源間,具有交替導通且一起截止的停滯時間;平滑用線圈和平滑用電容器,其用於平滑所述第1、第2開關的連接點的通斷輸出電壓且產生所述輸出電壓;脈衝寬度控制電路,其按照發生所述規定的輸出電壓那樣,基於脈衝寬度被調整控制過的脈衝寬度調製信號產生開關控制信號,並供給到所述第1、第2開關,其中,所述脈衝寬度控制電路,在從其停止狀態向動作狀態以及或者其反向變換時,根據所述模式指令信號,將所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度變窄,將所述停滯時間只延長第3規定時間和/或者第4規定時間的時間長度。
5.根據權利要求4所述的電源裝置,其特徵在於,所述開關型DC-DC轉換器包括誤差放大電路,該誤差放大電路可切換交流反饋電路和直流反饋電路,且用於根據基準電壓與對應所述輸出電壓的電壓之間的差值控制所述輸出電壓,其中,在所述重疊期間從所述交流反饋電路切換為所述直流反饋電路。
6.根據權利要求1或2所述的電源裝置,其特徵在於,所述開關型DC-DC轉換器包括第1開關和第2開關,其串聯連接在電源間,具有交替導通且一起截止的停滯時間;平滑用線圈和平滑用電容器,其用於平滑上述第1、第2開關的連接點的通斷輸出電壓且產生所述輸出電壓;和脈衝寬度控制電路,其按照發生所述規定的輸出電壓那樣,基於脈衝寬度被調製控制過的脈衝寬度調製信號產生開關控制信號,並供給第1、第2開關,其中,所述脈衝寬度控制電路,在所述開關型DC-DC轉換器從停止狀態向動作狀態變換時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段,從規定的長時間順次變換為短時間,和/或者所述開關型DC-DC轉換器從動作狀態向停止狀態變換時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段從規定的短時間順次變換為長時間。
7.根據權利要求6所述的電源裝置,其特徵在於,所述開關型DC-DC轉換器包括誤差放大電路,該誤差放大電路可切換交流反饋電路和直流反饋電路,且按照基準電壓與對應所述輸出電壓的電壓之間的差值控制所述輸出電壓,其中,在所述重疊期間從所述交流反饋電路切換為所述直流反饋電路。
8.一種電源裝置,其特徵在於,具有串聯穩壓器,其根據第1使能信號進行動作,連續控制輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓;開關型DC-DC轉換器,其根據第2使能信號進行動作,在通斷所述輸入電壓並將所述輸入電壓轉換為規定的輸出電壓的同時,將其輸出端與所述串聯穩壓器的輸出端並聯連接;切換電路,其根據模式指令信號選擇性地切換所述第1使能信號和所述第2使能信號,其中,所述開關型DC-DC轉換器包括第1開關和第2開關,其串聯連接在電源間,具有交替導通且一起截止的停滯時間;平滑用線圈和平滑用電容器,其用於平滑所述第1、第2開關的連接點的通斷輸出電壓,且產生所述輸出電壓;脈衝寬度控制電路,其按照發生所述規定的輸出電壓那樣,基於脈衝寬度被調製控制過的脈衝寬度調製信號,產生開關控制信號,並供給到所述第1、第2開關,所述脈衝寬度控制電路,在從其停止狀態向動作狀態,和/或者與其相反變化時,根據所述模式指令信號,將所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度變窄,將所述停滯時間只延長第3規定時間和/或者第4規定時間的時間長度。
9.根據權利要求8所述的電源裝置,其特徵在於,所述脈衝寬度控制電路具備誤差放大電路,其將所述輸出電壓所對應的反饋電壓與基準電壓相比較,根據該差值產生誤差信號;振蕩器,其產生三角波信號;PWM比較器,其將所述誤差信號和所述三角波信號進行比較,產生產生脈衝寬度調製信號;和預驅動器,其由級連連接的反相器放大所述脈衝寬度調製信號,並供給到所述第1開關和所述第2開關,其中,在所述級連連接的反相器的任一個上設置有延遲時間控制機構,通過使該延遲時間控制機構發揮延遲所述第3規定時間和第4規定時間所對應的規定時間的作用,延長所述停滯時間。
10.一種電源裝置,其特徵在於,包括串聯穩壓器,其根據第1使能信號進行動作,連續控制輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓;開關型DC-DC轉換器,其根據第2使能信號進行動作,在通斷所述輸入電壓並轉換為規定的輸出電壓,並且將其輸出端與所述串聯穩壓器的輸出端並聯連接;和切換電路,其根據模式指令信號選擇性地切換所述第1使能信號和所述第2使能信號,其中,所述開關型DC-DC轉換器包括第1開關和第2開關,其串聯連接在電源間,具有交替導通且一起截止的停滯時間;平滑用線圈和平滑用電容器,其用於平滑所述第1、第2開關的連接點的通斷輸出電壓且產生所述輸出電壓;脈衝寬度控制電路,其按照發生所述規定的輸出電壓那樣,基於脈衝寬度被調製控制過的脈衝寬度調製信號,產生開關控制信號,並供給到第1、第2開關;所述脈衝寬度控制電路,在所述開關型DC-DC轉換器從停止狀態向動作狀態變更時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段從規定的長時間順次變換為短時間,和/或者在所述開關型DC-DC轉換器從動作狀態向停止狀態變換時,通過調整所述脈衝寬度調製信號的脈衝寬度,將所述停滯時間經過多個階段從規定短時間順次變更為長時間。
11.根據權利要求10所述的電源裝置,其特徵在於,所述脈衝寬度控制電路,具備誤差放大電路,其將所述輸出電壓所對應的反饋電壓與基準電壓相比較,產生對應該差值的誤差信號;振蕩器,其產生三角波信號;PWM比較器,其將所述誤差信號和所述三角波信號進行比較,產生脈衝寬度調製信號;和預驅動器,其通過級連連接的反相器放大所述脈衝寬度調製信號,並供給到所述第1開關和所述第2開關,其中,在所述級連連接的反相器的任一個上設置有延遲時間控制機構,通過逐級控制該延遲時間控制機構的延遲時間,變更所述停滯時間。
12.根據權利要求2或8或10中任意一項所述的電源裝置,其特徵在於,所述第1使能信號由第1邏輯電路形成,該第1邏輯電路被輸入所述模式指令信號和第1計數器的輸出,該第1計數器計數自所述開關型DC-DC轉換器所供給的時鐘,其中,所述第2使能信號由第2邏輯電路形成,該第2邏輯電路被輸入所述模式指令信號和第2計數器的輸出,該第2計數器對所述時鐘計數。
13.一種電源裝置,其特徵在於,具有第1電源電路,其是將輸入電壓變換為規定的輸出電壓的電源電路,在低負荷時電能轉換效率高,隨負荷量的增加電能轉換效率將低;和第2電源電路,其是將輸入電源轉換為規定的輸出電壓後輸出並將該輸出端連接在所述第1電源電路的輸出端上的電源電路,其在低負荷時的電能轉換效率比所述第1電源電路的低負荷時的電能轉換效率低,隨著負荷量的增加電能轉換效率逐漸增大,在比某特定負荷量大的負荷量時電能轉換效率大於第1電源電路的轉換效率,其中,還設定了重疊期間,在該重疊期間中,在根據從所述第1、第2電源電路應供給的負荷量,切換所述第1電源電路的輸出與所述第2電源電路的輸出,並供給負荷的同時,在所述切換時能夠進行讓所述第1電源電路和所述第2電源電路均輸出動作。
14.根據權利要求13所述的電源裝置,其特徵在於,所述切換,是所述第1、第2電源電路應供給的負荷量,按照經由所述特定負荷量那樣預測增加或者減少,並在實際的增加或者減少之前進行。
15.一種可攜式設備,其特徵在於,具備產生電源電壓的電池;和將所述電源電壓作為輸入電壓的權利要求1至14中任一項中所述的電源裝置;和用於控制該電源裝置的控制裝置。
全文摘要
一種電源裝置,其包括DC-DC轉換器和串聯穩壓器,並聯設置串聯穩壓器和開關型DC-DC轉換器,根據考慮負荷電流的模式指令信號選擇性地切換這兩個設備並輸出的同時,在切換時只互相重疊規定時間。此外,在DC-DC轉換器的動作狀態變更時,脈衝寬度調製信號的脈衝寬度變窄而停滯時間只延長規定時間。由此可平滑進行切換動作,抑制在切換時自由振蕩以及與此相伴的超調的產生。
文檔編號H02M3/158GK1627617SQ20041009839
公開日2005年6月15日 申請日期2004年12月9日 優先權日2003年12月10日
發明者石野勉 申請人:羅姆股份有限公司

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