一種雙正交濾波器設計方法及其設計裝置的製作方法

2023-05-14 19:18:01 2

專利名稱：一種雙正交濾波器設計方法及其設計裝置的製作方法
技術領域：
本發明一種雙正交濾波器設計方法及其設計裝置，尤其涉及一種應用於單載波-頻分多址系統(SC-FDMA)的雙正交濾波器設計方法及其設計裝置。
背景技術：
單載波-頻分多址系統是近年來國際上提出來的一種既具備單載波通信功率峰均比特性，又具備多載波通信實現簡單和資源調度靈活特性的新型頻分多址通信系統，主要應用於寬帶移動通信的上行鏈路解決方案，支持頻域擴展技術、頻域均衡方法和多用戶並發通信場景。在單載波-頻分多址系統中，整個寬帶信道被分割為若干頻譜上正交或擬正交的子信道，每個用戶獨佔不同的子信道。在每個子信道上，用戶信息採用單載波傳輸方式。在單載波-頻分多址系統的發射機，為了減少符號間幹擾(ISI)，並且保證各個子信道頻譜的正交性，需要採用發射濾波器對待發射脈衝序列進行脈衝成型和頻譜成型。同時，在該系統的接收機，需要採用與發射濾波器相對應的接收濾波器對接收信號進行符號定時和相關接收。
目前比較普遍的脈衝成型濾波器包括根升餘弦滾降濾波器和高斯脈衝成型濾波器。前者利用奈奎斯特技術，實現了在相鄰符號峰值位置為零的時域衝擊響應；後者通過高斯函數，構造了傳遞函數平滑、沒用過零點，且強烈依賴3dB帶寬的傳遞函數。但是，當被應用於單載波-頻分多址系統的上行解決方案中時，根升餘弦滾降濾波器和高斯脈衝成型濾波器都具有明顯的缺陷。通常，為了提高頻譜利用率並保持子信道間的正交，發送低通濾波器在頻域上需要具有較快的衰減。對於根升餘弦滾降濾波器可以通過降低滾降因子來達到這一要求，但是同時隨著滾降因子的下降，根升餘弦滾降濾波器的時域響應的衰減會顯著變慢。較長的時域脈衝波形一方面會造成濾波器截斷誤差的增大，另一方面會是大大的提高發射端處理的複雜度，這一點對上行傳輸尤其不利。高斯濾波雖然在時域上比較集中，具有較短的衝擊響應，但是絕對帶寬遠大於升餘弦濾波器，很難滿足多用戶傳送的對頻譜復用的要求。
另一方面，傳統的根升餘弦滾降濾波器和高斯脈衝成型濾波器應用於單載波-頻分多址系統的上行解決方案中時，存在時域和頻域無法同時「聚集」的矛盾。當濾波器能夠滿足在頻域的快速衰減，即保證子信道的正交的時候，就無法具有較短的時域衝擊響應，無法用階數較小的FIR濾波器實現，發射機運算複雜度很大；當濾波器具有較短的時域響應時，頻域上就無法很好的保持子信道間的正交性，導致通信系統頻譜利用率的下降。

發明內容
本發明所要解決的技術問題是提供一種雙正交濾波器設計方法及其設計裝置，可以在通信系統的發射端和接收端分別設計出不同的濾波器對信號進行處理，在滿足子信道頻域正交和峰均比指標的條件下，能夠大大的縮短了發射濾波器的時域長度，降低了發射機的處理複雜度；同時，接收端的雙正交濾波器能夠達到了與匹配濾波相當的基於符號周期的移位正交性，保證通信系統的性能上沒有損失。
為了解決上述技術問題，本發明所採用的技術方案是提供一種雙正交濾波器設計方法，包括如下步驟步驟1、首先設計出發射濾波器；步驟2、計算發射濾波器頻響；步驟3、選擇目標互功率譜函數，該函數以1/Ts的採樣間隔混疊後為一常量；步驟4、將目標互功率譜函數Rtr[k]與發射濾波器頻響Ht[k]在頻域上進行相除，或者等效的時域解卷操作；然後將得到的結果進行頻域加窗或者等效的時域窗函數卷積操作，加窗後的信號通過逆傅立葉變換變換到時域，對該時域信號h』r[n]進行共軛逆序操作後得到接收雙正交濾波器的時域衝激響應hr[n]。
進一步地，所述的步驟1中的設計方法為FIR濾波器設計方法。
所述步驟3中的目標互功率譜函數為升餘弦傳遞函數。
所述的步驟3中的目標互功率譜函數滿足Rtr[k′]＝K′，其中K′為一常量。Rtr[k′]為目標互功率譜函數。
進一步地，所述步驟4中的計算公式為hr[n]=IFFT(win[k]*Hr[k])=IFFT(win[k]*Rtr[k]Ht[k])hr[n]=hr*[-n]]]>
其中，Rtr[k]為目標互功率譜函數，Ht[k]為發射濾波器的頻響，win[k]為頻域的窗函數，hr[n]為接收濾波器的時域衝激響應，hr′[n]和Hr′[n]為中間變量。
同時，本發明還提供一種雙正交濾波器設計裝置，其特徵在於，包括發射濾波器設計裝置，用於利用傳統的方法設計出發射濾波器；FFT變換裝置，進行FFT變換，以計算發射濾波器頻響；目標相關函數選擇裝置，用於選擇目標互功率譜函數，該函數以1/Ts(的採樣間隔混疊後為一常量；接收濾波器設計裝置，用於將目標互功率譜函數Rtr[k]與發射濾波器頻響Ht[k]在頻域上進行相除，或者等效的時域解卷操作，得到的結果進行頻域加窗或者等效的時域窗函數卷積操作，加窗後的信號通過逆傅立葉變換變換到時域，對該時域信號h』r[n]進行共軛逆序操作後得到接收雙正交濾波器的時域衝激響應hr[n]。
進一步地，所述發射濾波器設計裝置前還連接有一發射濾波器性能指示選擇裝置，用於根據實際通信系統的要求，計算出了射濾波的時頻設計指標。
進一步地，所述的目標相關函數選擇裝置與接收濾波器設計裝置之間還設有一傅立葉變換裝置，將目標相關函數進行傅立葉變換後，在頻域得到目標互功率譜函數。
本發明的接收濾波器與發射濾波器具有很好的雙正交特性，能夠達到了與匹配濾波相當的基於符號周期的移位正交性，從而保證通信系統的性能上沒有損失；同時，由於發送濾波器的階數可以控制在較低的範圍，當其被應用於上行鏈路的解決方案中，發射機的運算量就大大降低了。理論分析和仿真結果表明，該濾波器設計方案是一種易於實現，可行的方案。


圖1本發明的發射濾波器幅頻和相頻響應圖。
圖2是發射濾波器峰均比性能統計圖。
圖3是發射濾波器、接收濾波器時域衝激響應圖。
圖4是發射濾波器與接收濾波器時域衝激響應的移位正交性圖。
圖5是兩個相鄰子帶的發射、接收濾波器頻域響應和目標互功率譜(局部)。
圖6是兩個相鄰子帶的發射、接收濾波器頻域響應和目標互功率譜。
圖7是本發明的雙正交濾波器設計裝置的結構示意圖。
具體實施例方式
在通信系統中，如果整個系統響應(包括發射機、信道和接收機)被設計成在接收機端每個抽樣時刻只對當前的符號有響應，而對其他符號的響應為零，那麼符號間幹擾ISI的影響就可以完全被抵消。這個條件在數學上可以表示為Rtr[n]=m=-ht[m]hr*[m-n]=Kn/Ts=00n/Ts=1,2,3,...---(1)]]>其中，Ts是符號周期，ht是發射濾波器的時域響應，hr是接收濾波器的時域響應，Rtr為相關接收機的輸出結果，n是整數，K是非零常數。
由於發射濾波器可以根據系統需求的性能指標，採用傳統的FIR濾波器設計方法任意設計，因此雙正交濾波器設計問題即已知ht和約束條件式(1)，求解hr。
根據相關與卷積的關係，式(1)可以表示為如下形式(*表示線性卷積)Rtr[n]=ht[n]*hr*[-n]=ht[n]*hr[n]---(2)]]>將式(2)變換到頻域Rtr[k]＝Ht[k]·Hr′[k](3)同時，如果對相關接收機的輸出結果Rtr進行Ts周期的重採樣，由式(1)可得Rtr[l]=Rtr[n]|n=lTs=K*(l)---(4)]]>將式(4)變換到頻域Rtr[k′]＝K′ (5)由式(1)~式(5)的推導可知如果發送濾波器與接收濾波器的時域衝激響應的互功率譜以1/Ts(的採樣間隔混疊後，其結果為一常量；則發送濾波器和接收濾波器的以符號周期Ts為間隔的移位正交性可以得到保證。由式(3)式(4)知，時域相關可以被處理成頻域相乘的形式。因此，只要選擇滿足上述條件的互功率譜函數，就可以由頻域譜相除的方法計算出相應與已知發送濾波的雙正交接收濾波器。
在實際應用中，可以選擇升餘弦滾降濾波器的傳遞函數來計算目標互功率譜函數，即
Rtr(f)=10|f|(1-)/2Ts12[1+cos((2Ts|f|)-1+2)](1-)/2Ts|f|(1+)/2Ts0|f|>(1+)/2Ts---(6)]]>因此，雙正交接收濾波器可以同時頻域譜相除方法得到。值得注意的是在通信系統中，Rtr和Ht都是低通濾波器，因此在阻帶範圍內的相除有時會出現兩個很小的數相除造成結果幅值很大的情況。為避免這種情況造成的失真，需要對譜相除結果進行加窗操作。
hr[n]=IFFT(win[k]*Hr[k])=IFFT(win[k]*Rtr[k]Ht[k])hr[n]=hr*[-n]---(7)]]>其中，Rtr[k]為目標互功率譜函數，Ht[k]為發射濾波器的頻響，win[k]為頻域的窗函數，hr[n]為接收濾波器的時域衝激響應，hr′[n]和Hr′[n]為中間變量。
以一個基於多帶濾波器組的正交復用多載波上行通信系統(GMC-uplink)作為本發明具體實施環境。其中子帶數目16，上採樣倍數18，採用頻率4.096MHz，子帶帶寬300KHz。
本發明的雙正交濾波器設計方法，包括如下步驟步驟1、根據實際通信系統的要求，計算出發射濾波器的時頻設計指標相鄰信道洩漏比(Adjacent Channel Leakage Ratio，ACLR)表示發射功率洩漏至第一或者第二相鄰信道載波功率的數值，本具體實施例中發射濾波器設計需要達到的子信道正交性要求為ACLR1＜33dB ACLR2＜43dB。具體設計指標如下表所示

步驟2、利用傳統的方法設計出發射濾波器本具體實施例中調用MATLAB7.0中的濾波器設計工具Filter Design Analysis Tool設計發射濾波器。發射濾波器幅頻和相頻響應如圖1所示反映了發射濾波器的頻譜性能和相位性能，滿足了設計指標。
當採用QPSK調製4子帶傳輸時，發射濾波器的峰均比性能統計如圖2所示峰均比直接影響手機的功耗，只有PAPR滿足要求的濾波器才能被應用在無線通信系統中其中CCDF(x)=P(PAPR>x)]]>一共統計211272個數據塊，MAX(PAPR)＜5.4步驟3、選擇目標互功率譜函數，該函數以1/Ts的採樣間隔混疊後為一常量本具體施例中選擇升餘弦滾降濾波器的傳遞函數作為目標相關函數，滾降因子0.15，衝激響應峰值前後保留8個符號周期。FFT的點數為289點。
步驟4、將目標互功率譜函數Rtr[k]與發射濾波器頻響Ht[k]在頻域上進行相除，然後將得到的結果進行頻域加窗，加窗後的信號通過逆傅立葉變換變換到時域，對該時域信號h』r[n]進行共軛逆序操作後得到接收雙正交濾波器的時域衝激響應hr[n]。
利用本發明所述方法，設計雙正交接收濾波器，濾波器階數289。濾波器各項性能如下圖3、4、5、6所示反應了本發明的接收濾波器與發射濾波器具有很好的雙正交特性，能夠達到了與匹配濾波相當的基於符號周期的移位正交性，從而保證通信系統的性能上沒有損失；同時由於發射濾波器階數的減少，大大降低了發射機的處理複雜度。
進一步地，本發明還提供一種雙正交濾波器設計裝置(如圖7所示)，包括一個發射濾波器性能指標選擇裝置1、一個發射濾波器設計裝置2、一個FFT(傅立葉)變換裝置3、一個目標相關函數選擇裝置4、一個FFT變換裝置5、一個接收濾波器設計裝置6。
發射濾波器性能指標選擇裝置1，根據實際通信系統的要求，計算出發射濾波器的時頻設計指標。例如截止頻率、通帶增益、濾波器階數。為儘可能降低發射機運算複雜度，濾波器階數要儘量的低，同時，發射濾波器的設計指標需要能夠滿足無線通信系統對峰均比(PAPR)的要求。由於，本發明所提出的雙正交濾波器可以廣泛應用於不同的通信系統中，不同的系統對脈衝成型、頻譜成型以及峰均比有著不同的要求。具體指標可以從通信系統的設計定義中獲得，該裝置是現有技術這裡不再贅述。
一個發射濾波器設計裝置2，利用傳統的FIR數字濾波器設計方法，設計出滿足發射濾波器性能選擇裝置1輸出設計指標的發射濾波器。本設計裝置也是現有技術這裡不再贅述。
FFT變換裝置3，對裝置1設計出的發射濾波器時域衝激響應末端補零後，再進行K點的FFT變換。以獲得發射濾波器頻響。FFT變換維數等於接收濾波器時域衝激響應長度(階數)。
目標相關函數選擇裝置4，選擇滿足式(5)所述條件的互功率譜函數，該函數以的1/Ts間隔混疊後為一常量。升餘弦滾降濾波器的傳遞函數式(6)是滿足這一條件的特例，可以根據需要選擇不同的滾降因子來控制頻譜形狀。滾降因子的變化範圍是從0到1，滾降係數越小頻域衰減速度越快。當子信道彼此靠的很近，需要濾波器在頻域上快速衰減，滾降系統就要相應的減小。在本具體實施例中，滾降因子選擇為0.15。
FFT變換裝置5，對目標相關函數選擇裝置4選擇的目標相關函數的末端補零後，再進行K點的FFT變換。FFT變換維數等於接收濾波器時域衝激響應長度(階數)。
接收濾波器設計裝置6，將發射濾波器頻響與目標互功率譜函數相除獲得接收雙正交濾波器的頻譜，並進行頻域的加窗處理，然後計算出接收雙正交濾波器的時域衝激響應。
顯然，本領域的技術人員可以對本發明進行各種改動和變型而不脫離本發明的精神和範圍。這樣，倘若本發明的這些修改和變型屬於本發明權利要求及其等同技術的範圍之內，則本發明也意圖包含這些改動和變型在內。比如，本發明步驟4中也可以採用等效的時域解卷操作；然後將得到的結果進行等效的時域窗函數卷積操作，加窗後的信號通過逆傅立葉變換變換到時域，對該時域信號h』r[n]進行共軛逆序操作後得到接收雙正交濾波器的時域衝激響應hr[n]。
權利要求
1.一種雙正交濾波器設計方法，其特徵在於，包括如下步驟步驟1、首先設計出發射濾波器；步驟2、計算發射濾波器頻響；步驟3、選擇目標互功率譜函數，該函數以1/Ts的採樣間隔混疊後為一常量；步驟4、將目標互功率譜函數Rtr[k]與發射濾波器頻響Ht[k]在頻域上進行相除，或者等效的時域解卷操作；然後將得到的結果進行頻域加窗或者等效的時域窗函數卷積操作，加窗後的信號通過逆傅立葉變換變換到時域，對該時域信號h′r[n]進行共軛逆序操作後得到接收雙正交濾波器的時域衝激響應hr[n]。
2.根據權利要求1所述的雙正交濾波器設計方法，其特徵在於，所述的步驟1中的設計方法為FIR濾波器設計方法。
3.根據權利要求1所述的雙正交濾波器設計方法，其特徵在於，所述的步驟3中的目標互功率譜函數滿足Rtr[k′]＝K′，其中K′為一常量。Rtr[k′]為目標互功率譜函數。
4.根據權利要求1所述的雙正交濾波器設計方法，其特徵在於，所述步驟4中的計算公式為hr[n]=IFFT(win[k]*Hr[k])=IFFT(win[k]*Rtr[k]Ht[k])hr[n]=hr*[-n]]]>其中，Rtr[k]為目標互功率譜函數，Ht[k]為發射濾波器的頻響，win[k]為頻域的窗函數，hr[n]為接收濾波器的時域衝激響應，hr′[n]和Hr′[n]為中間變量。
5.根據權利要求1所述的雙正交濾波器設計方法，其特徵在於，所述的目標互功率譜函數為升餘弦滾降濾波器的傳遞函數。
6.一種雙正交濾波器設計裝置，其特徵在於，包括發射濾波器設計裝置，用於利用傳統的方法設計出發射濾波器；傅立葉變換裝置，進行傅立葉變換，以計算發射濾波器頻響；目標相關函數選擇裝置，用於選擇目標互功率譜函數，該函數以1/Ts的採樣間隔混疊後為一常量；接收濾波器設計裝置，用於將目標互功率譜函數Rtr[k]與發射濾波器頻響Ht[k]在頻域上進行相除，或者等效的時域解卷操作，得到的結果進行頻域加窗或者等效的時域窗函數卷積操作，加窗後的信號通過逆傅立葉變換變換到時域，對該時域信號h』r[n]進行共軛逆序操作後得到接收雙正交濾波器的時域衝激響應hr[n]。
7.根據權利要求6所述的雙正交濾波器設計裝置，其特徵在於，所述發射濾波器設計裝置前還連接有一發射濾波器性能指示選擇裝置，用於根據實際通信系統的要求，計算出發射濾波的時頻設計指標。
8.根據權利要求6所述的雙正交濾波器設計裝置，其特徵在於，所述的目標相關函數選擇裝置與接收濾波器設計裝置之間還設有一傅立葉變換裝置，用於對目標互功率譜函數進行傅立葉變換。
9.根據權利要求8所述的雙正交濾波器設計裝置，其特徵在於，所述的傅立葉變換裝置的FFT變換維數等於接收濾波器時域衝激響應長度。
全文摘要
本發明提供一種雙正交濾波器設計裝置，其特徵在於，包括發射濾波器設計裝置，用於利用傳統的方法設計出發射濾波器；FFT變換裝置，進行FFT變換，以計算發射濾波器頻響；目標相關函數選擇裝置，用於選擇目標互功率譜函數，該函數以1/T
文檔編號H04L5/02GK101026373SQ20061002403
公開日2007年8月29日 申請日期2006年2月21日 優先權日2006年2月21日
發明者周斌, 張小東, 王海峰 申請人:上海無線通信研究中心