Tdm/tdma接收機中使用的自適應濾波器的製作方法
2023-04-24 07:18:46
專利名稱：Tdm/tdma接收機中使用的自適應濾波器的製作方法
技術領域：
本發明涉及在固定長度時幀範圍內的預定時隙中發送數字數據消息的接收機的解調器。
眾多的均衡器自適應(即自適應數字濾波)方法已經被開發和廣泛使用。報導得最廣泛的方法是稱作最小均方(LMS)和遞歸最小均方(RLS)的算法。這兩種算法之間基本的差別在於用於調整濾波器係數的誤差最小化判定準則不一樣。意如其名，LMS是將誤差的統計期望值(平均值)最小化，並且理論上在經過無數次迭代後，才收斂於一最佳值。相反，RLS是使給定的操作參數集合的即時誤差最小化，並且具有隻由要處理的數據確定的收斂特性。這兩種類型的方法的出現可歸因於它們相對的優點和不足LMS的收斂相對較慢，使得在跟蹤中速到快速信道變化時的性能較差，但是實現的成本低。
RLS的收斂快，具有較好的跟蹤特性，但是其計算代價高且易於不穩定。
這些年，試圖降低必要的計算量的「快」的和折衷的基本RLS算法的變種已經開發出來，但是，這些算法的計算密集度還是要比LMS多5到10倍。有關LMS、RLS和一般地自適應的技術在普林梯斯·霍爾(PrenticeHall)1991年出版的西蒙·海肯(Simon Haykin)著的第二版的「自適應濾波器原理(Adaptive fieter Theory)」一書中有詳細描述。
TDM/TDMA(時分復用/時分多址)網絡中用自適應濾波器(均衡器)來補償多路徑幹擾。信號會從建築物、小山和高側面交通工具上反射，因此在發射機和接收機之間會經過不同路徑。如阿爾泰克·豪斯(Artech House)公司1993年出版的由巴爾士頓(DM Balston)和麥卡裡奧(RCV Macario)編輯的「蜂窩無線電系統(Cellular Radio Systems)」一書第167頁及後續部分中討論的，通過估算傳輸介質的信號傳輸特性(例如，通過確定衝激響應)然後對接收的信號進行處理從而進行補償來執行均衡。已知有多種方法用於估算傳輸路徑的傳輸函數，這些方法中的大部分方法取決於接收預期的數據序列。這是一個作為數據包的一部分被發送的訓練序列。接收機檢測該序列，由於得知該序列旨在代表什麼樣的二進位碼元模式(1，0等)，即碼元，所以能夠估算最可能生成該接收信號的傳輸函數和補償多路徑失真所必要的濾波器(均衡器)係數。
在已知的移動的TDM/TDMA網絡中，即那些具有移動用戶的網絡中，幀到幀的傳播延遲可以不同到在每一新接收的數據包解調之前需要完全重新訓練均衡器的程度。不幸的是，這意味著必須以高的計算代價使用RLS算法，或必須把大量的訓練碼元插入各數據包中以便能夠重新訓練因而送出較少的其他數據。
本發明在應當參照的權利要求書中被限定。其優先的特徵將在從屬權利要求中描述。
在本發明的第一方面，最好提供一用於TDM/TDMA接收機單元的解調器，該解調器包括自適應濾波器裝置，用於在一幀的每個時隙中接收的每個數據包上執行操作以確定數字比特值並使濾波器係數自適應，其中，對時隙中的數據包進行濾波時的濾波器係數值用作對下一幀的相應時隙中的下一個接收的數據包進行自適應濾波時的初始值。在相應時隙之間的時段中，濾波器係數最好存儲在存儲器中以備再次使用。
解調器最好包括相關裝置，用於執行接收的和期望的同步數據之間的複數相關操作以確定在接收的數據包中的預定碼元處的載波相位。「複數相關」的意思是使包括實部和虛部值的數據相關。
這種解調器具體可應用於具有基站和基本上具有固定位置的用戶單元的TDM/TDMA網絡中。雖然由於多路徑傳播有可能發生衰減，但是與傳輸幀速率相比這種作用產生的變化只是緩慢的。優先的解調器通過再次使用先前幀的自適應的濾波器係數把預期的多路徑傳播的緩慢的變化特性考慮在內。所以，訓練序列的長度可以大幅度地減少，從而提供更大比例的用戶數據的可用帶寬。
在包括本發明的解調器的優先TDM/TDMA網絡中，雖然序列短，但數據包仍舊包括適合訓練的數據序列。該優先解調器接收預期的序列以確定載波相位和數據包定時，但是不一定用於訓練自適應濾波器係數。
按照本發明的優先解調器其好處是降低了必要的訓練數據的量，因此使用戶數據可獲得的帶寬為最大並避免了使用RLS自適應算法。所以，該優先的解調器可以是一種簡單的結構並具有低功率損耗。另外，通過使用前一幀的相應數據包的濾波器係數作為開始點，可以使用一種緩慢收斂的並且能簡單實現的濾波器係數自適應的方法。
本發明還涉及一種對一幀的每個實現中的每個接收的數據包進行自適應濾波以確定數字比特值並使濾波器係數自適應的方法，其中，對時隙中的數據包進行濾波時的濾波器係數值用作對下幀的相應時隙中的下一個接收的數據包進行自適應濾波時的初始值。
本發明的第二方面提供一最好包括相關器的解調器，該相關器用於執行接收的和預期的同步數據之間的複數相關操作以確定在接收的數據包中的預定碼元處的載波相位。其好處是提高了計算效率和相位捕獲速度。本發明還涉及在解調器中確定載波相位的相應方法。
以下將參照附圖描述本發明實施例。
圖1為包括基站(BTE-基本終端設備)和用戶單元(NTE-網絡終端設備)的系統的示意圖；圖2為雙向連結的幀結構和時序的示例圖；圖3為從一基站向一用戶單元(即下行鏈路)發送不同類型的數據包的示意圖；圖4為表示一用戶單元的解調器的碼元處理器的框圖；圖5為圖4中所示的相關器的框圖；圖6為圖4中所示的旋轉器和自動增益控制器(AGC)的框圖；圖7為根據π/4-差分四相移鍵控調製方案的均衡器輸出量化圖；基本系統如圖1所示，優選系統是電話系統的一部分，其中從交換機到用戶的本地有線環路已經由固定基站(BTE)和固定用戶單元(NTE)之間的全雙工無線鏈路代替。該優選系統包括用於實現必要協議的雙工無線鏈路(空中接口)、發送機和接收機。在優選系統和如本領域公知的GSM(全球移動通信的系統-global system for mobile communication)的數字蜂窩行動電話系統之間存在許多相似處。這種優選系統使用一種基於分層模式的協議，具體涉及以下各層物理層(PHY-Physical)、中間接入控制層(MAC-Medium Access Control)、數據鏈路控制層(DLC-DataLink Control)、網絡層(NWK-Network)。
與GSM的一個不同處是，在優選系統中，各用戶單元位於固定位置處，並且不需要越區切換安排或其他涉及移動的特性。這意味著，舉例說，在優選系統中可以使用定向天線和交流電。
在優選系統中的每個基站具有在從整個頻率分配中挑選的12個頻率上的六個雙工無線鏈路，以使鄰近基站之間的幹擾為最小。雙工鏈路的幀結構和時序如圖2中所示。每個雙工無線鏈路包括一從用戶單元到基站的上行鏈路以及距離一個頻率偏置值的從基站到用戶單元的下行鏈路。各下行鏈路是TDM，各上行鏈路是TDMA。所有鏈路的調製都是採用π/4-DQPSK，並且所有鏈路的基本幀結構都是每個2560比特的幀含有10個時隙，即每個時隙256比特。比特率是每秒512千比特。下行鏈路被連續發送並包括發送必要系統信息的廣播信道。當沒有用戶信息被發送時，該下行鏈路的發送繼續使用基本幀和時隙結構，並包括一恰當的填充模式。
對於上行鏈路和下行鏈路的發送，都存在兩種類型的時隙在呼叫建立以後使用的普通時隙和在呼叫期間使用的導頻時隙。
每個下行鏈路的普通時隙包括24比特的同步信息，其後跟隨包括8比特首標的24比特指定的S欄位，其後跟隨160比特的指定的D欄位。其後跟隨24比特的糾錯碼和8比特的尾碼，其後跟隨12比特的廣播信道。在一幀的每個時隙中，該廣播信道包括一起構成由基站發送的下行鏈路公用信令信道的多個段，包含包括如時隙一覽表、復幀和超幀信息之類的鏈路信息、無連接的消息和系統操作的其他基本信息在內的控制消息。
在呼叫建立期間，只具有短的S欄位而沒有D欄位信息的每個下行鏈路的導頻時隙包括頻率校正數據和接收機初始化用的訓練序列。
上行鏈路時隙基本包括兩種類型的數據包。第一種類型的數據包，稱作導頻數據包，在連接建立之前使用，用於例如ALOHA(隨機接入)呼叫請求，以允許自適應時間校準。另一種類型的數據包，稱作普通數據包，用於在呼叫已經建立以後，普通數據包由於使用自適應時間校準從而比導頻數據包大。
每個上行鏈路普通數據包包含244比特的數據包，其前面和後面都有4個比特持續時間的斜坡(ramp)。這些斜坡和256比特時隙所剩餘的比特提供一保護帶(guand gap)，以防止由於定時誤差而造成的來自相鄰時隙的幹擾。每個用戶單元調整其時隙發送的時刻以補償信號到達基站佔用的時間。每個上行鏈路普通數據包包括24比特的同步數據、其後跟隨著一個與每個下行鏈路普通時隙相同比特數的S欄位和D欄位。
每個上行導頻時隙包含一個長度為192比特的導頻數據包，該數據包前面和後面都跟隨有定義一個60比特的擴展保護帶的4比特斜坡。因為沒有定時信息可以獲得，所以需要大一些的保護帶，若沒有該保護帶，則傳播延遲會導致相鄰時隙的幹擾。該導頻數據包包括64比特的同步信息，其後跟隨以8比特首標開始的、和以16比特的循環冗餘檢驗、2比特的保留位、14比特的糾錯碼和8比特的尾碼結尾的104比特的S欄位。不存在D欄位。
在上述的數據包中的S欄位能夠用於兩種類型的信令。第一種類型是MAC信令(MS)，用於基站的MAC層和用戶單元的MAC層之間的信令，因此定時是重要的。第二種類型稱作伴隨信令，該信令可快可慢，是在DLC或NWK層中的基站和用戶單元之間使用的信令。D欄位是最大的數據段，並且在普通電話的情況下包含數位化的語音採樣值，但也可以包含非語音的數據採樣值。
在優選系統中，為採用詢問響應協議(challenge nesponse protocal)的用戶單元的鑑權(authentication)提供了措施。通常，通過將語音或數據與由密鑰流產生器生成的同發送的超幀號數同步的不能預測的密碼比特序列混合來產生密碼文本。
另外，對發送的信號加擾以去除直流分量。
用戶單元解調器參與沿基站到用戶方向(下行鏈路)發送的數據的物理接收。
目前，存在三種類型的下行鏈路數據包，其中的兩種數據包如圖3所示。從解調角度看，除了DOWN-P-DATA數據欄位被一固定的填充模式代替之外，第三種數據包類型(空閒數據包)與所示的導頻數據包相同。
用戶單元解調器以下功能是由稱為碼元處理器的用戶單元解調器裝置子單元執行的功能同步相關(同步檢測、時隙的定時恢復、初始載波相位恢復)，數字AGC(自動增益控制)，均衡，載波相位跟蹤，和削波(碼元確定)。
碼元處理器是作為基本(非均衡)相干接收器、線性均衡器或判決反饋均衡器(DFE)之一來進行操作的。對於任意一個具體用戶單元而言，哪一種最佳要由射頻傳播線路的特性確定。對於多路徑效應不顯著的場合，很可能基本接收器的工作效能最好；在存在多路徑幹擾但幹擾不嚴重的情況下，線性均衡器將提供較好的工作性能；DFE具有穿過嚴重的色散信道的潛能。
碼元處理圖4所示的信號流程圖為碼元處理器執行的功能，其中雙邊箭頭表示的路徑為複數數據。
來自用戶接收機的射頻(RF)部分(未示出)的輸出信號被數位化並在基帶以複數採樣值的序列傳送到碼元處理器。這些採樣值被緩衝以進行非實時處理。該解調(輸出)的、根據操作模式可以是普通數據包或導頻數據包或廣播數據段的比特序列被傳送到用於去格式化和比特電平協議處理的分離電路。
除了以輸入採樣速率進行操作的相關器2之外，所有的處理都是以碼元速率重複進行。定時的安排使得捕獲到的數據包中接收的時隙同步序列落入由相關器2使用的輸入緩衝器的預定區域內。
複數相關在相關器2中，用已存儲的預期同步序列(時隙同步或幀同步)進行複數相關以生成瞬時載波相位和信號電平(增益)的估算值，該估算值在以後的步驟中用於對輸入數據採樣值定標(scale)和相位校準(如旋轉)。旋轉由旋轉器3執行以建立在同步序列中間位置的且具有由存儲的同步模式定義的零度參考值的載波相位。定標是由自動增益控制(ACC)電路1的操作實現的。
該預期的同步序列(時隙1-9中的時隙同步，時隙0中的幀同步)各被存儲為N個採樣點的兩個序列，其中一個序列是實部分量-如圖5所示的ReY[n]，另一個序列是虛部分量—如圖5所示的ImY[n]。序列Y[n]表示對用二進位時隙同步或幀同步序列進行π/4-DQPSK調製的並通過匹配的接收濾波器濾波的基帶載波信號進行最佳採樣而生成的預期星座點。
該存儲的序列Y[n]或被存儲為硬體常量，或最好被編程到靜態寄存器16中。
相關器2以每個碼元處理一個採樣值的方式處理來自移位寄存器18的數據，該移位寄存器18分別保持時隙緩衝器(未示出)的輸入數據X[n]的實部ReX[n]和虛部ImX[n]。靜態寄存器16保持預期值Y[n]。移位寄存器18每輸入一個採樣值更新一次，並且有效地保持同步窗口的抽取序列(見後)，例如每個碼元兩個採樣點的情況下，採樣1、3、5、7。
如圖5所示，該相關器包括兩個主要的功能塊。一個功能塊20執行輸入數據的實部分量ReX[n]的分量相加運算。另一個功能塊22執行輸入數據的虛部分量ImX[n]的分量相加運算。分別來自分量相加電路20、22的實部和虛部輸出信號24、26分別在加法器28、30中合成以提供離散的互相關函數Rxy[n]的實部和虛部分量ReRxy和ImRxy。
已知該接收的同步序列佔據接收數據包的時隙緩衝器的一特定區域。在時隙緩衝器的整個限定的區域(同步窗口)中執行互相關，已知該限定區域包含輸入的同步模式。對於相關函數的每個元素，輸出功率通過平方器32、34中的平方運算和加法器36中的加法運算進行估算。當預期的序列Y〔n〕和輸入的已抽取同步序列在時間上一致時，峰值檢測器38檢測到功率峰值。然後，該檢測器輸出與輸入載波相位無關的峰值信號Rxy(峰頂)。該峰值功率值Rxy(峰頂)的倒數被確定，並作為定標係數輸出到圖6所示的AGC電路1。當檢測到峰值時，加法器28、30提供作為相位校正信號輸送到圖6所示的旋轉器3的實部和虛部峰值功率分量ReRxy(峰頂)ImRxy(峰頂)。
如圖6所示，在旋轉器3中，輸入數據採樣值的實部和虛部分量ReX[n]和ImX[n]分別乘以實部和虛部峰值功率值ReRxy(峰頂)和ImRxy(峰頂)。所得的各實部及虛部乘積相加以給出相位校準輸出信號42、44。這些輸出信號42、44傳輸到AGC電路1，用於在它們作為相位和增益已校準的採樣值ReX[n]』和ImX[n]』輸出之前，通過定標係數進行定標。
解調以最接近同步中點處的採樣值開始，相位和增益被校準後的各採樣值被輸送到執行下述功能的主解調迴路碼元削波(絕對相位解碼)；載波跟蹤(相位鎖定環路)；多路徑均衡。
該均衡器用四個主要部分實現前饋濾波器4反饋濾波器6量化器8和濾波器自適應機制兩個濾波器部件的每一個包括具有抽頭權值(即係數)可變的複數抽頭延時線(即，有限衝激響應濾波器)。
在每個碼元周期只具有一個延時元件/係數的該前饋濾波器4從AGC塊1接收輸入數據，用當前設置的係數對抽頭延時線中保持的採樣值卷積，並將其輸出傳送到鎖相環路(PLL)12的旋轉器10。
類似地，在每個碼元周期只具有一個延時元件/係數的反饋濾波器6，用另一設置的係數對來自量化器8的星座判決進行卷積。前饋和反饋濾波器4、6相結合輸出的結果構成均衡器的輸出，且這種特定結構的濾波器部件通常被稱作判決反饋均衡器(DFE)。
在操作中，在每個碼元周期，該均衡器產生饋送到量化器8的一個(均衡過的)輸出採樣值。然後，量化器8將該輸出與表徵調製模式的理想星座點集合進行比較以選擇在歐幾裡德意義(Euclidean sense)上最接近的星座點。這個過程在圖7中的π/4-DQPSK調製模式中描述，其中，圖中所示為作為具有與可能的星座點Y最接近的星座點Y』而被選擇的均衡器輸出採樣值X。
該被選擇的星座點Y』構成當前接收碼元的量化器8的判決結果，並且照此構成反饋濾波器4的下一個輸入採樣值。接連不斷的量化器8判決結果還被饋送到碼元解碼電路，在該電路中，這些判決結果被處理恢復為發送的比特序列。
該均衡器的輸出X和被選擇的星座點Y之間的差別代表當前碼元的判決誤差Z，該誤差Z由係數自適應機制使用以驅使長期誤差到零。當前饋和反饋濾波器4、6中的係數已到達足以減輕碼元間串擾的值時，就認為該均衡器已實現收斂。
在進行導頻數據包(其擴展的訓練序列ETS用於在初始時刻訓練均衡器)處理之前，用常量(除』主抽頭』係數置1外其餘置零)進行均衡器係數的初始化。其後，一個時隙中的最後值用作下幀的對應時隙的開始值。
兩個濾波器的輸出在相位旋轉器10的量化器一側結合，該相位旋轉器10由用判決結果控制的鎖相環12驅動。削波生成相位誤差項，並且通過從最接近的候選星座點減去旋轉輸出矢量，產生適合均衡器係數更新的碼元誤差矢量。
該相位誤差項傳遞到修改當前相位估算值的載波跟蹤算法以備下一個碼元使用。正弦查找表13用於將相位估算值轉換為等價的笛卡爾坐標系的值。在每個數據包的開始，或更具體說為了待處理的第一個採樣值，將參考相位(它是在載波跟蹤算法範圍內的狀態變量)設定為零，其中該第一個採樣值是同步序列中的中部採樣值。其後，通過，專用的載波跟蹤算法，該參考相位被自適應。
碼元誤差矢量的兩種表示形式是需要的反饋更新用的未處理的誤差；前饋更新用的、再引入由鎖相環去除的相位偏置的』去旋轉後的』誤差矢量。去旋轉器14執行的去旋轉操作是必要的，以在判決誤差和前饋濾波器中的採樣值之間重新建立相關關係。雖然可以採用任何常規形式的自適應算法，但這裡採用稱作隨機梯度(Stochastic Gradient)的LMS算法來調節各係數。
選擇載波跟蹤迴路和均衡器的自適應特性以確保由鎖相環的操作去除載波相位變動(包括頻率失調)，使均衡器只補償多路徑信道變動。
當完成時隙解調時，均衡器的係數被存儲以備下一幀的對應時隙使用。
現在，本發明的操作將涉及到在普通數據包和導頻數據包中的處理。處理導頻數據包的步驟如下1)對需要的導頻數據包數位化並將其捕獲到時隙緩衝器中(在優先的解調器中，同步處理和數據包捕獲是重疊進行的以減少群延時)。
2)將均衡器係數恢復為上一幀的前一個時隙結尾處的值。(對於第一個導頻數據包，用常量數據對係數初始化)3)為整個同步窗口的時隙同步數據(即，時隙0中的幀同步)進行相關。使用相關器的峰值輸出來定標和旋轉時隙緩衝器的同步區域中的所有採樣值。這樣，使得輸入載波的相位和均衡器的係數一致。
4)使定標和旋轉後的輸入同步採樣值通過解調器/均衡器，根據已知的碼元(同步)序列使均衡器係數及本地參考相位自適應。
5)解調同步序列以提供數據包完好性的指示。接收到的有差錯的同步序列也可以使用，以便例如禁止均衡器自適應從而防止潛在的惡化。
6)在整個延遲的同步窗口中為擴展的訓練序列進行相關。使用峰值相關器輸出來定標和旋轉時隙緩衝器的ETS和DOWN-P-DATA區域的採樣值。這一步使得輸入載波的相位和均衡器係數一致。
7)確定離標稱同步位置的最大偏差，並且如果需要，再校準解調器時幀以進行補償。
8)重新設置本地參考相位(到0度)，然後使定標和旋轉後的ETS採樣值通過解調器/均衡器，根據已知的(ETS)序列使均衡器係數和參考相位自適應。這是正常的訓練過程。
9)使(定標和旋轉後的)DOWN-P-DATA採樣值通過解調器/均衡器，根據星座判決使均衡器係數及參考相位自適應。這是典型的由判決結果控制的自適應。該解調的DOWN-P-DATA成分被傳送以進行比特電平協議處理。
10)存儲均衡器的各個係數，以供在這個載波上的下一個(即，下一幀中的)導頻數據包或普通數據包使用。
一旦均衡器成功地根據導頻數據包進行了訓練，就發生轉換到普通數據包接收。普通數據包的接收的優先過程如下所述1)對需要的普通數據包數位化並將其捕獲到時隙緩衝器中(在優先的解調器中，同步處理和數據包捕獲是重疊進行的以減少群延時)。
2)將均衡器係數恢復為上一幀的前一個時隙結尾處的值。(對於第一個普通數據包，係數是在導頻訓練期間建立的)。
3)為整個同步窗口的時隙同步數據(即，時隙0中的幀同步)進行相關。使用相關器的峰值輸出來定標和旋轉時隙緩衝器中的所有採樣值。這樣，使得輸入載波的相位和均衡器的係數一致。
4)使定標和旋轉後的輸入同步採樣值通過解調器/均衡器，根據已知的碼元(同步)序列使均衡器係數及本地參考相位自適應。解調同步序列以提供數據包完好性的指示。接收到的有差錯的同步序列也可以使用，以便例如禁止均衡器自適應從而防止潛在的惡化。
5)使(定標和旋轉後的)DOWN-N-DATA採樣通過解調器/均衡器，根據星座判決使均衡器係數及參考相位自適應。這是典型的由判決結果控制的自適應。該解調的DOWN-N-DATA被傳送以進行比特電平協議處理。
6)存儲均衡器的各個係數，以供在這個載波上的下一個(即，下一幀中的)導頻數據包或普通數據包使用。
權利要求
1.一種在固定長度時幀內預定時隙發送數字數據消息的接收機的解調器，該解調器包括自適應濾波器裝置，用於在一幀的每個時隙中接收的每個數據包上執行操作以確定數字比特值並使濾波器係數自適應，其中，對時隙中的數據包進行濾波時的濾波器係數值用作對下一幀的相應時隙中的下一個接收的數據包進行自適應濾波時的初始值。
2.如權利要求1所述的在固定長度時幀內預定時隙發送數字數據消息的接收機的解調器，其中在相應時隙之間的時段中，濾波器係數被存儲在存儲器中以備再次使用。
3.如權利要求2所述的在固定長度時幀內預定時隙發送數字數據消息的接收機的解調器，其中所述解調器包括相關裝置，該相關裝置用於在接收的和預料的同步數據之間執行複數相關操作以確定在所述接收的數據包中的預定碼元處的載波相位。
4.如權利要求3所述的數字數據消息接收機的解調器，其中，所述接收的同步數據因為在所述接收的數據包內的一預定位置或諸預定位置處而在接收時被選出。
5.如權利要求3或4所述的數字數據消息接收機的解調器，其中所述已確定的載波相位用於校準為其他接收數據確定的相位。
6.在固定長度時幀內的預定時隙發送數字數據的接收機，包括一如前面任一權利要求所述的解調器。
7.如權利要求6所述的接收機，其中用戶單元接收時分復用(TDM)數據信號。
8.如權利要求7所述的接收機，其中用戶單元具有固定的地點。
9.如權利要求6所述的接收機，其中基站接收時分多址(TDMA)數據信號。
10.如權利要求6到9中任一權利要求所述的接收機，用於接收無線發送的數字數據消息。
11.通信裝置，包括多個用戶單元和一個基站，每個所述用戶單元用於接收所述基站發送的由固定長度時幀內的預定時隙中的數據包組成的數字數據消息，所述基站接收所述用戶單元發送的由固定長度時幀內的預定時隙中的數據包組成的數字數據消息，所述基站和用戶單元各包括一個包括解調器的接收機。所述解調器各包括自適應濾波器裝置，該自適應濾波器裝置用於對在一幀的每個時隙中的每個接收的數據包進行操作以確定數字比特值並使濾波器係數自適應，其中在對時隙中的數據包濾波時的所述濾波器係數的值用作對下一幀的相應時隙的下一個接收數據包進行自適應濾波時的初始值。
12.一種解調數字數據消息的方法，其中所述數字數據消息是作為固定長度時幀內的時隙中的數據包接收的，所述方法包括對每個接收的數據包進行自適應濾波以確定數字比特值和使濾波器係數自適應，其中對時隙中的數據包濾波時的濾波器係數值用作對下一幀的相應時隙的下一個接收的數據包進行自適應濾波時的初始值。
13.一種在固定長度時幀內的時隙中以數據包形式接收數字數據消息的解調器，包括相關裝置，該相關裝置用於在接收的和預料的同步數據之間執行複數相關操作以在接收的數據包中的預定碼元處確定載波相位。
14.如權利要求13所述的數字數據消息解調器，其中，所述接收的同步數據因為在所述接收的數據包內的一預定位置或諸預定位置處而在接收時被選出。
15.如權利要求13或14所述的數字數據消息解調器，其中，所述接收的數據包存儲在存儲器中以用於處理。
16.如權利要求13到15中任一權利要求所述的數字數據消息解調器，其中，所述相關裝置包括第一裝置和第二裝置，所述第一裝置用於確定接收的同步數據的實部分量乘以相應的預料的同步數據的實部和虛部分量所得乘積值的和；所述第二裝置用於確定所述接收的同步數據的虛部分量乘以所述預料的同步數據的相應的實部和虛部分量所得乘積值的和，來自所述第一裝置和第二裝置的各自的實部和虛部輸出信號在合成裝置中合成以提供實部和虛部互相關函數分量，所述相關裝置包括平方裝置，用於提供與所述實部和虛部互相關函數分量分別的平方值成比例的值，和檢測峰值功率的檢測裝置，所述合成裝置用於提供在峰值功率出現處的實部和虛部互相關函數分量作為所述載波相位的實部和虛部分量。
17.如權利要求16所述的數字數據消息的解調器，其中，在所述峰值功率出現處的實部和虛部互相關函數分量用於增益控制。
18.如權利要求13到17中任一權利要求所述的數字數據消息解調器，其中，確定為所述載波相位實部和虛部分量的值在接收數據的後續解調過程中用作相位校準信號。
19.一種在固定長度時幀內的時隙中以數據包形式接收數字數據的解調器中確定載波相位的方法，通過在接收的和預料的同步數據之間執行複數相關操作來確定在接收的數據包中的預定碼元處的載波相位。
全文摘要
一種在固定長度時幀內的預定時隙中發送數字數據消息的接收機的解調器。包括:一自適應濾波器,用於在每個接收的數據包上執行操作以確定數字比特值並使濾波器係數自適應。對時隙中的數據包進行濾波時的濾波器係數值被用作對下一幀的相應時隙中的下一個接收的數據包進行自適應濾波時的初始值。
文檔編號H04B7/26GK1183192SQ9619353
公開日1998年5月27日 申請日期1996年4月19日 優先權日1995年4月28日
發明者保羅·W·拉德金 申請人:艾奧尼卡國際有限公司