控制處於不連續模式的dc-dc轉換器的方法

2023-05-28 11:50:31

專利名稱：控制處於不連續模式的dc-dc轉換器的方法
技術領域：
本發明涉及控制以不連續模式運行的DC-DC轉換器的方法。 本發明還涉及用於實現該控制方法的DC-DC電壓轉換器。
背景技術：
本發明的DC-DC電壓轉換器為電感性開關;f莫式型，即具有作為電抗 元件的感應線圈。其能將連續的輸入電壓轉換為轉換器的連續的輸出電壓， 該輸出電壓通常具有與輸入電壓不同的值。輸入電壓主要由電池或蓄電池 (accumulator)供給，這意味著輸入電壓的值可隨時間降低，特別是在 DC-DC轉換器運行時。然而，轉換器必須能夠以最小運行值並作為輸出負
存在三種類型的電感性轉換器。第一類型的電感性轉換器是Buck轉 換器，其能供給具有與輸入電壓值相比較低的值的輸出電壓。笫二類型的 電感性轉換器為Boost轉換器，其能供給具有與輸入電壓值相比較高的值 的輸出電壓。最後，第三類型的電感性轉換器為Buck轉換器與Boost轉 換器的組合。這種第三類型的轉換器既能相對於輸入電壓等級升高輸出電 壓等級，又能相對於輸入電壓等級降低輸出電壓等級。
電感性轉換器的 一個重要特性是其能簡單地通過調節時鐘信號的佔空 比來連續調節轉換比。依賴於轉換器配置，第一時鐘信號用於控制至少第 一開關，以便在第一階段Tl中增大以線性方式通過感應線圏的電流。通 過感應線圏的該電流是從連續的輸入電壓源吸取的，輸入電壓源可優選為 電池或是蓄電池。第二時鐘信號用於控制至少笫二開關，以便在第二階段 T2中以線性方式減少通過感應線圏的電流，如下面闡釋的那樣。優選為， 對於以不連續模式運行的DC-DC轉換器，感應線圏中的電流必須減小到零值。
通常產生的一個問題是能夠準確控制第二階段T2的持續時間，使得 感應線圈中的電流在時間段T2結束時為零。通常，該時間段T2通過相對 於地測量負責減小感應線圈中的電流的、第二開關一端的殘餘電壓進行控 制。當此電壓為零時，這意p木著通過感應線圈的電流也為零。然而，這樣 一種測量的實際困難在於殘餘電壓非常低，例如在十毫伏的數量級上。這 意味著使用具有非常低的偏移(offset)的比較器。另外，所用的比較器必 須極為快速，否則，第二階段有延伸超出其理想值的傾向，且可能在感應 線圈中產生反向電流。因此，這導致轉換器效率的喪失。
克服上述困難的 一種技術在關於Buck轉換器的美國專利No.7，279，877 中公開。在此專利中，比較器_一其定義了感應線圈中的電流為零的瞬 間一一具有偏移調節裝置。剛好在時間段T2結束之後，對感應線圏的一 極上的過電壓進行測量。此過電壓的符號表示在感應線圈中流動的電流。 取決於過電壓符號，對比較器偏移進行校正，以便將時間段T2調節為對 應於感應線圏中的零電流的值。採用這種方法，如同對於前述現有技術的 方法一樣，仍有必要使用快速的比較器來測量感應線圏開關的低殘餘電壓， 這是一個缺點。

發明內容
'因此，本發明的目的在於通過提供這樣的方法來克服現有技術的缺點 該方法控制以不連續模式運行的DC-DC轉換器，在第二階段結束時，其 能通過測量在切換時由感應線圈產生的過電壓的符號來容易地調節第二階 段的持續時間。
因此，本發明涉及上面提到的控制DC-DC轉換器的方法，其包含獨
立權利要求1中限定的特徵。
DC-DC轉換器控制方法中的特定步驟在從屬權利要求2-7中限定。 根據本發明的DC-DC轉換器控制方法的一個優點在於，第二階段的
持續時間——其中，感應線圏中的電流處於減小階段——能通過間接測量感應線圏電流來得到修改。為了做到這一點，根據開-關原理，過電壓一一 其在第二階段結束時由感應線圏在切換期間產生一一的符號能以數字方式 調節第二階段的持續時間。因此，不再需要使用快速比較器來測量感應線
圈電流it^:時的非常低的偏移電壓。
本發明的DC-DC轉換器利用了在第二階段時間段T2結束時當開關被 斷開時感應線圏的過電壓的符號。然而，過電壓符號的檢測在用於調節此 持續時間T2的環(loop)上有不同的作用。事實上，代替如美國專利 No.7，279，877中提到的對測量開關的殘餘電壓的快速比較器的偏移進行校 正的是，在本發明中，經由簡單的調節器來改變持續時間T2。這消除了對 任何受控偏移快速比較器的需要，並大大簡化了持續時間T2的調節環。
才艮據本發明對過電壓符號的利用與在例如Buck轉換器的情況下通過 測量所涉及開關的極低殘餘電壓來檢測感應線圏電流過零的傳統方法全然 不同。相對於輸出電壓測量過電壓、特別是其符號意味著能夠直接提供剛 好在第二階段時間段T2結束後在感應線圈中流動的電流的符號。因此， 此符號——其因此為二進位變量一一的利用是本發明的基礎。因此，相比 於現有技術的DC-DC轉換器，低電力DC-DC轉換器的效率大大提高。
本發明還涉及用於實現該控制方法的DC-DC轉換器，其包含獨立權 利要求8的特徵。
DC-DC轉換器的特定實施例在從屬權利要求9-11中限定。


基於附圖所示轉換器的非限制性實施例，由下面的說明可更為清楚地 明了 DC-DC轉換器控制方法的目標、優點和特徵，在附圖中
圖la以簡化的方式示出了用於實現控制方法的DC-DC轉換器的第一 基本實施例；
圖lb、 lc作為時間的函數示出，對於太短或太長的控制方法的第二階 段持續時間，圖la的轉換器的感應線圏一端的電壓以及經過感應線圈的電 流的形狀；圖2a以簡化的方式示出了用於實現控制方法的DC-DC轉換器的第二 基本實施例；
圖2b與2c作為時間的函數示出，對於太短或太長的控制方法的第二 階段持續時間，圖2a的轉換器的感應線圏一端的電壓以及經過感應線圏的 電流的形狀；
圖3a以簡化的方式示出了用於實現控制方法的DC-DC轉換器的第三 基本實施例；
圖3b與3c作為時間的函數示出，對於太短或太長的控制方法的第二 階段持續時間，圖3a的轉換器的感應線圏一端的電壓以及經過感應線圏的 電流的形狀；
圖4a以簡化的形式示出了圖2a的DC-DC轉換器的第一變型，其具 有根據本發明用於調節控制方法的第二階段持續時間的裝置；
圖4b作為時間的函數示出了在根據本發明的控制方法的各個循環中 施加到圖4a的DC-DC轉換器的不同元件的控制信號；
圖5a以簡化的形式示出了圖2a的DC-DC轉換器的第二變型，其具 有根據本發明用於調節控制方法的第二階段持續時間的裝置；以及
圖5b作為時間的函數示出了在才艮據本發明的控制方法的各個循環中 施加到圖5a的DC-DC轉換器的不同元件的控制信號。
具體實施例方式
在下面的說明中，用於實現控制方法的多種類型DC-DC轉換器的所 有元件——其對本領域技術人員是公知的——僅僅以簡化的形式進行了介 紹。為了理解DC-DC轉換器控制方法，首先參照對多種類型的DC-DC轉
換器的M元件的闡釋。
圖l原理性地示出了 Buck DC-DC轉換器，即具有與連續輸入電壓等 ^M目比較低的輸出電壓等級的降壓轉換器。輸出電壓Vout相對於輸入電 壓Vbat的降低依賴於第一與第二階段Tl與T2的持續時間，並且為比值 Tl/ (Tl+T2)的函數。輸入電壓Vbat優選為由電池Bat提供，而在輸出Vout上，與負栽電阻器Rt並聯的電容器C進行濾波。
DC-DC轉換器特別包含作為電抗元件的感應線圈L以及作為開關的 PMOS電晶體Pl與NMOS電晶體Nl。 PMOS與NMOS電晶體Pl與Nl 串聯連接，其源極端子分別連接到電池Bat的各個端子。電晶體P1與N1 各自交替地受到其相應的柵極端子上的相應控制信號CK1與CK2的控制。 控制信號CK1限定控制方法的第一階段，而信號CK2限定該方法的第二 階段。串聯電晶體Pl與Nl的漏極的連接節點連接到感應線圈L的一端， 而感應線圏L的另一端連接到電容器C上的轉換器輸出。
在正常運行中，第一鎖定環對第一階段的持續時間Tl的值進行改變， 使得輸出電壓Vout對應於希望的基準電壓。根據本發明，第二階段的持 續時間T2的值通過第二鎖定環獲得。
圖lb示出了在第一與第二階段中經過感應線圏的電流L的形狀。在 持續時間為T1的第一階段中，電流線性上升，而在持續時間為T2的第二 階段中，電流線性下降。在持續時間為Tl的第一階段中，通過在其柵極 端子上提供的控制信號CKl，使得PMOS電晶體Pl導通，而使NMOS 電晶體N1不導通。然而，在持續時間為T2的第二階段中，通過在其柵極 端子上提供的另 一控制信號CK2，使得NMOS電晶體Nl導通，而使PMOS 電晶體Pl不導通。控制信號CKl必須處於低狀態以使PMOS電晶體Pl 導通，而控制信號CK2必須處於高狀態以使NMOS電晶體Nl導通。
由圖lb可見，第二階段持續時間T2過短。感應線圏中的電流因此在 此第二階段結束時不為零，並且，正是NMOS電晶體Nl的村底漏極二極 管(substrate drain diode)保證了電流lL下降為零。因此，在持續時間 T2結束時，感應線圏L和兩個電晶體Pl與Nl的漏極端子的連接節點上 的電壓Vx以負的電壓值Udn低於零，這意味著持續時間T2過短。
圖lc示出了第一與第二階段中經過感應線圏的電流IL以及電壓Vx的 形狀，但這次是對於與抵消電流IL所需相比較長的第二階段持續時間T2。 在持續時間T2結束時，PMOS電晶體Pl的襯底漏極二極體抵消電流，這 次通過產生與直接二極體電壓Udp的輸入電壓Vbat相比較高的電壓Vx。因此，在持續時間T2結束時，作為相對於最優的希望持續時間可能 太短或是太長的持續時間T2的函數，電壓Vx中存在大的變化。這種大的 電壓差、或者優選為其相對於輸出電壓Vout的符號能容易地根據下面介 紹的本發明的控制方法用於調節持續時間T2。
圖2a原理性地示出了 Boost DC-DC轉換器。這種類型的轉換器能相 對於連續輸入等級Vbat增大輸出電壓等級Vout。升壓比由第一與第二階 段持續時間Tl與T2即由比值(Tl+T2 ) /Tl給出。
DC-DC Boost轉換器包含作為電抗元件的感應線圈L以及作為開關的 PMOS電晶體Pl與NMOS電晶體Nl。 PMOS與NMOS電晶體PI與Nl 串聯連接。電晶體N1的源極端子連接到地端子，而電晶體Pl的源極端子 連接到輸出端子Vout，在輸出端子Vout上，通過與負載電阻器RL並聯的 電容器C進行濾波。
電晶體PI與Nl各自交替地受到在其相應的柵極端子上的相應控制信 號CKl與CK2的控制。控制信號CKl限定控制方法的第一階段，而控制 信號CK2限定該方法的第二階段。控制信號CKl必須處於高狀態以使/f吏 NMOS電晶體Nl導通，而控制信號CK2必須處於低狀態以便使PMOS 電晶體PI導通。
串聯電晶體PI與Nl的漏極的連接節點Vy連接到感應線圏L的一端， 感應線圏L的另一端連接到連續電壓源的正端子Vbat。連續電壓源優選為 電池Bat或蓄電池。
經過感應線圏L的電流Ip電晶體PI與Nl的漏極端子以及感應線圏 L的連接節點的電壓Vy的波形在圖2b以及2c中示出。
圖2b與2c中經過感應線圏的電流的波形對應於參照圖lb與lc介紹 的電流的波形。然而，涉及過電壓檢測的電壓Vy的波形是圖lb、 lc所示 過電壓Vx的波形的反^f象(reverse)。在圖2b所示的第一種情況下，階段 持續時間T2過短。在此時間段T2結束時，通過產生高於直接二極體電壓 Udp的輸出電壓Vout的電壓Vy， PMOS電晶體PI的襯底漏極二極體抵 消電5充。在圖2c所示第二情況下，持續時間T2過長。在此持續時間T2結束 時，NMOS電晶體Nl的襯底漏極二極體抵消電流，這次是通過產生具有 負電壓值Udn的電壓Vy。因此，與前面一樣，剛好在將被調節的持續時 間T2之後的感應線圏電壓Vy的符號依賴於經過感應線圈的電流Il的符 號。
圖3a原理性地示出了組合了 Buck與Boost型的DC-DC轉換器。這 種類型的轉換器通常既可相對於連續輸入電壓等級Vbat升高又可降低輸 出電壓等級Vout。然而，這種類型的轉換器還可提供與輸入電壓等級Vbat 同樣等級的輸出電壓Vout。升壓或降壓比由第一與笫二階段持續時間Tl 與T2給出，即由T1/T2給出。
組合DC-DC轉換器包含作為電抗元件的感應線圈L、第一 PMOS晶 體管Pl、第一 NMOS電晶體Nl、第二 PMOS電晶體P2、第二 NMOS 電晶體N2。第一 PMOS與NMOS電晶體PI與Nl串聯連接，其源極端 子分別連接到連續電壓源一一其可以為電池Bat—一的各個端子。串聯晶 體管PI與Nl的漏極端子連接節點連接到感應線圏L的第一端子。第二 PMOS與NMOS電晶體P2與N2串聯連接，其源極端子分別連接到輸出 電壓端子Vout以及地端子。這些第二電晶體P2與N2的各個漏極端子Vy 連接到感應線圈L的第二端子。在電壓輸出Vout上通過與負載電阻器RL 並聯的電容器C進行濾波。
首先，各自通過施加在其柵極端子上的相應控制信號CK1'與CKl， 第一電晶體PI與第二電晶體N2受到控制以4更在持續時間為Tl的同樣的 第一階段中導通。當相反的控制信號CK1，處於低狀態時，控制信號CKl 處於高狀態。在此第一階段中，不使第二電晶體P2與第一電晶體Nl導通。 在此第一階段中，線性上升的電流經過感應線圏L。
在第一階段後的持續時間為T2的第二階段中，通過施加在其柵極端 子上的相應控制信號CK2與CK2，，使得第二電晶體P2與第一電晶體 Nl各自導通。當相反的控制信號CK2處於低狀態時，控制信號CK2，處 於高狀態。在此第二階段中，不使第一電晶體P1與笫二電晶體N2導通。在此第二階段中，通過感應線圏L的電流正常地減小到零值，如果持續時 間T2被適當調節的話。
圖3b與3c的波形對應於關於過電壓檢測主要參照圖2b與2c介紹的 的波形。在圖3b所示的第一情況下，持續時間T2過短。在此持續時間 T2結束時，第二 PMOS電晶體P2的襯底漏極二極體通過產生與來自直接 二極體電壓Udp的輸出電壓Vout相比較高的電壓Vy來抵消電流。
在圖3c所示的第二情況下，持續時間T2過長。在此持續時間T2結 束時，第二NMOS電晶體N2的襯底漏極二極體抵消電流，這次是通過產 生具有負電壓值Udn的電壓Vy。因此，與先前一樣，剛好在必須受到調 節的持續時間T2之後的感應線圈電壓Vy的符號依賴於經過感應線圏L的
電流lL的符號。
現在將參照圖4a與4b介紹才艮據本發明的DC-DC轉換器控制方法， 其涉及Boost轉換器。然而，顯然，所述方法可應用於上面介紹的具有作 為電抗元件的感應線圏L的任何類型的DC-DC轉換器。
如先前所介紹，感應線圈L的一端的電壓用於檢測第二階段的第二持 續時間T2結束時所述電壓的符號，以便相對於理想值對持續時間T2進行 校正。與美國專利No.7，279，877公開的使用此信息來對檢測感應線圏電流 過零的快速比較器的偏移進行調節的裝置不同，根據本發明的控制方法不 使用快速比較器來調節持續時間T2。簡單地在持續時間T2上進行連續的 近似，以便使之向其最優值收斂。
圖4a示出了 DC-DC轉換器的第一變型，其具有用於產生和控制持續 時間T2的裝置，以便實現根據本發明的控制方法。DC-DC轉換器的此實 施例所用的開關優選為串聯安裝的PMOS電晶體Pl和NMOS電晶體Nl。 圖4a的DC-DC轉換器類型對應於參照圖2a所介紹的第二實施例。這種 類型的DC-DC轉換器以與輸入電壓Vbat——其來自例如電池Bat——相 比較高的等級供給輸出電壓Vout。
這種Boost DC-DC轉換器因此包含作為電抗元件的感應線圏L、 PMOS電晶體PI與NMOS電晶體Nl。 PMOS與NMOS電晶體PI與Nl串聯連接。電晶體N1的源極端子連接到地端子，而電晶體P1的源極端子 連接到輸出端子Vout。串聯連接的電晶體Pl與Nl的漏極連接節點連接 到感應線圏L的一端，而感應線圈L的另一端連接到連續電壓源的正端子 Vbat。這種連續電壓源優選為電池Bat或蓄電池。為筒化起見，輸出電容 器C和負載電阻器rl未示出。
如圖4b示出，在持續時間為Tl的第一階段中，NMOS電晶體Nl的 柵極端子上的第一控制信號CK1使得所述電晶體導通。在第一階段期間， 第一控制信號處於狀態l，即高狀態。第一控制信號CK1在第一鎖定環中 供給，第一鎖定環由於是公知的且不構成本發明的一部分故而未示出。
PMOS電晶體Pl的柵極端子的第二控制信號CK2使得所述電晶體在 第一階段期間不導通，但在持續時間為T2的第二階段期間導通。在第一 階段期間，第二控制信號CK2因此處於狀態1，而其在第二階段開始時變 為狀態0，即低狀態。在第二階段期間，通過使笫一控制信號CK1變為狀 態0,使得NMOS電晶體Nl不導通。第一控制信號CK1的下降沿可用於 從第一階段切換到第二階段，如圖4b的參考標號Pt所示。
在第一階段的第一持續時間Tl期間，電流通過感應線圏L線性上升， 而在第二階段的第二持續時間T2期間，電流在感應線圏中下降。此轉換 器的運行或時鐘頻率可被包含在幾百赫茲與幾兆赫茲之間，例如具有 2MHz的數量級，輸入電壓Vbat可被包含在0.9與3.3V之間。此頻率依 賴於放在DC-DC轉換器中的感應線圏L的值。
為了能夠在所述持續時間過短或過長的情況下調節第二階段的持續時 間T2，調節裝置包含用於檢測第二階段結束時感應線圏端子Vy的過電壓 的裝置。此檢測裝置包含D觸發器2。此D觸發器的輸入能直接連接到晶 體管Pl與Nl的漏極端子與感應線圏L的一端的連接節點Vy。 D觸發器 由第三控制信號CK2b提供時鐘，該信號的上升沿用於在非反相輸出Q上 改變輸入D的狀態。觸發器的非反相輸出Q連接到定時裝置，該裝置首先 包含由電阻器Ri和電容器Ci構成的筒單積分器。在DC-DC轉換器鎖定 環的各個運行循環Tc上，通過將電阻器Ri和電容器Ci類似於低通濾波器地布置，進行積分。電容器Ci的電壓等級使得定時裝置的定時器3—一 其由第一時鐘信號CK1的反像提供時鐘，即在信號CK1的下降沿上一一 供給輸出信號CK2。此輸出信號CK2的作用類似於限定每個循環中第二 階段的改變得到的持續時間T2的第二控制信號。
如圖4b所示，在第一階段T1結束時，第二控制信號CK2變為有效， 使得PMOS電晶體Pl導通。由於輸出電壓Vout高於輸入電壓Vbat,感 應線圏中的電流下降。在由定時器3決定的特定時刻，使得第二控制信號 CK2無效，結果，阻塞電晶體P1。假設兩個電晶體N1與Pl被阻塞，且 如果通過感應線圏的電流不為零，所述電流必須經由電晶體Pl或Nl的襯 底漏極二極體傾向於零。運行的二極體依賴於在持續時間T2結束時經過 感應線團的電流的方向。因此，通過雜散二極體的此通道產生電壓Vy，依 賴於所用的二極體，其高於輸出電壓Vout，或者小於零。
第三控制信號CK2b為第二控制信號CK2的副本(replica)，用於通 過其上升沿在輸出Q上控制D觸發器的輸入狀態。然而，相比於定義持續 時間T2的第二控制信號CK2的從狀態0到狀態1的轉變，第三控制信號 的上升沿在從狀態0到狀態1的轉變中具有輕微的延遲t。這種輕微的延 遲t淨皮確定，以^更為感應線圈一端上的電壓Vy留出以正確方向——或者 高於輸出電壓Vout，或者低於零一一移動的時間。這種輕孩i的延遲T可以 為幾個納秒的數量級。
所有這些操作以主轉換器時鐘的節奏重複。D觸發器的輸出Q因此是 二進位數據流。此二進位數據的平均值代表施加到定時器3的控制電壓Vi。 因此，此定時器供給持續時間T2的第二控制信號CK2，持續時間T2通過 連續的近似傾向於向著其理想值移動。如前面所述，簡單的低通濾波器一一 其由電阻器Ri和電容器Ci構成——構成二進位流積分器的一部分。此濾 波器足夠產生對定時器進行調節的連續電壓Vi，使得持續時間T2的值通 過簡單的電子元件在連續的調節循環上得到適當的調節。
圖5a示出了 DC-DC轉換器的第二變型，其具有調節持續時間T2的 裝置，以便實現根據本發明的控制方法。此調節裝置包含用於檢測第二階段結束時感應線團端子Vy的過電壓的裝置。用於檢測過電壓符號的這些 裝置主要包括開關5、比較器4以及D觸發器2。如圖4a中那樣，所用開 關優選為串聯安裝的PMOS電晶體Pl和NMOS電晶體Nl。為筒化起見， 圖5a的DC-DC轉換器也對應於參照圖2a所介紹的第二實施例，但沒有 輸出電容器C和負載電阻器Rl。這種類型的DC-DC轉換器供給輸出電壓 Vout，其等級高於輸入電壓Vbat——其例如來自電池Bat——的等級。由 於此DC-DC轉換器包含與參照圖4所介紹的相同的幾個元件，不再詳細 對它們進行闡釋。
如圖5b所示，為了使第二階段的持續時間T2在所述持續時間過短或 過長的情況下能夠被調節，轉換器還包含用於調節持續時間T2的裝置。 為了做到這一點，DC-DC轉換器的調節裝置還在感應線圏L的端子Vy與 D觸發器2之間包含比較器4、開關5以及比較器的一個輸入上的電容器 Ce。比較器4的負輸入連接到輸出端子Vout，而比較器的正端子經由開關 5連接到電晶體Pl與Nl的漏極端子和感應線圏L的一端的連接節點Vy。 用於存儲電壓等級Vy的電容器Ce將比較器4的正輸入連接到轉換器的地 端子。第四控制信號CK2a控制開關5的斷開或閉合。
開關5可以為NMOS電晶體，其受到第四控制信號CK2a的控制，並 對於整個持續時間T2以及在非常短的附加延遲Tl期間處於閉合狀態。類 似於傳統的跟隨器-保持器，節點Vy的狀態被存儲在電容器Ce中。第四 控制信號CK2a是第二控制信號CK2的反相副本，但狀態1以這種極短的 附加延遲Tl延伸。這種極短的延遲Tl可以為幾個納秒的數量級。比較器 4將存儲在電容器Ce中的電壓與輸出電壓Vout進行比較，以便限定第二 階段持續時間T2相對於其理想值的誤差符號。
比較器4全然是傳統的，因此不需要是快速的，因為在其輸入上存在 的電壓非常穩定。比較器4因此在其輸出上供給取狀態1或狀態0的邏輯 信號。此邏輯信號被存儲在D觸發器中，D觸發器由第三控制信號CK2b 提供時鐘，第三控制信號CK2b為信號CK2的副本，但相比於第二控制信 號CK2在從狀態0到狀態1的轉變中具有附加延遲Tl+i"2。相對於受到第四控制信號CK2a控制的開關5從閉合狀態到斷開狀態的轉變，第三控制 信號CK2b也延遲t2。延遲t2必須足夠使比較器輸出在存儲在D觸發器 中的時刻是穩定的。
如先前一樣，所有這些操作以主轉換器時鐘的節奏重複。D觸發器的 輸出Q因此為二進位數據流。此二進位數據流的平均值表示將被施加到定 定時器3的控制電壓，故其供給持續時間T2的信號CK2，持續時間T2 通過連續的近似傾向於向著其理想值移動。簡單的低通濾波器一一其由電 阻器Ri和電容器Ci構成一一因此構成二進位流積分器的一部分。此濾波 器足夠產生用於調節定時器3的連續的電壓Vi。
當然，調節持續時間T2以實現對處於不連續模式的DC-DC轉換器的 控制方法的裝置可同樣地應用於圖la和3a所示的基本DC-DC轉換器結 構。然而，在圖la中第一與第二控制信號CKl與CK2為圖2a的第一與 笫二信號CK1與CK2的反相信號。在第一階段中，必須使PMOS電晶體 Pl導通，而在第二階段中必須使NMOS電晶體Nl導通。
在不脫離權利要求所限定的本發明的範圍的情況下，本領域技術人員 可由已經給出的說明得出DC-DC轉換器控制方法的幾種變型。DC-DC轉 換器可包含兩個輸出，以簡單的感應線圈作為電抗元件。
權利要求
1.一種控制DC-DC轉換器的方法，所述DC-DC轉換器包含作為電抗元件的感應線圈(L)，其用於與一組至少兩個交替運行的開關(P1，N1)協作，供給具有與由連續電壓源(Bat)提供的輸入電壓(Vbat)的等級相比較高、相等或較低等級的輸出電壓(Vout)，該方法包含各個連續的控制循環中的第一階段，在第一階段中，第一控制信號(CK1)控制至少第一開關(P1，N1)，以便在第一預定持續時間(T1)期間使得所述開關導通並增大通過感應線圈的電流，其特徵在於，該方法包含在第一階段之後的第二階段，在第二階段中，第二控制信號(CK2)控制至少第二開關(N1，P1)，以便在第二可調節的持續時間(T2)期間使得所述開關導通並減小通過感應線圈的電流，檢測裝置(2，4，5)被提供，以便在第二階段結束時檢測感應線圈的連接到開關的一個端子(Vx，Vy)的任何過電壓的符號並用於供給檢測信號，依賴於檢測到的過電壓符號，檢測信號在另一個連續循環的檢測之前被保持在高狀態或低狀態達確定的持續時間，定時裝置(Ri，Ci，3)接收檢測信號，以便在各個連續的循環中改變第二階段的第二持續時間，從而在第二階段結束時抵消感應線圈中的電流。
2. 根據權利要求l的控制方法，其特徵在於，在各個連續的控制循環 中，二進位檢測信號在定時裝置中被積分(Ri， Ci),以便向定時器(3) 提供平均控制電壓(Vi)，定時器(3)在其持續時間被改變的第二階段中 供給第二控制信號(CK2)。
3. 根據權利要求2的控制方法，其特徵在於，定時器(3)由第一階 段結束時的第一控制信號(CK1)的上升或下降沿提供時鐘，以便供給第 二控制信號(CK2)，從而在第二改變的持續時間(T2)期間使得第二開 關(P1, Nl)在第二階段中導通。
4. 根椐權利要求l的控制方法，其特徵在於，在第二階段結束時由檢 測裝置進行的對感應線圏一個端子(Vx， Vy)的過電壓符號的檢測通過D觸發器(2 )來進行，D觸發器(2 )在各個循環中由第三控制信號(CK2b ) 的上升或下降沿提供時鐘，以便在輸出上供給檢測信號。
5. 根據權利要求4的控制方法，其中，D觸發器的一個輸入被直接連 接到感應線圏的接至開關(P1, Nl)的端子，其特徵在於，用於檢測過電 壓的第三控制信號(CK2b )的上升沿或下降沿在第二階段的第二持續時間 結束後的延遲(t)之後且在不連續模式的控制循環結束之前作用。
6. 根據權利要求4的控制方法，其中，DC-DC轉換器的比較器(4) 經由負輸入連接到輸出電壓端子(Vout)，並經由正輸入連接到電容器(Ce)，電容器(Ce)用於對感應線圏(L) 一端的電壓進行存儲且通過 受到第四控制信號(CK2a)控制的另一開關(5)連接到開關，其特徵在 於，過電壓符號通過比較器(4)直接檢測，比較器(4)在第二階段的整 個第二持續時間期間通過處於閉合狀態的、受到笫四控制信號(CK2a)控 制的所迷另一開關(5)連接，在第二持續時間(T2)結束時，該開關被 斷開，以便存儲電容器的過電壓等級，使得比較器向D觸發器(2)的輸 入供給輸出信號。
7. 根據權利要求6的控制方法，其特徵在於，在第二階段的第二持續 時間結束之後的延遲(t)之後，且在不連續模式的各個控制循環結束之前， 第四控制信號(CK2a)斷開所述另一開關(5)，並且，用於對D觸發器(2)提供時鐘的第三控制信號(CK2b)的上升沿或下降沿在開關斷開延 遲後的附加的延遲(t2)之後且在不連續模式的各個控制循環結束之前插 入。
8. 適用於實現根據權利要求1的控制方法的DC-DC轉換器，所述轉 換器包含作為電抗元件的感應線圏(L)，其用於與一組至少兩個交替 運行的開關(Pl， Nl)協作，供給與由連續電壓源(Bat)提供的輸入電 壓(Vbat)的等^M目比具有較高、相等或較低等級的輸出電壓(Vout)， 至少第一開關在控制循環的第一階段受到第一控制信號(CK1)控制，而 至少第二開關在第二階段受到第二控制信號(CK2)控制，其特徵在於還包含檢測裝置(2, 4， 5),所述檢測裝置糹皮設置為用於在各個控制循環的第二階段結束時檢測感應線圏的連接到開關的一個端子(Vx， Vy)的任何 過電壓的符號，並用於向定時裝置(Ri， Ci， 3)提供農賴於檢測到的過電 壓符號處於高狀態或低狀態的檢測信號，定時裝置(Ri， Ci， 3)能在各個 連續循環中改變第二階段的第二持續時間，以便在第二階段結束時抵消感 應線圈中的電流。
9. 根據權利要求8的DC-DC轉換器，其特徵在於，檢測裝置包含D 觸發器(2) , D觸發器(2)的一個輸入被直接連接到感應線圈的接至開 關的一個端子(Vx， Vy)，所述D觸發器由在笫二階段結束之後插入的 第三控制信號的上升沿或下降沿提供時鐘，以便供給處於高狀態或低狀態 的檢測信號。
10. 根據權利要求8的DC-DC轉換器，其特徵在於，檢測裝置包含比 較器(4)，比較器(4)經由負輸入連接到輸出電壓端子(Vout),並經 由正輸入連接到電容器(Ce)，電容器(Ce)用於存儲感應線圏(L)的 一端的電壓且經由受到第四控制信號(CK2a)控制的另一開關(5)連接 到開關，使得所述另一開關在各個第二階段期間處於閉合狀態，且在第二 階段後的第一延遲(t1)之後處於斷開狀態，比較器的輸出信號被提供給 D觸發器，D觸發器由在所述另一開關斷開後的第二延遲(t2)之後插入 的第三控制信號的上升沿或下降沿提供時鐘，以^更供給處於高狀態或低狀 態的檢測信號。
11. 根據權利要求8的DC-DC轉換器，其特徵在於，定時裝置包含 積分器，其由連接到檢測裝置的輸出的電阻器(Ri)以及電容器(Ci)構 成；定時器(3)，其被連接到電阻器與電容器的連接節點，其存儲在電容 器中的電壓控制定時器來決定第二階段的第二持續時間(T2)。
全文摘要
DC-DC轉換器包含作為電抗元件的感應線圈(L)，其用於與交替運行的兩個開關(P1，N1)協作，供給相對於輸入電壓(Vbat)的等級具有確定等級的輸出電壓(Vout)。轉換器控制方法包含各個循環中的具有第一持續時間的第一階段，第一開關(N1)被控制以便使所述開關導通，並使感應線圈中的電流上升，第二階段，在第二可調節時間段中，第二開關(P1)被控制以便導通，並減小感應線圈中的電流。檢測裝置(2)——例如D觸發器——被提供，用於在第二階段結束時檢測感應線圈的連接到開關的一個端子(Vx，Vy)的過電壓的符號，並供給依賴於檢測到的過電壓的符號被保持在高狀態或低狀態的檢測信號。定時裝置(Ri，Ci，3)接收檢測信號，以便在各個連續的循環中改變第二階段的第二持續時間，從而在第二階段結束時抵消感應線圈中的電流。
文檔編號H02M3/145GK101540548SQ200910128049
公開日2009年9月23日 申請日期2009年3月19日 優先權日2008年3月19日
發明者J-F·普羅託, P·海姆 申請人:斯沃奇集團研究和開發有限公司