數字重放信號處理裝置的製作方法
2023-06-16 22:24:26
專利名稱：數字重放信號處理裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一數字重放信號處理裝置，具體來說，涉及所採用的局部響應適用於最小碼長具有相當大範圍場合根據碼字重放數字記錄的回放系統中設有的數字重放信號處理電路的數字重放信號處理裝置。
背景技術：
最近，包括可近乎永久性存儲記錄的光碟(此後稱CD)和數字多功能光碟(此後稱為DVD)在內的數字記錄媒體受到關注。
為了回放CD和DVD上記錄的信號，普遍採用種種模擬重放信號處理裝置，因為這些電路規模相當簡單、小型，因此能夠以較低成本製造。
作為第一現有例，現參照圖7說明一模擬DVD重放信號處理裝置。
圖7是下面所說明的重放信號所經過的現有模擬重放信號處理裝置Z配置的框圖。
如圖7所示，利用讀取頭102從記錄媒體101讀出模擬重放信號並送至一模擬濾波器103。濾波器103除掉信號中的高頻噪聲成分，並增強信號中特定頻率範圍來減小擾動。
經濾波器103濾波的信號接著傳送至一DC電平控制電路104和一電平比較器105。DC電平控制電路104從所濾波的模擬重放信號當中提取提取一DC成分，並將它釋放至用以確定取樣電平的比較器105。
比較器105將所濾波的模擬重放信號與取樣電平相比較，判定是大於還是小於該電平，並將其二進位判定釋放作為二進位數據。
該二進位數據送至一相位比較器106，其中將它與一電壓控制振蕩器108所發出的時鐘信號進行相位比較。相位比較誤差造成的一相位誤差信號經一環路濾波器107送至電壓控制振蕩器108用來控制時鐘信號的振蕩。
當如上所述進行模擬重放信號處理裝置Z中的信號處理過程時，從CD或DVD記錄當中讀出的重放信號所具有的電平完整，但並不令人滿意。因此期望開發改進的重放信號處理裝置在一較高水準上處理信號。
DVD系統採用的是基於「8至14調製」(此後稱為EFM)碼或EFM＋碼的信號，其中一碼字的最小碼長為3T。DVD系統光學部的頻率響應示於圖6。
通常，DVD記錄是高密度的，它們的重放信號的通道速率和重放速率設定為高於圖6所示光學系統頻率響應的頻率。利用光學系統中的頻率響應，從而會以明顯衰減電平重放該碼字的任何1T信號。具體來說，在例如FEM中將最小碼長設定為3T，允許所要識別的最小坑點長度與3T同樣長。若重放速率的碼長包含一長度為1T的坑點，其信號大小便太小而難以識別或讀取，也就是說，1T信號成分衰減到無法重放的電平。
所以說，DVD系統重放部的S/N(信號-噪聲)比相當高。利用這種高S/N比和其最小碼長有限的EFM信號，DVD系統便提供高密度記錄的能力。
對於磁光碟系統，則採用稱為「局部響應最大近似度」(此後稱為PRML)的獨特重放信號處理方法來提高記錄密度。
PRML方法是通信技術中局部響應技術和編碼技術中最大近似度解碼技術的結合。因此需要選擇其頻率響應與PRML所回放信號的頻率響應匹配的優化型局部響應。
例如，磁碟輸出的回放信號具有諸如圖8所示磁記錄特性的帶通特性。其頻率響應與表現出可以以(1，0，-1)為特徵的帶通特性的磁記錄重放信號的頻率響應相匹配。如圖8所示，磁記錄的重放信號的頻率響應與局部響應(1，0，-1)的頻率響應很近似，不必增強更高頻域就可以方便地使它們均衡。具體來說，局部響應的頻率特性與碼字關係密切。
已經嘗試將PRML方法應用於DVD信號，來藉助於PRML方法的優點提高DVD媒體的記錄密度。因此需要對PRML方法的DVD信號進行處理，來開發一具有更高信號讀出能力的改進的數字重放信號處理裝置。
圖9是作為第二現有例所記錄的是PRML方法信號的磁光碟所用的數字重放信號處理裝置其配置的框圖。下面說明信號處理裝置Y處理重放信號的過程。
如圖9所示，讀取頭202讀出的模擬重放信號送至一模擬濾波器203，從而使其高頻噪聲截止，並控制其在特定頻段內的信號成分接近局部響應(1，1)的頻率特性。經過濾波的模擬重放信號接著送至一DC電平控制電路204，電平比較器205和模擬/數字變換器209。
DC電平控制電路204從模擬重放信號當中提取DC成分，並將它送至電平比較器205用作一取樣電平。比較器205將所濾波的模擬重放信號與取樣電平比較，並輸出其比較信號至一相位比較器206。
相位比較器206對比較信號和一電壓控制振蕩器208提供的時鐘信號進行比較，並經一環路濾波器207將其相位誤差信號送至電壓控制振蕩器208。時鐘信號還送至模擬/數字變換器209和維特比解碼器210。
經濾波的模擬重放信號由模擬/數字變換器209變換為一數位訊號，接著送至局部響應(1，1)型維特比解碼器210變換為一二進位數據。
圖10是示出磁光碟重放信號頻率響應和局部響應(1，1)的頻率響應圖。由圖可知，兩特性曲線在形狀上類似，這表明該頻率響應不需要在均衡過程中增強高頻頻段就行。
用於載置PRML信號的磁光碟所用的數字重放信號處理裝置Y允許以高於第一現有例模擬重放信號處理裝置Z的保真度從其記錄媒體當中重放信號。
但採用局部響應(1，1)的數字重放信號處理裝置Y仍然存在無法與DVD或CD系統兼容的缺點。
如前文所述，DVD或CD系統通常採用其最小碼長為3T的EFM碼或EFM+碼。但EFM碼或EFM+碼在高頻頻段所載信息較少。因而，DVD或CD系統中記錄的位速率設定得相當高時，所重放信號的頻率響應會在其高頻頻段表現出一明顯衰減的電平。這造成頻率響應採用局部響應(1，1)的數位訊號處理過程中DVD或CD系統的EFM碼或EFM+碼的重放信號中高頻噪聲增強，這樣便妨礙以高保真度讀出所重放的信號。
由於提高局部響應的階使頻率響應中高頻段的增強效應受到抑制，因而可以利用更高階的局部響應來消除數字重放信號處理裝置中高頻段的增強問題。但局部響應的階越高，裝置的電路構成越複雜。
圖2示出DVD重放信號的頻率響應以及局部響應。如圖2所示，縱軸表示輸出增益，橫軸表示經過歸一化的頻率。顯然，光頻率響應允許在低頻頻段輸出信號，並且輸出隨歸一化頻率的提高而下降，大於0.3頻率處幾乎無輸出。局部響應(1，1)，(1，2，1)和(1，3，3，1)的3條曲線分別由下列表達式(1)、(2)和(3)表達。注意1+D表示一電流信號與延遲1T的信號的相加。
1+D=1＋exp(-jw) (1)(1+D)2=(1+exp(-jw))2(2)(1+D)3=(1+exp(-jw))3(3)
現在考慮的是基於NRZ(non-return to zero；不歸零)碼的判定電平。用於NRZ碼的判定電平為2(用2電平表示)，用於局部響應(1，1)的判定電平為3(用3電平表示)，用於局部響應(1，2，1)的判定電平為5(用5電平表示)，用於局部響應(1，3，3，1)的判定電平為9(用9電平表示)。例如，對局部響應給出的是信號「011111000」時，根據1+D的表達式(1)與一延遲1T的信號相加，因此用「x1222100x」表達，其中x根據其前後數值為0或1。因此和由3個數字「0」、「1」和「2」表達，判定電平的數目為3。若判定電平的數目升高到例如5或9更大的數目，判定會困難。而且，維特比解碼器的維特比電路構成會與判定電平的平方成正比增加。
可理解，即便利用局部響應(1，3，1)來消除任何現有的數字重放信號處理裝置中上述問題，但會令判定隨減小的高頻頻段中的增強效應更加困難，維特比電路的總體構成會變得龐大。而且，DVD重放信號的頻率響應會與局部響應(1，3，3，1)明顯不相近似，兩者難以均衡。利用局部響應(1，3，3，1)不理想。
由於上述問題，人們不願意利用種種的模擬回放信號處理裝置來重放DVD信號。
發明概述本發明目的在於，解決上述問題，以提供一種利用所具有的頻率響應適用於拾取基於其最小碼長為2T或以上碼字的高頻截止型信號的局部響應，且電路構成簡單的數字重放信號處理裝置，按照本發明，利用一有限衝擊響應Finite ImpulseResponse(此後稱為FIR)濾波器對數字重放信號進行的均衡採用(a，b，b，a)型局部響應作為目標特性，該FIR濾波器包括延遲元件構成，其中任意2個延遲元件與一乘法器連接，由此可明顯減少總體電路構成。具體來說，採用(3，4，4，3)型局部響應，從而對DVD信號的頻率響應進行方便的均衡。
實現本發明的第一方式，為一種數字重放信號處理裝置，用於從高頻截止型數字記錄裝置的記錄媒體當中讀出所記錄信號，其包括一讀取頭，用來讀出所記錄信號並將它釋放作為一模擬重放信號；一低通濾波器，用來從該模擬重放信號當中除掉高頻噪聲；一模擬/數字變換器，用來將低通濾波器所濾波的模擬重放信號變換成一數字重放信號；一FIR濾波器，用來利用一自適應均衡係數對該數字重放信號進行濾波一自適應均衡係數設定器，用來利用(a，b，b，a)定義的局部響應的衝擊響應特性使該數字重放信號的衝擊響應均衡，並確定該自適應均衡係數，將FIR濾波器所濾波的數字重放信號釋放作為一經均衡數字重放信號；一相位比較器，用來根據該數字重放信號或經均衡數字重放信號檢測一相位誤差信號；一局部響應瞬態判定器，響應FIR濾波器輸出信號，用來產生一瞬態數據判定信號並送至自適應均衡係數設定器和相位比較器；一維特比解碼器，用來將該FIR濾波器所釋放的經均衡數字重放信號解碼成一判定用數據；一環路濾波器，用來對相位比較器檢測出的相位誤差信號進行濾波；一數字/模擬變換器，用來將所濾波的相位誤差信號變換成一模擬信號；以及一電壓控制振蕩器，由數字/模擬變換器的輸出信號控制，以產生一時鐘信號送至所述維特比解碼器。第一方式的數字重放信號處理裝置因此能夠進行局部響應重放，與任何現有的模擬重放裝置相比讀出性能有所改進，並且在電路構成小型化方面有利。
實現本發明的第二方式，為第一方式的數字重放信號處理裝置，其中修改之處在於，FIR濾波器包括一延遲元件陣列，具有一系列按行互相連接的延遲元件，用來使輸入信號經每一元件延遲1T；多個乘法器，分別配置成將均衡係數與該輸入信號或位於延遲元件陣列至少兩個以上連續的延遲元件之後的延遲元件陣列的一節點所釋放的一延遲信號相乘；以及一加法器，用來累加乘法器的輸出信號。
實現本發明的第三方式，為第一方式的數字重放信號處理裝置，其中修改之處在於，自適應均衡係數設定器設有為一均衡目標的(a，b，b，a)型衝擊響應或局部響應，並配置成適時更新該自適應均衡係數用於改變(a，b，b，a)中數值a和b，使得局部響應瞬態判定器的瞬態數據判定信號與經均衡數字重放信號之差的均方為最小，由此可獲得該局部響應的所需特性。
實現本發明的第四方式，為第一方式的數字重放信號處理裝置，其中修改之處在於，局部響應瞬態判定器具有將與較低階或任何2電平檢測一起進行的電平判定所確定的數據變換為用於自適應均衡的局部響應的判定電平的功能，以及瞬態識別過零區的功能。
實現本發明的第五方式，為第一方式的數字重放信號處理裝置，其中修改之處在於，維特比解碼器包括一分支量度運算器，具有一用來改變與局部響應(a，b，b，a)對應的維特比判定電平的裝置；一路徑量度運算器，響應一控制信號發生器所送出的一選擇信號，以累加分支量度運算器的輸出信號；該控制信號發生器，通過比較路徑量度運算器的輸出信號與分支量度運算器的輸出信號，產生表明一被選取機率最高的路徑的選擇信號；以及一路徑存儲器，具有狀態存儲器，使得自適應均衡係數的設定與(a，b，b，a)型局部響應兼容。
實現本發明的第六方式，為第三方式的數字重放信號處理裝置，其中修改之處在於，自適應均衡係數設定器配置成壓縮nT(n=1，2，3，…)間隙處均衡係數的更新時間。
實現本發明的第七方式，為第五方式的數字重放信號處理裝置，其中修改之處在於，維特比解碼器配置成消除受碼長限制的路徑，並可通過改變局部響應(a，b，b，a)中數值a和b來任意修改維特比判定電平。
實現本發明的第八方式，為第一或第三或第五或第七方式的數字重放信號處理裝置，其中修改之處在於，局部響應(a，b，b，a)為(3，4，4，3)。
實現本發明的第九方式，為一種數字重放信號處理方法，其包括用讀取頭從高頻截止型數字記錄裝置記錄媒體當中讀出信號，利用一除掉其高頻噪聲的低通濾波器對讀出的信號進行濾波，並通過模擬至數字變換將它變換成數字重放信號的第一步驟；利用一由自適應均衡係數控制的FIR濾波器對第一步驟得到的數字重放信號進行濾波以便具有一經均衡數字重放信號的第二步驟；利用(a，b，b，a)規定的局部響應的衝擊響應特性使該數字重放信號的衝擊響應均衡，來確定自適應均衡係數使得經均衡數字重放信號釋放成為FIR濾波器輸出信號的第三步驟；以及將FIR濾波器所釋放的經均衡數字重放信號解碼成判定用數據的第四步驟。
實現本發明的第十方式，為第九方式的數字重放信號處理方法，其中修改之處在於，第三步驟特徵在於，利用(3，4，4，3)規定的局部響應的脈衝特性使第二步驟產生的數字重放信號的衝擊響應均衡，來確定自適應均衡係數，從而將經均衡數字重放信號從FIR濾波器釋放作為一輸出信號，而第四步驟特徵在於，按照局部響應(3，4，4，3)將經均衡數字重放信號解碼成判定用數據。
附圖簡要說明圖1是本發明一數字重放信號處理裝置的構成圖；圖2是表示高階局部響應的頻率特性和DVD重放信號頻率響應的特性圖；圖3是本發明一實施例中所用的FIR濾波器的構成圖；圖4示意表示不同類型的局部響應的視覺圖譜；圖5是局部響應(3，4，4，3)型維特比解碼器的構成圖；圖6示出的是DVD系統光學部中的頻率響應；
圖7是現有DVD系統模擬重放信號處理裝置的構成圖；圖8示出的是磁碟磁記錄重放信號的頻率響應；圖9是對磁光碟的PRML重放信號進行處理的重放信號處理裝置的構成圖；以及圖10示出的是局部響應(1，1)的頻率特性和磁光碟重放信號的頻率響應。
較佳實施例的說明下面參照
本發明實施例。圖1是表示本發明主要實施例一數字重放信號處理裝置X的構成圖。重放信號處理裝置中信號的流程說明如下。假定記錄媒體1上記錄的信號包含其最小碼長限定為2T或以上的碼字。
如圖1所示，讀取頭2從記錄媒體上讀出的模擬重放信號送至低通濾波器，將其高頻噪聲除掉，而餘下的釋放作為一經過濾波的重放信號。經濾波的重放信號送至模擬/數字變換器4將它變換為一數字重放信號。
數字重放信號送至FIR濾波器5和相位比較器9。FIR濾波器5釋放的數字重放信號送至一自適應均衡係數設定器6，局部響應瞬態判定器7，維特比解碼器8和相位比較器9。
瞬態判定器7的輸出信號送至自適應均衡係數設定器6和相位比較器9。該設定器6釋放的均衡係數信號反饋給FIR濾波器5。
相位比較器9對瞬態判定器7的輸出信號與輸入信號或FIR濾波器5的輸出信號進行相位比較，生成一相位誤差信號。該相位誤差信號送至一環路濾波器10，其輸出送至一數字/模擬變換器11。
數字/模擬變換器11生成的模擬重放信號送至電壓控制振蕩器12，接著響應所輸入的重放信號釋放時鐘信號。
現參照有關附圖更為具體的說明重放信號處理裝置的組成。
FIR濾波器5提供用於利用自適應均衡係數設定器6確定的自適應均衡係數，對模擬/數字變換器4生成的數字重放信號進行濾波，並包括一組延遲元件13a、13b、…和一組乘法器14a、14b、…以及一加法器15，如圖3所示。延遲元件13分別是由時鐘信號觸發以延遲1T(一時鐘時間)的數據觸發器。
與現有的FIR濾波器將每一個延遲元件1 3在其輸出端與一乘法器14連接有所不同，本實施例乘法器14b與例如2個延遲元件13a和13b的輸出端連接。該FIR濾波器5用於儘可能長地增加時間長度，以補償FIR濾波器前面設置的低通濾波器3的群延遲，因為高頻截止型高密度記錄裝置中與重放信號的頻率響應對應的衝擊響應獲得相當的時間展寬。
若每一延遲元件附帶一乘法器，具有展寬的時間長度的FIR濾波器5的電路構成可以在維數上增加。記錄媒體1上所要記錄的信號給出的是其最小碼長為2T或以上的信號，因此載有較少的1T頻率成分。而且，重放信號為高頻截止型的，因而其頻率響應對濾波動作沒有影響。具體來說，一個乘法器與兩個延遲元件連接在高頻頻段多多少少會限制FIR濾波器5的濾波動作。但高頻頻段重放信號的成分對差錯率不產生任何作用。因此說，一個乘法器與兩個延遲元件的連接對濾波動作幾乎沒有影響。
如上所述，主要實施例中一個乘法器與兩個延遲元件的連接使得總體電路構成減半。乘法器與延遲元件和FIR濾波器組成間的加法器相比，體積較大，因而其個數的減少對減小FIR濾波器電路構成的大小起到了很大的作用。而且，自適應均衡係數設定器6是設定乘法器14a、14b、…乘法係數的電路，乘法器的減少使得自適應均衡係數設定器6的電路構成減半，從而能夠進一步減小裝置的總體電路構成。
所提供的自適應均衡係數設定器6用於確定一優化自適應均衡係數，以便時FIR濾波器5所濾波的數字重放信號的衝擊響應等於具有(a，b，b，a)特徵的局部響應(此後稱為局部響應(a，b，b，a))來具有一經過均衡的數字重放信號。FIR濾波器5的均衡模型為局部響應(a，b，b，a)。
現說明自適應均衡係數設定器6確定的局部響應(a，b，b，a)的利用。
表1給出多組局部響應頻率特性的判定電平。如表1所示，按最小碼長1T局部響應(1，2，1)的判定電平個數為5，而按最小碼長3T則為4。同樣，局部響應(1，3，3，1)的判定電平個數從7減少到5，而局部響應(3，4，4，3)則從9減小到5。
表1
顯然，與局部響應(1，2，1)相比，局部響應(a，b，b，a)所具有的判定電平個數在最小碼長為3T時相對於1T下降得更多。而且，從電路構成來看，不論兩數值a和b如何，局部響應(a，b，b，a)總是在最小碼長2T時所給出的判定電平個數為7，而3T時為5，因此允許對不同類型的局部響應均採用相同的電路構成。
考慮到上述優點，本實施例採用(a，b，b，a)型局部響應。2種類型(1，2，2，1)和(3，4，4，3)的局部響應，其特徵在於，傳輸增益為零的位置點以低於表示模擬/數字變換頻率或奈奎斯特頻率1/2的1/2T的頻率出現，而且該位置點後的增益再次增加。局部響應(3，4，4，3)的頻率特性與DVD媒體上光學方式記錄的信號的頻率特性最為相似。由圖2可知，局部響應(3，4，4，3)的頻率特性在低頻頻段與DVD重放信號的頻率響應很近似。但切換點比起其他類型的局部響應更加偏移至低頻一側，與其他類型的局部響應相比，在頻率特性上會造成增強效應更為明顯。
作為本實施例中均衡器的FIR濾波器5具有專用結構，用於如圖3所示2T等間隔釋放的輸出的相乘，因而不會因高頻頻段的增強而抑制頻率響應。
本實施例的優點在於，除了利用(3，4，4，3)型局部響應(a，b，b，a)，還可根據視覺圖譜來方便地進行DVD頻率響應和局部響應頻率特性之間的均衡。
圖4a至圖4e是示出不同類型局部響應的示意性視覺圖譜。對於圖4c示出的局部響應(1，3，3，1)來說，分別在上端和下端的2電平間的距離較小，視覺圖譜的兩電平難以分開，因此按(1，3，3，1)均衡將會很困難。圖4d中示出的局部響應(1，2，2，1)具有間隔比圖4c示出的視覺圖譜中寬的2個電平。圖4e示出的局部響應(3，4，4，3)的視覺圖譜表明，2電平進一步拉開，允許方便地與DVD信號頻率響應均衡。因而，本實施例中用局部響應(3，4，4，3)較理想。
現就圖1所示本發明實施例中自適應均衡係數設定器6，簡要說明其功能和所要確定的自適應均衡係數。
自適應均衡係數設定器6需要一瞬態判定電平，以便利用最小均方算法(此後稱為LMS法)計算自適應均衡係數。LMS提供一用於使所需響應和傳輸線路響應之間方差最小的反饋函數。自適應均衡係數設定器6中用該瞬態判定電平表達所需響應。而且，傳輸線路響應是一由FIR濾波器5接收並按局部響應的頻率特性均衡的數字重放信號。該設定器6將瞬態判定電平和經過均衡的數字重放信號之間的差作為經過均衡的誤差信號進行處理。具體來說，自適應均衡係數設定器6進行使經過均衡的誤差信號的平方最小的自適應均衡，來更新FIR濾波器5的均衡係數。均衡係數設定用的LMS表達式由下面式(4)表述。
P(n(t+1))=P(nt)+(AK×E(nt)×X(nt))(4)(其中t=0，1，2，…)還注意到，P(nt)為當前係數，P(n(t+1))為一更新係數，AK為抽頭增益，E(nt)為均衡誤差，而X(nt)為一FIR輸入信號。
假定表達式(4)中n=1，自適應均衡係數設定器6以每一速率進行反饋動作，當n=2，該設定器6擠出1個時鐘。設定器6中，對n的選擇允許均衡係數的更新時間縮短為以nT為間隔。
瞬態判定電平錯誤的場合，表示瞬態判定電平與傳輸線路響應或經過均衡的數字重放信號之間差的均衡誤差信號便不正確。由於均衡誤差信號不正確，LMS運算結果錯誤。因而，自適應均衡係數設定器6對自適應均衡係數的確定得不到支持。具體來說，對瞬態判定電平誤操作的可能性會生成一錯誤的均衡誤差信號，從而造成一錯誤的LMS運算。
當圖1所示的維特比解碼器8的輸出信號用作瞬態判定電平，判定的可靠性將高於用FIR濾波器5濾波後經過均衡的數字重放信號。但LMS是反饋運算，當判定電平的確定延遲時，環路特性便會下降。因此，最好採用維特比解碼器8的輸出信號作為LMS瞬態判定電平。
作為補償，本發明實施例(圖1)採用局部響應瞬態判定器7。瞬態判定器7根據FIR濾波器5的輸出信號確定LMS的瞬態判定電平。具體來說，實際DVD重放信號的波形會以非對稱形式出現，幅度在0電平的正向一側和負向一側之間不同。不論如何應用局部響應(3，4，4，3)這總是遮住視覺圖譜。雖然測定出輸出信號電平，但LMS所計算的是誤判定，均衡會失誤。
通過不包含維特比解碼的LMS動作，閾值個數越少，產生錯誤判定的可能性越是減小得多。具體來說，在電平判定中，例如甄別超過閾值的S/N信號時，沒有維特比解碼的參與，閾值個數減少，產生錯誤判定的可能性便下降。
本實施例的局部響應瞬態判定器7根據局部響應(1，1)的判定電平，計算局部響應(3，4，4，3)的瞬態判定電平。這是因為，與局部響應(3，4，4，3)具有5個閾值相比，局部響應(1，1)僅具有3個閾值，因而產生錯誤判定的可能性低。很有可能可以在不需要局部響應瞬態判定器的情況下直接利用局部響應(3，4，4，3)的閾值。但所用的閾值有5個時，產生錯誤判定的可能性便會增加，而且高階的局部響應電路構成會增大體積。因此，從處理速度和電路構成規模來看，最好採用具有瞬態判定器7的局部響應(1，1)的判定電平。而且，如下面所說明的那樣，對瞬態判定電平的利用並不牽扯上述問題，局部響應(1，1)的判定電平可用作瞬態判定電平。
(1，1)和(3，4，4，3)類型的局部響應的傳輸特性分別用表達式(5)和(6)表述。
(1，1)的傳輸特性=(1+D) (5)(3，4，4，3)的傳輸特性=(3+4D+4D2+3D3) (6)局部響應(3，4，4，3)的傳輸特性，通過乘以表達式(7)中表述的局部響應(1，1)的3個判定電平所確定的規定數值計算得到。
(1+D)×(3+D+3D2)=(3+4D+4D2+3D3) (7)可以利用2個判定電平計算瞬態判定。用2個判定電平判定的傳輸特性為1，而所要確定的局部響應(3，4，4，3)的傳輸特性由表達式(6)表述。因而，電路中設有2電平檢測器時，通過將等式(6)乘以利用2電平檢測器判定給出的結果來計算傳輸特性。
按此方式，所能得到的瞬態判定電平穩定，並非獨立於經過均衡的利用局部響應(3，4，4，3)的5個判定電平的判定所計算的那些瞬態判定電平。局部響應(a，b，b，a)的2個數值a和b或乘法係數可任意確定。
局部響應瞬態判定器7還專用於將過零判定信號和下降判定信號送至相位比較器9(圖1)。那些判定信號由局部響應(1，1)的瞬態判定電平所定義的判定信號生成。局部響應瞬態判定器7的動作始終如一地提供瞬態判定電平用於自適應均衡和相位比較器的過零檢測。因而，相位比較器9在性能上得到提高。而且，利用自適應均衡係數設定器6與瞬態判定器7的連接，允許選擇適合所要處理的重放信號的所需類型的局部響應，並通過去除乘法器有助於減小電路構成的規模。
相位比較器9根據過零判定信號、下降判定信號、用FIR濾波器5濾波前的數字重放信號和經過均衡後的數字重放信號之間的組合生成一相位誤差信號。FIR濾波器5所釋放的經均衡數字重放信號載有用於檢測的較理想信息，但FIR濾波器5的濾波會費時，從而造成對PLL(鎖相環)性能有影響的延遲。具體來說，反饋控制環中反饋延遲增加時，本系統的相位餘量便下降，從而妨礙增益增大、損害接入特性和對外部幹擾的響應。
FIR濾波器5濾波前的數字重放信號沒有延遲，並允許在系統中無環路延遲。但信號不再經過均衡，基於信號的相位誤差信號會包含較小程度的不一致。本實施例中設有的相位比較器9接收經濾波和未濾波信號兩者。具體來說，它在減小PLL環路延遲和取得高性能相位誤差之間對兩信號進行相互切換。
最後，簡要說明維特比解碼器8。圖5是本實施例具有(3，4，4，3)類型局部響應的維特比解碼器8的示意圖。維特比解碼器8包括一分支量度運算器16，路徑量度運算器17，路徑存儲器18和控制信號發生器19。
分支量度運算器16對因限制碼字最小碼長而從局部響應(a，b，b，a)的狀態數起減少的狀態數進行量度運算。量度運算器16設有一改變與局部響應(a，b，b，a)相對應的維特比判定電平的裝置。
根據本實施例的分支量度運算器16，對基於局部響應(3，4，4，3)或分支成立機率的所有路徑組合的計算，是指對當前信號和維特比判定電平之間的差或歐幾裡德距離的計算。用於該判定的歐幾裡德距離表述如下(X-A)2，(X-B)2，(X-C)2，(X-D)2，(X-E)2其中，X是維特比輸入信號，而A、B、C、D和E則是維特比判定電平。
維特比判定電平個數為5時，可通過利用最小碼長3T減少個數來實現。
本實施例的分支量度運算器16中，維特比判定電平A、B、C、D和E可任意改變。
例如，按局部響應(3，4，4，3)來說，它們為A=7，B=4，C=0，D=-4，和E=-7。而按局部響應(1，2，2，1)來說，所成立的為A=3，B=4，C=0，D=-4，和E=-3。
路徑量度運算器17按照分支量度運算器16確定的歐幾裡德距離對路徑進行累加。控制信號發生器19在分支量度運算器16輸出信號和路徑量度運算器17輸出信號之間比較，用以釋放一選擇信號表明對其成立機率高的路徑的選擇。響應控制信號發生器19輸出的選擇信號，路徑量度運算器17對分支量度運算器16的輸出進行累加。
路徑存儲器18包括所需個數的狀態存儲器，用於響應控制信號發生器19輸出的選擇信號實現狀態的選擇，並釋放最可能的結果作為維特比解碼器8的輸出信號。
圖5中示出並在上面說明的本實施例中的維特比解碼器8，允許在均衡濾波器5中利用局部響應(3，4，4，3)，以便視覺圖譜中2電平之間的距離能夠增加，高密度記錄輸出的重放信號其頻率響應接近局部響應的頻率特性，因此提供更為理想的結果。
而且，維特比解碼器8能夠修改維特比判定電平，進而修改歐幾裡德距離，因此改變維特比解碼特性。具體來說，由於對維特比解碼器8和維特比路徑上數據狀態的變遷進行大規模的控制，因而總體電路構成可明顯減少。而且，對維特比判定電平進行修改，因此允許維特比根據所含的信號質量進行自適應的改變，並且起到提高所重放數據質量的理想作用。
按照本發明，對維特比判定電平的修改允許對(a，b，b，a)型局部響應採用單一電路(例如在相同電路中可以實現例如2種類型(1，2，2，1)和(3，4，4，3)的局部響應)。而且，碼字的最小碼長在一限制的特定水準上利用，因而局部響應(3，4，4，3)的狀態個數可有利地從例如10減小到6。
儘管本發明該實施例的說明實際上涉及的是數字重放信號處理裝置的主要部件，但將增加按照本發明另一實施例對信號處理方法的說明。該方法由第一步驟開始，由讀取頭讀出高頻截止型數字記錄裝置的記錄媒體上存儲的信號，經過一將其模擬重放信號高頻頻段除掉的低通濾波器，並經過模擬一數字變換取得一數字重放信號。在第二步驟，第一步驟生成的數字重放信號經過一FIR濾波器，利用給定的自適應均衡係數進行濾波以取得一經過均衡的數字重放信號。在第三步驟，利用為(a，b，b，a)衝擊響應的局部響應頻率特性對數字重放信號的衝擊響應進行均衡，以實現對自適應均衡係數的設定和更新，從而可以將經過均衡的數字重放信號釋放作為FIR濾波器的輸出信號。在第四步驟，FIR濾波器所釋放的經均衡數字重放信號解碼為判定用數據。按照本發明的數字重放信號處理方法包括上面所述的4個步驟。
工業實用性綜上所述，按照本發明的數字重放信號處理裝置，讀出其碼字最小碼長限制為2T或以上的高頻截止型數字記錄媒體上存儲的信號，提供對局部響應的重放，以便與現有的模擬重放信號處理裝置相比，能夠明顯地提高信號讀出性能。
權利要求
1．一種數字重放信號處理裝置，用於從高頻截止型數字記錄裝置的記錄媒體當中讀出所記錄信號，其包括一讀取頭，用來讀出所記錄信號並將它釋放作為一模擬重放信號；一低通濾波器，用來從該模擬重放信號當中除掉高頻噪聲；一模擬/數字變換器，用來將所述低通濾波器所濾波的模擬重放信號變換成一數字重放信號；一FIR濾波器，用來利用一自適應均衡係數對該數字重放信號進行濾波一自適應均衡係數設定器，用來利用(a，b，b，a)定義的局部響應的衝擊響應特性使該數字重放信號的衝擊響應均衡，並確定該自適應均衡係數，將FIR濾波器所濾波的數字重放信號釋放作為一經均衡數字重放信號；一相位比較器，用來根據該數字重放信號或經均衡數字重放信號檢測一相位誤差信號；一局部響應瞬態判定器，響應所述FIR濾波器輸出信號，用來產生一瞬態數據判定信號並送至所述自適應均衡係數設定器和所述相位比較器；一維特比解碼器，用來將該FIR濾波器所釋放的經均衡數字重放信號解碼成一判定用數據；一環路濾波器，用來對所述相位比較器檢測出的相位誤差信號進行濾波；一數字/模擬變換器，用來將所濾波的相位誤差信號變換成一模擬信號；以及一電壓控制振蕩器，由所述數字/模擬變換器的輸出信號控制，以產生一時鐘信號送至所述維特比解碼器。
2．如權利要求1所述的數字重放信號處理裝置，其中所述FIR濾波器包括一延遲元件陣列，具有一系列按行互相連接的延遲元件，用來使輸入信號經每一元件延遲1T；多個乘法器，分別配置成將均衡係數與該輸入信號或位於所述延遲元件陣列至少兩個以上連續的延遲元件之後的所述延遲元件陣列的一節點所釋放的一延遲信號相乘；以及一加法器，用來累加所述乘法器的輸出信號。
3．如權利要求1所述的數字重放信號處理裝置，其中所述自適應均衡係數設定器設有為一均衡目標的(a，b，b，a)型衝擊響應或局部響應，並配置成適時更新該自適應均衡係數用於改變(a，b，b，a)中數值a和b，使得所述局部響應瞬態判定器的瞬態數據判定信號與經均衡數字重放信號之差的均方為最小，由此可獲得該局部響應的所需特性。
4．如權利要求1所述的數字重放信號處理裝置，其中所述局部響應瞬態判定器具有將與較低階或任何2電平檢測一起進行的電平判定所確定的數據變換為用於自適應均衡的局部響應的判定電平的功能，以及瞬態識別過零區的功能。
5．如權利要求1所述的數字重放信號處理裝置，其中所述維特比解碼器包括一分支量度運算器，具有一用來改變與局部響應(a，b，b，a)對應的維特比判定電平的裝置；一路徑量度運算器，響應一控制信號發生器所送出的一選擇信號，以累加所述分支量度運算器的輸出信號；該控制信號發生器，通過比較所述路徑量度運算器的輸出信號與所述分支量度運算器的輸出信號，產生表明一被選取機率最高的路徑的選擇信號；以及一路徑存儲器，具有狀態存儲器，使得自適應均衡係數的設定與(a，b，b，a)型局部響應兼容。
6．如權利要求3所述的數字重放信號處理裝置，其中所述自適應均衡係數設定器配置成壓縮nT(n=l，2，3，…)間隙處均衡係數的更新時間。
7．如權利要求5所述的數字重放信號處理裝置，其中所述維特比解碼器配置成消除受碼長限制的路徑，並可通過改變局部響應(a，b，b，a)中數值a和b來任意修改維特比判定電平。
8．如權利要求1，3，5和7中任一項所述的數字重放信號處理裝置，其中局部響應(a，b，b，a)為(3，4，4，3)。
9．一種數字重放信號處理方法，用於讀出並處理高頻截止型數字記錄裝置記錄媒體上記錄的信號，其包括利用一除掉其高頻噪聲的低通濾波器對讀取頭從該記錄媒體讀出的信號進行濾波，並通過模擬至數字變換將它變換成數字重放信號的第一步驟；利用一FIR濾波器按照自適應均衡係數對所述第一步驟得到的數字重放信號進行濾波用於產生經均衡數字重放信號的第二步驟；利用(a，b，b，a)規定的局部響應的衝擊響應特性使該數字重放信號的衝擊響應均衡，來確定自適應均衡係數使得經均衡數字重放信號釋放成為所述FIR濾波器輸出信號的第三步驟；以及將所述FIR濾波器所釋放的經均衡數字重放信號解碼成判定用數據的第四步驟。
10．如權利要求9所述的數字重放信號處理方法，其中所述第三步驟特徵在於，利用(3，4，4，3)規定的局部響應的衝擊響應特性使所述第二步驟產生的數字重放信號的衝擊響應均衡，來確定自適應均衡係數，從而將經均衡數字重放信號從所述FIR濾波器釋放作為一輸出信號，而第四步驟特徵在於，按照局部響應(3，4，4，3)將經均衡數字重放信號解碼成判定用數據。
全文摘要
所提供的一種數字重放信號處理裝置,用於從高頻截止型數字記錄裝置的記錄媒體當中讀出信號,其包括:用來從記錄媒體(1)讀出所記錄信號的讀取頭(2);用來從讀取頭(2)的輸出信號除掉高頻噪聲的低通濾波器(3):用來將低通濾波器(3)濾波的模擬重放信號變換成數字重放信號的模擬/數字變換器(4);－FIR濾波器(5),利用一自適應均衡係數對數字重放信號進行濾波,利用所具有的頻率特性適合讀取重放信號的局部響應使信號頻率響應均衡;用來確定自適應均衡係數的自適應均衡係數設定器(6)和局部響應瞬態判定器(7);以及用來將FIR濾波器(5)所釋放的經局部響應均衡的數據解碼為判定數據的維特比解碼器(8)。由此,數字重放信號處理裝置其電路配置簡單,而且讀出性能提高。
文檔編號H04L7/02GK1287666SQ99801771
公開日2001年3月14日 申請日期1999年10月12日 優先權日1998年10月13日
發明者丸川昭二 申請人:松下電器產業株式會社