利用滯後驅動器進行能量恢復的電流驅動同步整流器的製作方法
2023-07-27 04:26:21 2
專利名稱：利用滯後驅動器進行能量恢復的電流驅動同步整流器的製作方法
技術領域：
本發明涉及功率變換器領域，具體而言，涉及用於高效變換器的同步整流器領域。
背景技術：
二極體在正嚮導通過程中的正向壓降造成的二極體整流器導通損耗限制了基於二極體整流器的功率變換器設計，對於矽二極體來說，正向壓降一般是0.7V。當經過整流的輸出電壓低並且可以與二極體整流器的正向壓降相比時，該損耗是重要的。例如，當今邏輯電路和微處理器的電源電壓可以低到2.2V，將來甚至會更低。在這種應用中變換器的輸出二極體整流器一般消耗輸出功率的三分之一。
一種已知的提高整流效率的方式是用具有低導通損耗的有源開關，如MOSFET的同步整流器代替二極體整流器。同步整流器比二極體有更低的正向壓降，因為電晶體的正向壓降比二極體得的多。然而，作為有源開關，同步整流器需要驅動信號在適當的時候將其開啟。此外，有源開關的損耗和性能對驅動信號的振幅和波形很敏感。因此，驅動方法成為同步整流器設計中一個重要的問題。
一種典型的同步整流器利用源自主變壓器線圈的電壓信號驅動MOSFET，以確保MOSFET與變壓器上的交流電壓信號同步開啟和關閉。然而這種驅動方法對某些變換器拓撲結構不適合。一個例子是使用諧振復位的正向開關調節器。在這種情況下，由於驅動電壓隨著主變壓器的復位而消失，同步整流器不能在整個導通過程中得到驅動信號。在主變壓器漏感存在的情況下，在換向過程中得不到驅動信號。在這期間，體二極體(body diode)，而不是MOSFET的導通通道，開啟以傳導電流。這樣增加了同步整流器中的損耗，尤其在高頻和高電流時，因為體二極體的正向壓降甚至比傳統二極體整流器中的還高，並且在換向時隨著更高的輸出電流還會增加。另一個不能由變壓器原邊/次邊線圈很好驅動的變換器拓撲結構的例子是在低頻AC整流中使用同步整流器。正弦曲線驅動電壓緩慢的上升邊，例如，由正弦曲線電壓驅動的50Hz或60Hz的主變壓器，不能在導通過程中有效地驅動同步整流器到開啟狀態。這些局限性都使輸入電壓範圍、變換器拓撲結構選擇和具體應用受到限制。
為了解決有效驅動同步整流器該問題已經花費了相當大的努力。1993年1月12日授予Fisher等人的美國專利No.5179512公開了一種用於同步整流器的柵極驅動電路。然而，這種柵極驅動電路只能在諧振變換器中工作。1992年6月30日授予Kim R.Gauen和1995年10月10日授予Roy A.Hastings的美國專利No.5126651和No.5457624各自公開了同步整流器的驅動電路。這些驅動電路都只能應用在非隔離的補償(buck)變換器。類似地，1994年4月12日授予Allen F.Rozman的美國專利No.5303138公開了柵極驅動電路但沒有解決擴大受限的輸入電壓範圍的問題。1992年3月17日授予David A.Smith的美國專利No.5097403公開了檢測電流的電流檢測整流器和電子電路，只適用於帶電流檢測設備的MOSFET。特別地，1990年5月1日授予Ludwig等人的美國專利No.4922404討論了使用微處理器驅動同步整流器的複雜性。2000年10月17日授予Poon等人的美國專利No.6134131公開了一種用於檢測電流並且為帶電流檢測能量恢復的同步整流器提供合適的柵極驅動的電流變壓器。儘管這種設計在很多方面都很好，但是由於大工作負載周期或低工作頻率，電流變壓器不能工作在飽和狀態，這種要求使該設計受到限制。此外，噪聲還會干擾驅動信號。
發明概述公開了一種藉助附加的滯後驅動器提高同步整流器性能的方法和系統。這種驅動器可減少噪聲對驅動信號的幹擾，增大工作頻率範圍，增強驅動能力，甚至用在其它情況下太低的磁化電感使驅動電流流到MOSFET的柵極。所公開的方法和系統除產生低磁化電感導致變壓器設計更加靈活之外，還克服了由於電流檢測變壓器飽和產生的問題。
所公開的方法和系統包括對所選電子電路分支中電流的有效整流。它利用低損耗MOSFET並與有關的電路一起實現等效低損耗二極體，從電流檢測裝置中恢復能量以保證高效率。
特別地，所公開的實施例包括一個帶並聯二極體的低損耗有源開關設備，如MOSFET，多個線圈，兩個二極體，都連到如輸出電壓或穩壓二極體的電壓源上。變壓器的第一線圈與二極體模擬開關設備串聯耦合。變壓器的第二線圈與滯後驅動器耦合，其輸出端與開關設備的控制端耦合。分別帶有一個串聯二極體的變壓器第三和第四線圈與電壓源相連。
電流流過第一線圈和串聯MOSFET。在第二線圈上感應一電壓並為該MOSFET提供驅動信號。第二線圈設計為向滯後驅動器的輸入端提供正電壓信號，以便通過第一線圈的電流正向流動時能夠驅動MOSFET儘可能長時間為開啟狀態。
流過第一線圈和MOSFET的主電流在第二線圈上產生電壓，從而開啟MOSFET。然而，該電壓不可能在流過第一線圈的電流正向流動期間一直維持。這是因為磁化電流隨時間增大，並且當磁化電流超過第一線圈中的主電流時該電壓就會消失。因而，延長MOSFET開啟的時間可以提高效率。
作為一種能更長時間開啟MOSFET的策略，公開了滯後驅動器的使用。因為滯後驅動器可以預置上閾值和下閾值，所以它可以克服該局限性。當在第二線圈感應的電壓超過上閾值時，滯後驅動器開啟MOSFET。此外，因為下閾值設置得足夠低，只要主電流保持為正，開啟信號就可以保持。換句話說，甚至當第二線圈的電壓消失以後，開啟MOSFET的驅動信號還可以保持。這就確保了即便電流檢測變壓器運行到飽和態，也可以獲得足夠的驅動信號。因此，電流驅動技術的使用使得同步整流器象低損耗有源二極體一樣地工作，有源開關的開啟或關閉不依賴於輸入電壓。
第三線圈限制產生的電壓並提供能量恢復。作用到滯後驅動器輸入端以及開關設備控制端的電壓必須被限制以避免損害開關設備。變壓器第三線圈將額外的能量耦合到電壓源並提供電壓鉗位。驅動電壓的振幅由第二線圈與第三線圈的匝數比和電壓源控制。與第三線圈串聯的一個二極體確保當MOSFET開啟時電壓鉗位有效。這種裝置使驅動信號不依賴輸入電壓範圍和波形。第一線圈中額外的能量傳送到如功率變換器的DC輸出電壓的電壓源上，恢復的電流檢測能量成為輸出功率的一部分。
第四線圈提供磁復位。需要一種復位機制以允許在開啟期間變壓器通電之後的關閉階段，線圈中出現反向電壓。第四線圈提供一條復位路徑，由此存儲在變壓器中的磁能通過串聯的整流器釋放到電壓源。第四線圈的相位應該與第三線圈的相位相反，從而一個線圈用於開啟階段，另一線圈用於關閉或復位階段。這種布置允許磁能的恢復和重用。
因此，公開的方法和系統提供了一種改進的帶有電流檢測和適用於寬輸入電壓和/或頻率範圍的自驅動同步整流器電路。特別地，在電流換向期間，與從電流檢測中恢復的能量一起提供了足夠的驅動信號。此外，公開的方法和系統對隔離或非隔離的變換器都適用。
從隨後的發明詳述和相應的附圖中，本發明的這些及其它優點對於具有本領域基本技能的人員來說將變得顯而易見。
附圖簡述
圖1是由正向變換器輸出電壓驅動的自同步整流器的簡化示意圖。
圖2是本發明一種基本實施例的電路。
圖3A-3C是基本實施例工作電壓和電流的時序圖。
圖4是一種具有較少變壓器線圈和較多整流二極體的基本實施例。
圖5是本發明的第一種實際的實現。
圖6是本發明的第二種實際的實現。
圖7是本發明的第三種實際的實現。
圖8是本發明的第四種實際的實現。
發明詳述通過以下對圖1的描述可以更好地理解本發明的特徵，圖1顯示了一種在典型的正向類型變換器的輸出級驅動兩個同步整流器的典型配置。該配置包括一個帶有原邊線圈9，次邊線圈10及輸出漏電感8的主變壓器。其中同步整流器是MOSFET 1和2，而二極體3和4分別是MOSFET 1和2固有的體二極體。電感5和輸出電容6一起組成輸出濾波電路。電阻7代表等效負載。
當一個交流電壓作用到原邊線圈9的端子11和12時，在次邊線圈10中感應一個交流電壓。當通過次邊線圈的電壓變正時，它驅動電流流過等效漏電感8。這時有連續的電流流過輸出電感線圈5和二極體4。當通過等價漏電感8的電流從0上升到電感線圈5的電流電平時，二極體3與二極體4同時導通。由於MOSFET 1和2的柵極彼此連到對方的漏極，在該階段，兩個有源開關1和2都斷開，而電流流過它們的體二極體。MOSFET的體二極體有0.7V的高(帶高耗散)正向電壓，比開啟的MOSFET的正向電壓高。當流過二極體3的電流達到電感線圈5的電流電平時，二極體4關閉且MOSFET 1開啟。只有在該時候，電流才可以流過低損耗MOSFET 1而不是它的體二極體。
當輸入交流電壓由正變負時，通過次邊線圈10的電壓變負。然而，流過等價輸出漏電感8的電流不能立刻降到0。而是有一個過程，其間MOSFET體二極體3和4同時導通。在該階段，MOSFET 1和2被關閉，而電流流過高損耗體二極體，直到流過漏電感8的電流降到0且MOSFET 2完全導通。
所述同步整流器有三個主要的缺陷。首先，所述的同時導通階段降低了變換器的效率。當變換器轉換頻率和輸出電流增大且/或該同時導通階段成為轉換階段的一個重要部分時，效率將進一步降低。其次，兩個MOSFET的驅動信號依賴於通過主變壓器次邊線圈的電壓和波形。當原邊電壓在大範圍內改變時，次邊電壓可能超過MOSFET柵極電壓的限制，或者它可能太低以至於不能完全開啟MOSFET。第三，需要一個專門的主變壓器最佳復位機制來確保完整的驅動信號，因為當主變壓器復位以後同步整流器或驅動電壓將消失，並進一步增大體二極體的導通階段並因此增大損耗。
圖2說明了一種具有代表性的描述具有並聯二極體105的MOSFET100的電路圖，二極體的陽極與MOSFET的源極端子相連，而陰極與MOSFET的漏極端子相連。儘管沒有限制的意圖，但通常並聯二極體105是MOSFET 100的體二極體。該電路圖還描述了具有四個線圈101～104的變壓器111。線圈101的一端耦合到端子109，另一端耦合到MOSFET 100的源極端子。線圈102的一端耦合到滯後緩衝器112的輸入端，另一端耦合到MOSFET 100的源極端子。滯後緩衝器112的輸出端耦合到MOSFET 100的柵極以提供驅動信號。二極體113和電容114構成整流電路以便從線圈102獲得功率並且向滯後緩衝器112提供DC電源，其電壓大約等於線圈102上電壓的正向幅度。
在圖2中，線圈103的一端耦合到二極體106的陽極，另一端耦合到電壓源108的負端。線圈104的一端耦合到二極體107的陽極，另一端耦合到電壓源108的負端。二極體106和107的陰極連接在一起，並且連接到電壓源108的正端。端子110耦合到MOSFET 100的漏極端子。
下面對第一基本實施例的工作原理進行描述。該基本實施例就象一個二極體，陽極在端子109，陰極在端子110。當端子109的電壓高出端子110的電壓的值達到二極體105的正向壓降時，電流將開始從端子109通過線圈101和體二極體105流向端子110。圖3A表示了本實施例中流過線圈101的電流I100，滯後緩衝器112的輸出VGS100，滯後緩衝器112的輸入V102以及變壓器111的磁化電流Imag111的工作波形。當電流流過電流檢測線圈101時，在線圈102將感應電壓Vg-on。線圈102的設計應當使得能夠感應一個經過滯後緩衝器112和MOSFET 100源極端子的正電壓。設置滯後緩衝器112的上閾值VH低於電壓Vg-on以便滯後緩衝器的輸出與Vg-on相等，從而驅動MOSFET開啟並使得電流流過其低阻值溝道而不是體二極體105。電流開始流過體二極體和MOSFET開啟邊緣之間的時間間隔與滯後緩衝器的工作電流幅度和電流增益的乘積、開啟MOSFET要求的柵極電荷及固有的緩衝器開啟延遲成反比。驅動電壓Vg-on由線圈102與103的線圈比、電壓源108的量級及變壓器111的耦合係數決定。線圈103的涉及應使該線圈感應的電流能夠將電流傳送到電壓源108且電流的大小由線圈101與103之比決定。電壓源108作為電壓鉗位設備來穩定MOSFET 100的漏極源電壓。這種機制還可以恢復能量返回到電壓源108。
下面參考圖3A描述同步整流器的關閉操作。當從端子109流到端子110的電流降為0時，變壓器111自己復位並且產生通過線圈102的負電壓Vg-off。因為滯後緩衝器的下限閾值VL設置得比Vg-off高，滯後緩衝器的輸出將根據滯後緩衝器的設計降為0或Vg-off，並驅動MOSFET關閉。關閉電壓Vg-off由線圈102與104的線圈比、電壓源108的量級及變壓器111的耦合係數決定。線圈104的涉及應使復位過程中電流能傳送到電壓源108，電流的大小由線圈104和變壓器111的磁性決定。該充電電流實際上恢復了儲存在變壓器111中的磁能並把它傳送到電壓源108。
沒有對電壓源108做專門標識，但事實上它可以是屬於變換器系統的具有恆定電壓的任何電壓源。一種顯而易見的電壓源就是變換器的輸出，因為它允許從電流檢測線圈恢復的能量和儲存在變壓器111中的能量直接用於輸出負載。
與二極體D106和D107有關的損耗小，因為由這兩個二極體處理的電流分別根據線圈103與線圈101及線圈104與線圈101的匝數比按比例縮小。然而，通過使用其它低損耗開關如帶有合適驅動器的MOSFET，損耗還可以進一步減少。
滯後緩衝器112不僅減小了噪聲問題，還使電流變壓器的設計更加靈活。在如長工作周期或高溫的不利條件下，變壓器111可能被驅動到飽和狀態。結果，線圈102上的驅動電壓會消失，但在滯後緩衝器存在的情況下，正常的柵極驅動信號不受影響。
圖3B表示變壓器被驅動到過飽和狀態時的工作波形。I100是流過線圈101的電流，VGS100是滯後緩衝器112的輸出，V102是滯後緩衝器112的輸入，Imag111是變壓器111的磁化電流。隨著變壓器111被驅動到飽和態，通過線圈102的驅動信號或滯後緩衝器112的輸入降為0。由於滯後緩衝器112的輸出只在其輸入下降到比下閾值VL還低時才改變，所以如果將VL設為負值，則柵極驅動信號的振幅就可以保持。當流過電流檢測線圈101的電流下降得足夠多，使變壓器111的磁化電流降到飽和電平之下時，通過102的驅動信號變負。響應達到了下限閾值VL，該驅動信號觸發滯後緩衝器112關閉同步整流器。可以看到，用於MOSFET 100的完整的柵極驅動波形保持不受擾動。
圖3C表示變壓器111的另一種可能情況。如果工作負載周期長，以至於復位階段不夠由變壓器111的復位電壓復位變壓器111，則磁化電流的一個高DC分量就會維持。如果磁化電流比該線圈中反映的驅動電流高並且變壓器111被驅動到飽和態，通過線圈102或滯後緩衝器112輸入端的電壓將消失。但只要它的輸入電壓不降到低於VL，緩衝器112就保持正常的柵極驅動。
因為本發明消除了考慮飽和問題的必要性，所以本發明的工作頻率可以象AC線路頻率一樣低或者更低。換句話說，變壓器的尺寸可以大大減小。
有利的是，不需要定時電路或控制電路為MOSFET 100產生必要的同步驅動信號。
圖4表示另一種有代表性的實施例的電路圖。它與圖2的不同之處將四個整流二極體用於電壓源。圖4中的電路描述了作為帶並聯二極體151的主開關的MOSFET 150，二極體151的陽極與MOSFET的源極端子相連，陰極與MOSFET的漏極端子相連。儘管沒有限制的意圖，但通常並聯二極體151是MOSFET 150的體二極體。端子157耦合到MOSFET的漏極端子。該電路圖還描述了有三個線圈152-154的變壓器155。線圈153的一端與端子156耦合，另一端與MOSFET 150的源極耦合。線圈152的一端與滯後緩衝器163的輸入端耦合，另一端與MOSFET 150的源極端子耦合。滯後緩衝器163的輸出耦合到MOSFET 150的柵極，從而提供驅動信號。線圈154的一端與二極體161的陽極及二極體159的陰極耦合，另一端與二極體160的陽極及二極體158的陰極耦合。二極體158和159的陽極連在一起，並耦合到電壓源162的負端。二極體160和161的陰極連在一起，並耦合到電壓源162的正端。
運行時，該電路的作用就象二極體，陽極在端子156，陰極在端子157。當端子156的電壓高出端子157的電壓的值達到二極體151的正向壓降時，電流從端子156經線圈153和體二極體151流到端子157。該電流流過電流檢測線圈153導致在線圈152上感應正電壓Vg。線圈152的設計應當使得在滯後緩衝器163的輸入端和MOSFET150的源極端子感應一正電壓。由於在滯後緩衝器163輸入端感應的電壓超過滯後緩衝器163的上限閾值VH，該滯後緩衝器的輸出變得足夠正以驅動MOSFET 150開啟，並且通過其低阻值溝道而不是體二極體151分流。電流開始流過體二極體與MOSFET 150開啟邊緣之間的時間間隔和滯後緩衝器的工作電流的幅值與電流增益的乘積、開啟MOSFET 150所要求的柵極電荷及固有的緩衝器開啟延遲成反比。驅動電壓Vg-on由線圈152與154的線圈比、電壓源162的量級及變壓器155的耦合係數決定。線圈154將電流傳送到電壓源162，並且該電流的大小由線圈154與153之比決定。電壓源162作為電壓鉗位設備來穩定MOSFET 150的漏極源電壓。這種機制也能夠恢復能量返回到電壓源162。
接下來描述該同步整流器的關閉操作。當從端子156流到端子157的電流降為0時，變壓器155復位並產生通過線圈152的負電壓Vg-off。當滯後緩衝器163的下閾值VL設為比Vg-off高時，滯後緩衝器的輸出將根據滯後緩衝器的設計降為0或Vg-off，並且驅動MOSFET150關閉。Vg-off由152與154的線圈比率、電壓源162的量級及變壓器155的耦合係數決定。線圈154在復位過程中向電壓源162傳送電流，且電流的大小由線圈154和變壓器155的磁性決定。該充電電流將儲存在變壓器155和MOSFET 150柵極電荷中的能量恢復到電壓源162。
電壓源162可以是變換器系統中具有恆定電壓的任何電壓源。一種顯而易見的選擇是變換器的輸出。這樣允許從電流檢測線圈恢復的能量及儲存在變壓器162中的能量可以直接用於輸出負載。
與四個二極體D158，D159，D160及D161有關的損耗小，這是因為(1)由這四個二極體處理的電流按照線圈154與線圈153的匝數比按比例縮小；(2)還可以通過用低損耗開關，如帶合適驅動器的MOSFET，來代替這些二極體進一步減小損耗。
如前所述，變壓器155的飽和問題不影響柵極驅動，從而工作頻率可以象AC線路頻率範圍一樣低或更低，而變壓器155也不需要大鐵心。換句話說，變壓器的尺寸可以減小很多以用於高頻工作。此外，不需要計時電路和控制電路為MOSFET 150產生同步驅動信號。
圖5表示本發明應用在帶半波整流器的隔離正向變換器中的一種實施例。它示出作為正向變換器主輸出變壓器的變壓器T201，該變壓器包括原邊線圈W201，次邊線圈W202及其等效漏電感L203。次邊線圈的一端與同步整流器單元220耦合。同步整流器單元220包括前面所述圖2或圖4中電路圖的所有元件。儘管沒有明確說明，但同步整流器單元220和230可以有圖2和/或圖4中說明的配置。相似的同步整流器單元230耦合到次邊線圈W202的另一端及同步整流器單元220。濾波電感L201耦合到同步整流器單元220和230。輸出濾波電容C201耦合到濾波電感L201。輸出端子Vo203和Vo204耦合到電容C201，再連接到負載電阻R201。在這兩個同步整流器單元中用於連接到電壓源的端子分別連接到輸出端子Vo203和Vo204。
接下來描述正周期中的操作。一個AC電壓作用到原邊線圈W201，在次邊線圈W202感應相應的AC電壓。AC輸出電壓只有半個周期將被整流和濾波以提供DC輸出電壓。當次邊線圈W202從其負周期過渡到正周期時，電流開始流過線圈N201和體二極體DM201。流過線圈N201的電流在線圈N202上感應電壓。該電壓驅動滯後緩衝器U201的輸入端。滯後緩衝器U201連接到MOSFET M201的柵極以驅動M201開啟。D203和C202將N202上的AC電壓整流成DC電壓以提供給緩衝器U201。隨著電流連續流過電感線圈L201，流過開關M201的電流上升，而流過開關M202的電流相應地下降。電流改變的速率由變壓器T201的輸出漏電感L203決定。由於MOSFET M201和M202都導通，變壓器T201的次邊端子電壓基本上是0，因為絕大部分電壓都作用到輸出漏電感L203上了。不過，兩個MOSFET都被流過他們的電流開啟，並且保持最小耗散的最小壓降。這就解決了在現有技術的電路配置中通過MOSFET的體二極體同時導通的問題。當流過M201的電流上升到電感線圈L201中電流電平以後，流過MOSFET M202和線圈N205的電流降為0。由於沒有電流流過線圈N205，在N206上產生一個負電壓，並由該電壓驅動滯後緩衝器U202關閉MOSFET M202。在正周期其餘的時間裡，電流流過同步整流器單元220，直到線圈W202上的電壓改變。
接下來描述本實現在負周期內的操作。當次邊線圈W202從其正周期變為負周期時，作用到次邊線圈W202的電壓反向。通過MOSFETM201的電流減小。然而，變壓器T201的漏電感L203在一段有限時間內保持其電流方向不變。結果，兩個MOSFET都有電流流過，但是通過M201的電流下降，而通過M202的電流上升。由於兩個開關都開啟，通過變壓器次邊端子的電壓大約為0。這種機制保持兩個MOSFET都為開啟狀態並有最小損耗的壓降，解決了由於MOSFET體二極體同時導通造成的損耗問題。該過渡階段隨著流進M202的電流上升到電感線圈L201的電流電平而結束。M201中的電流降為0，然後關閉。在負周期其餘的時間，電流繼續流過M202。
當在一個轉換周期內原邊線圈上的電壓為0時，同步整流器單元203仍然能夠驅動MOSFET M202開啟並且利用其低損耗的特點。這是因為本發明是電流驅動的。只要電流連續通過電感線圈L201，電晶體M202就保持開啟。這與現有技術不同，現有技術在這種情況下，由於沒有在次邊線圈感應電壓，所以沒有驅動信號可以提供給MOSFET，而且不能提供合適的電壓驅動。
該實施例對正周期整流並產生穩定的DC輸出電壓，對本領域的技術人員來說，顯然如果MOSFET以相反的方式連接，將形成負脈衝串，從而導致負輸出電壓。
所述實施例的操作不依賴於變壓器原邊的輸入AC電壓，因為它是電流驅動的而不依賴輸入電壓。這就允許功率變換器在寬輸入電壓範圍內高效運行——與現有技術相比是一個重要的優點。
圖6示出在帶中間抽頭的隔離正向變換器的全波整流環境下的另一個實施例。它包括正向變換器的主輸出變壓器的變壓器T301，該變壓器包括原邊線圈W301，第一次邊線圈W302和它的等效漏電感L302，以及第二次邊線圈W303和它的等效漏電感L303。第一次邊線圈W302的一端耦合到包括圖2(或圖4)所述元件的同步整流器單元320。第二次邊線圈W303的一端耦合到另一個同步整流器單元330，該整流器單元330又耦合到同步整流器單元320。這兩個同步整流器單元耦合到與濾波電容C301耦合的濾波電感L301。電容C301的一個端子耦合到變壓器T301帶中間抽頭的次邊線圈。輸出端子Vo303耦合到電容C301和電感L301，而另一輸出端子Vo304耦合到電容C301的另一端及次邊線圈的中間抽頭。同步整流器具有MOSFET M301和M302作為其主開關設備。在兩個同步整流器中用於連接到電壓源的端子分別連接到輸出端子Vo303和Vo304。
下面描述該實施例的操作。一個AC電壓作用到原邊線圈W301，並在次邊線圈W302和W303中感應相應的AC電壓。當次邊線圈W302在正周期時，次邊線圈W303在負周期並反向偏置體二極體DM302。因而，沒有電流流過電流檢測線圈N305，且MOSFET M302關閉。同時，體二極體DM301正向偏置且電流流過電流檢測線圈N301。隨著電流流過該低損耗設備，MOSFET M301被開啟。同樣，當次邊線圈W303在正周期時，次邊線圈W302在負周期並反向偏置體二極體DM301。同樣，沒有電流流過電流檢測線圈N301且MOSFET M301被關閉。另一方面，體二極體DM302正向偏置且電流流過電流檢測線圈N305，導致MOSFET M302開啟且有電流流過該低損耗設備。結果，正負周期都被整流成正電壓，然後被濾波，並且在輸出端產生穩定的DC電源。
儘管在一個轉換周期中通過變壓器原邊線圈的電壓可能變為0，但同步整流器單元仍然能象低損耗開關一樣工作。在這種情況下，電感線圈L301中的電流被兩條路徑分配，一條通過MOSFET M301和次邊線圈W302，另一條通過MOSFET M302和次邊線圈W303。兩個MOSFET都被開啟，因為它們是電流驅動且以低損耗方式導通電流。
如前面所提到的，因為本設計是電流驅動的且不依賴輸入電壓，所以操作不依賴於變壓器原邊線圈上的輸入AC電壓。這就使功率變換器可以在寬輸入電壓範圍內高效地工作——重要的優點。
圖7示出隔離的電流倍增類型正向變換器的環境下的另一個實施例。它包括正向變換器的主輸出變壓器T401，該變壓器包括原邊線圈W401，次邊線圈W402及其等效漏電感L405。次邊線圈W402的一個端子與同步整流器單元420耦合。該同步整流器單元包括在基本實施例中描述的所有元件。變壓器次邊的耦合點還耦合到電感線圈L401。次邊線圈W402的另一個端子對稱布置。它與包括基本實施例中描述的所有元件的另一同步整流器單元430耦合。該端子還耦合到電感線圈L402。該電感線圈通過輸出端子Vo404耦合到電感線圈L401。連在線圈N401上的同步整流器單元420的一個端子耦合到連在線圈N405上的同步整流器單元430的一個端子。輸出端子Vo403耦合到該節點，而輸出電容C401耦合到輸出端子Vo403和Vo404。這些輸出端子還耦合到負載電組R401。在兩個同步整流器單元中用於連接到電壓源的端子分別連接到輸出端子Vo403和Vo404。
應該注意到同步整流器單元可以有圖2或圖4中描述的配置。
接下來描述該實施例的操作。一個AC電壓作用到原邊線圈W401，並在次邊線圈W402中感應相應的AC電壓。當次邊線圈W402在正周期時，體二極體DM401開啟。電流流過線圈N401，且開啟低損耗MOSFET M401。電流流過MOSFET M401並流到輸出負載電阻R401。由於二極體DM402反向偏置，所以沒有電流流過MOSFET M402。負載電流在電感線圈L401和L402中的電流間分配。當次邊線圈W402在負周期時，體二極體DM402開啟。流過線圈N405的電流開啟低損耗MOSFET M402。二極體DM401反向偏置且MOSFET M401關閉。注意，這種電路設計使得在正負周期中，功率都能傳送到連在輸出端子上的負載，並由電容C401和電感線圈L401和L402濾波。輸出電壓在端子Vo403上為正，在端子Vo404上為負。
儘管在一個轉換周期中通過變壓器原邊線圈的電壓可能變為0，但同步整流器單元仍然可象低損耗開關一樣工作。因為同步整流器單元是電流驅動的，所以只要有足夠的電流流過開關M401或M402，它們就將開啟。它們的操作不會因為變壓器次邊電壓降為0或變壓器漏電感L405的存在而受變得不對稱。
圖8示出在回掃類型變換器環境下的另一實施例。圖中所示為變壓器T501，包括原邊線圈W501、次邊線圈W502及其等效漏電感L502。次邊線圈W502的一個端子耦合到同步整流器單元520，同步整流器單元520還耦合到輸出電容C501。輸出端子Vo503和Vo504分別耦合到電容C501的正負端子。這些端子產生DC輸出電壓連接到負載R501。負端子Vo504耦合到次邊線圈W502。同步整流器單元520用於連接到電壓源的端子連接到輸出端子Vo503和Vo504。本實施例中的滯後緩衝器由二極體D503和D504，電晶體Q501，Q502和Q503，電阻R502，R503和R504來實現。當然，其它有合適驅動能力的滯後緩衝器電路的設計也可以用於該同步整流器單元以增強MOSFET的柵極驅動信號。應該注意到在其它設計中，同步整流器單元可以有圖2或圖4所示的配置。
接下來描述該實施例的操作。一個AC電壓作用到原邊線圈W501，並在次邊線圈W502中感應相應的AC電壓。線圈W501和W502的涉及應當使它們能產生相反相位的電壓。當次邊線圈W502在正周期時，體二極體DM501開啟。電流流過線圈N501，並在N502上感應一正電壓。當該感應的正電壓比D503的正向壓降(～0.6V)加上Q502從基極到發射極的壓降(～0.6V)還高時，Q502將被驅動開啟並通過R504開啟低損耗MOSFET M501。這就意味著該滯後緩衝器的上閾值大約等於1.2V。然後電流流過MOSFET M501的低損耗溝道，並將電流傳送到輸出負載電阻R501。當次邊線圈W502在負周期時，正周期內N501中的電流將下降，下降的速度與通過W502的負電壓成正比，與漏電感L502成反比。當該電流降為0時，由於正周期內儲存在T502中的磁能，N502上會感應負電壓。當該負電壓降到一個負值(～-0.6V)，使得Q501的基-射結正向偏置時，Q501將被開啟，從而開啟電晶體Q503以釋放M501的柵極電壓。這意味著這樣實現的滯後緩衝器的下閾值大約等於-0.6V。然後M501將被關閉以停止電流朝與正周期中相反的方向流動。與其它實施例中的操作相似，同步整流器提供能量恢復以獲得高效操作。
本發明在基於正向變換器的設計中進行過實驗評估。進行了兩個實驗。在一個實驗中，正向變換器的次邊部分包括MBR1645類型的肖特基二極體，這是一種16A，45V的器件。在另一個實驗中，次邊部分將本發明作為同步整流器單元。同步整流器中的開關器件是SGS60NE03L-10類型的MOSFET，具有10毫歐姆導通電阻。變換器在相同的條件下進行工作，負載電流為4A。在兩個實驗中，記錄了設備的溫升。肖特基二極體的溫升是27℃，而MOSFET的溫升只有6℃。這兩種類型的器件有相同的電晶體外殼類型TO220。該實驗證實了本發明在降低損耗和提高效率方面的有效性。
儘管本發明已經結合此處被認為是最可行的優選實施例進行了描述，但應當理解本發明並不限於所公開的實施例，而且特別要覆蓋包括在附加權利要求範圍內的各種不同的修改與等效設計。
這樣，可以理解這裡描述的各種不同特徵可以被單獨使用或在其任意組合中使用。因此，本發明不僅僅局限於這裡具體描述的實施例。儘管前面的描述和附圖代表了本發明的一個實施例，但應當理解，在不背離隨後權利要求中定義的本發明主旨和範圍的前提下，可以在其中進行各種不同的補充，修改和代替。特別地，對本領域的技術人員，應當清楚本發明在不背離其主旨和基本特徵的情況下，可以體現為其它的形式，結構和布置，和包括其它的元件和組成部分。本領域的技術人員會理解本發明可以在有許多結構，布置和元件及其它修改的情況下使用，在本發明的實踐中使用，這尤其適用於不背離本發明原理時特殊的環境和工作要求。因此，此處公開的實施例在所有方面都可以認為是說明性和非限制性的，將由附加權利要求說明本發明的範圍，而且不限於前面的描述。
權利要求
1.一種對電路所選分支中的電流進行整流的整流器裝置，包括用於同外部電壓源連接的一對端子；至少帶有三個端子的電源開關，其中三個端子中至少有一個是控制端子，該控制端子在接收到適當的電壓時開啟電源開關；一個耦合到電源開關控制端子的滯後驅動器，該驅動器包括一對接收電壓信號的輸入端子，當該電壓信號等於第一預置電壓電平時，使驅動器產生合適的電壓，通過控制端子開啟電源開關，然後當該電壓信號降到低於第二預置電壓電平時，驅動器產生比合適電壓小的電壓關閉電源開關；有多個線圈的變壓器；多個線圈中第一線圈的一個端子與電源開關耦合，從而提供整流電流；多個線圈中第二線圈耦合到驅動器的輸入端子對；多個線圈中第一線圈和多個線圈中第二線圈之間耦合的磁場，從而流過第一線圈的電流在第二線圈感應電壓信號；變壓器的第三線圈，通過至少一個整流器耦合到與外部電壓源連接的一對端子，從而當電源開關開啟時能量可以傳送到外部電壓源；以及有限磁性裝置，用於耦合上述線圈，從而在第二線圈上形成的電壓由於通過其它線圈耦合到電壓源而受到限制。
2.權利要求1中的整流器裝置，其中第三線圈耦合到僅通過一個整流器連接到外部電壓源的端子對。
3.權利要求2中的整流器裝置，其中當電源開關斷開時，磁復位能量傳送到外部電壓源。
4.權利要求1中的整流器裝置，還包括變壓器的第四線圈，通過第二整流器耦合到輸出端子，從而當電源開關斷開時，能量可以傳送到外部電壓源。
5.權利要求1中的整流器裝置，還可以連接成功率變換器中的一個元件。
6.權利要求5中的整流器裝置，其中功率變換器是正向類型的功率變換器。
7.權利要求6中的整流器裝置，其中功率變換器帶中間抽頭的次邊線圈。
8.權利要求6中的整流器裝置，其中功率變換器是電流倍加類型正向變換器。
9.權利要求6中的整流器裝置，其中功率變換器是回掃類型變換器。
10.一種改進基於同步整流器的整流器裝置的方法，該方法包括以下步驟響應接收到採樣輸入電壓，觸髮帶有滯後驅動器的同步整流器的控制端子，該滯後驅動器產生提供給控制端子的電壓信號；設置滯後驅動器的第一預置電壓電平使之符合與通過同步整流器被整流的正電流有關的採樣電壓，由此，當採樣電壓超過第一預置電壓電平時，滯後驅動器產生電壓信號開啟同步整流器；設置滯後驅動器的第二預置電壓電平使之符合與同步整流器被整流的電流的降低有關的採樣電壓，由此，當採樣電壓降到低於第二預置電壓電平時，滯後驅動器產生電壓信號將同步整流器由開啟狀態關閉；及響應源自外部功率源的待整流電流，連接滯後驅動器以接收採樣電壓。
11.權利要求10中的方法，其中滯後驅動器從外部功率源接收功率。
12.權利要求10中的方法，其中滯後驅動器從獨立的功率源接收功率。
全文摘要
公開了一種使用電流驅動方法的同步整流器，它可以在絕大多數功率變換器拓撲結構中代替二極體整流器，使低整流損耗成為可能。本發明包括一個低損耗開關，還必須包括一個變壓器，該變壓器包括至少一個電流檢測線圈、用於電流檢測能量恢復的線圈以及一個與滯後驅動器相連的驅動線圈，其中滯後驅動器向同步整流器提供驅動信號和功率。介紹了一種滯後驅動器，它可以減小對驅動信號的噪聲幹擾，增大工作頻率範圍，消除電流檢測變壓器的飽和問題，從而提供更靈活的變壓器設計。該同步整流器是自驅動的而且驅動信號不依賴於變換器的輸入電壓，這增強了它在寬輸入範圍變換器中的應用。電流檢測能量恢復使功率變換器能高頻高效率地工作。
文檔編號H02M3/335GK1449101SQ0212162
公開日2003年10月15日 申請日期2002年5月31日 優先權日2002年4月2日
發明者廖柱幫, 潘毅傑, 龐敏熙 申請人:香港大學