隔離式電流調節型直流-直流變換器的製作方法
2023-12-11 11:00:42 1
專利名稱：隔離式電流調節型直流-直流變換器的製作方法
技術領域：
本發明屬於電子技術領域，涉及隔離式直流-直流變換器拓撲結構。更具體地說，
本發明涉及一種新高性能低價格的隔離式電流調節型直流-直流變換器。
背景技術：
在相當多的直流-直流變換器應用中，由於應用環境的要求，往往需要隔離這直 流-直流變換器的輸入和輸出。這通常是由開關變壓器來完成。在一些應用中，由於輸入 與輸出電壓比太大，為了增加這直流_直流變換器的效率，通常使用高頻開關變壓器的匝 比來使這直流_直流變換器工作更優化而使這直流_直流變換器的效率能有所相應地提 高。在中小功率隔離式直流-直流變換器應用中，反激式和正激式是主要的功率拓撲電路 結構。這些功率拓撲電路結構能使系統由比較少的元件組成，但各元件所承受的電壓和電 流應力是相當大的。 在反激式中，由於僅當直流_直流變換器開關變壓器的原邊開關關斷時，直流_直 流變換器的開關變壓器向其付邊的負載輸出能量。為此，開關變壓器原付邊的元件必須承 受相當大的電壓，電流應力。並由於輸出能量是斷續傳輸，這使的這反激式直流-直流變換 器的調節特性比較差，而難以迅速響應輸入電壓及輸出負載的變化。 在正激式中，由於開關變壓器磁場復位要求，通常這使得開關變壓器的原邊開關 的導通佔空比小於50%，以防止開關變壓器進入飽和。又由於開關變壓器磁場復位要求， 這使得這開關變壓器的原邊開關所承受的電壓應力是其輸入電壓的兩倍。這對高輸入電壓 Vin應用場合而言，這原邊開關的選擇是比較難以兼顧高性價比的要求。在正激式直流-直 流變換器中，各元件的電流應力是由輸出電流Io決定。因此如果能夠減少其元件的電壓應 力，這就能夠使這直流-直流變換器達到高性價比的性能。
發明內容
本發明的目的是從正激式直流_直流變換器出發，減少其元件的電壓應力並保持
其低的元件電流應力，擴展其調節佔空比至100%。這樣本發明的直流-直流變換器能達到 高性價比的性能。 本發明提出一種複合功率拓撲結構。它由降壓電流調節結構和兩個改進型異相正 激式直流_直流變換器組成。 本發明的隔離式電流調節型直流-直流變換器由降壓開關SA，續流二極體DA，降 壓電感L，開關Sl和S2，吸收開關變壓器漏感能量的電容Cc，輸出二極體D3和D4，輸出濾 波電容C和開關變壓器T構成；降壓電感L的一端與降壓開關SA及續流二極體DA相連，另 一端與一開關變壓器的原邊繞組和Sl或S2開關相連；開關變壓器的兩個原邊繞組分別與 開關Sl或S2串連；這開關變壓器的兩個原邊繞組分別與開關Sl或S2串連的支路並聯並 分別與續流二極體DA和降壓電感L相連；續流二極體DA和降壓開關SA串連並與輸入電源 Vin相連；用於吸收開關變壓器漏感能量的Cc電容分別與開關Sl或S2串連；開關變壓器的兩個付邊繞組與輸出二極體D3和D4構成全波整流電路；輸出濾波電容C與輸出負載並 聯。 所述的開關Sl和S2交互導通，即Sl導通，S2截止；S2導通，Sl截止；開關變壓器
的兩個原邊繞組相位相反地分別流入降壓電感L電流，開關變壓器的付邊經輸出二極體D3
和D4交互導通，以固定比例輸出電感電流到負載。 所述的降壓開關SA的佔空比動態調節範圍為0 100%。 所述的開關Sl和S2為自激驅動或它激驅動。所述的S1、S2、D3和D4的電壓應力獨立於輸入電壓Vin，且由輸出電壓Vo和開關
變 壓器原付邊匝比決定。 所述的降壓開關SA和續流二極體DA的電壓應力是輸入電壓Vin。 上述SA、DA、S1和S2的電流應力是由輸出電流Io和開關變壓器原付邊匝比決定的。 在大電流輸出應用中，輸出二極體D3和D4分別用同步整流管M0SFET S3和S4替 換。 本發明的優點是兩個改進型異相正激式直流-直流變換器的功率開關的電壓應 力是獨立於輸入電壓Vin。這功率開關和輸出整流二極體的電壓應力是由輸出電壓Vo和開 關變壓器原付邊匝比決定的。這功率開關的電流應力是由輸出電流Io和開關變壓器原付 邊匝比決定的。 本發明的另一個優點是將兩個改進型異相正激式直流-直流變換器中的兩個開 關變壓器可以用一個開關變壓器替換。這開關變壓器是可工作於第一和第三象限沒有直流 偏磁，不像正激式直流_直流變換器開關變壓器僅僅工作於第一象限而有直流偏磁。這使 得這開關變壓器的幾何尺寸比正激式直流_直流變換器的開關變壓器的幾何尺寸小一倍。 開關變壓器漏感的能量能夠無損地饋送到負載，這使得本發明的高性價比隔離式電流調節 型直流_直流變換器可高效地工作於高開關頻率。 本發明的再一個優點是兩個改進型異相正激式直流-直流變換器的功率開關可 以零電壓導通，即實現零電壓開關。它們的開關損耗相當低。兩個異相的功率開關可以工 作於50%佔空比。正因為50%佔空比使的這兩個異相的功率開關可以以低成本自激振蕩 驅動方式驅動。 本發明的優點是降壓開關SA的佔空比可以從OX到100%的動態調節範圍。本發 明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器的動態調節性能與通常降壓直流_直流 變換器的動態調節性能相近。由於本發明的高性價比隔離式電流型直流-直流變換器所具 有的開關變壓器，降壓開關SA可以以低成本共地驅動方式來驅動。
圖1是現有技術的正激式直流_直流變換器。 圖2是兩個改進型異相正激式直流_直流變換器的複合結構。 圖3是本發明的電路結構，即圖2和降壓電流調節功能相結合的複合結構。 圖4是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體實例電路圖。
圖5是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第二實例電路 圖。大功率電晶體用作為開關SI和S2，附有反並二極體。 圖6是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第三實例電路 圖。大功率電晶體用作為開關S1和S2。 圖7是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第四實例電路 圖。降壓開關SA以共地驅動方式來驅動，MOSFET用作為開關SI和S2。
圖8是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第五實例電路 圖。降壓開關SA以共地驅動方式來驅動，大功率電晶體用作為開關SI和S2，附有反並二極體。 圖9是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第六實例電路
圖。降壓開關SA以共地驅動方式來驅動，大功率電晶體用作為開關SI和S2。 圖10是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第七實例電
路圖。圖4中輸出二極體D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替換。 圖11是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第八實例電
路圖。圖5中輸出二極體D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替換。 圖12是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第九實例電
路圖。圖6中輸出二極體D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替換。 圖13是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第十實例電
路圖。圖7中輸出二極體D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替換。 圖14是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第十一實例
電路圖。圖8中輸出二極體D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替換。 圖15是本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具體第十二實例
電路圖。圖9中輸出二極體D3和D4用同步整流管MOSFET S3和S4替換。
具體實施例方式
傳統的正激式直流_直流變換器如圖1所示。Vc是一鉗位電壓。通常Vc = Vin。 這樣原邊開關電壓應力是兩倍輸入電壓。而元件的電流應力是Ns * Io/Np， Io是輸出電 流。在圖1中將電感L從開關變壓器的付邊移到開關變壓器的原邊，並為保持電感電流連 續，另加一個輔助正激式變換器如圖2所示。其中開關SI和S2是交互導通，即SI導通，S2 截止；而S2導通，SI截止。鉗位電壓Vc = Np * Vo/Ns。 Vo是輸出電壓。
由於SI和S2交替導通，電感電流可以通過S1、S2、D3、D4和開關變壓器T傳輸到 負載。此時S1和S2的電壓應力是2XVc = 2XNp * Vo/Ns。顯然如果這電感L的電流可 以控制，則該直流_直流變換器的輸出電流和電壓可以被控制。由於這開關變壓器原邊繞 組中的電流是電感L中的電流，只要這電感L的電流可以控制，則該開關變壓器是不存在磁 路飽和問題。要控制這一電感電流的最簡單方法是引入一個降壓直流-直流電流調節功能 結構。將圖2所示電路加以整理並加入電感電流調節電路如圖3所示本發明的電路結構。
在圖3中，由於電感電流調節，電路工作條件是開關Sl和S2必須交替導通。如圖 3所示，只要電感電流在Sl或S2關斷時保持連續，它可避免在開關Sl和S2上產生電壓尖 峰。只有開關S1和S2交替導通，才能使得這電感電流連續。當然如果開關S1和S2不能瞬時交替導通，在電感和續流二極體之間連接一 電容或電容加電阻是一有效方法減小這電 壓尖峰，但這將增加電路的損耗。 在電路中，降壓開關SA的開關頻率可以獨立於開關Sl和S2的開關頻率。SA的開 關頻率是由降壓電感L和輸出濾波電容C決定的，S卩，它影響電感電流的紋波及輸出電壓的 紋波。開關S1和S2的開關頻率是由開關變壓器決定的，S卩，它影響開關變壓器的伏-秒乘 積。 在圖3中，SA的電壓應力是輸入電壓Vin。 Sl和S2的電壓應力是2XNp * Vo/ Ns。 SA的電流應力是Ns * Io/Np。 Sl和S2的電流應力也是Ns * Io/Np。由Sl和S2的 電壓應力表達式可看出Sl和S2元件的電壓應力可以通過選擇合適的開關變壓器原付邊匝 比限制在合適電壓之下。 Sl和S2是用以通過開關變壓器傳輸電感L電流到負載。由於這是電流驅動開關 變壓器，S1和S2的導通佔空比可以為任意D和(l-D)。當然為了更好地平衡S1、S2、D3和 D4器件熱平衡及開關變壓器的磁平衡，通常選擇D = 0. 5左右。由於D = 0. 5左右，可以採 用低成本的自激振蕩方式來驅動Sl和S2。這開關變壓器的幾何尺寸是由Sl和S2的開關 頻率決定。 如圖3所示，Vc鉗位電壓源所吸收的開關變壓器的漏感中的能量能夠通過Sl和 S2的交替導通將其饋送到開關變壓器付邊的負載上。這鉗位電壓源Vc可以用一個電容Cc 來代替，而如圖4所示。 如圖4所示，當開關Sl或S2關斷時，由於開關變壓器漏感的作用，使得開關S2或 Sl的反並體二極體導通，從而使開關S2或Sl可以零電壓導通，即實現零電壓開關。由於開 關變壓器漏感的能量能夠無損地饋送到負載，這使得Sl， S2， Cc， D3， D4和開關變壓器T構 成直流_直流電流變壓器可高效地工作於高開關頻率。 在本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器中，Sl，S2，Cc，D3，D4和
開關變壓器T構成直流_直流電流變壓器並不儲存任何能量。本發明的高性價比隔離式電 流調節型直流-直流變換器的儲能元件是電感L和輸出濾波電容C，即通常降壓直流_直 流變換器的儲能元件。本發明的高性價比隔離式電流調節型直流-直流變換器的動態調節 性能與通常降壓直流_直流變換器的動態調節性能相近。由於SA的佔空比可以從0%到 100%，本發明的高性價比隔離式電流調節型直流-直流變換器的動態調節範圍遠大於傳 統的正激式直流_直流變換器的動態調節範圍。 本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器具有通常降壓直流_直流 變換器相應的電壓電流應力以及相應的動態調節性能，同時它還具有開關變壓器的隔離功 能。在實際應用中，由於開關變壓器原付邊匝比的自由度，它能使本發明的高性價比隔離式 電流調節型直流_直流變換器工作於比通常降壓直流_直流變換器更優化的工作條件下， 而獲得更高的工作效率。由於可以用自激振蕩方式來驅動Sl和S2，這可使得Sl， S2， Cc， D3， D4和開關變壓器T構成直流-直流電流變壓器得以低成本實現。 由於開關Sl和S2交替導通，開關變壓器是工作於第一和第三象限沒有直流偏磁， 不像正激式直流_直流變換器開關變壓器僅僅工作於第一象限而有直流偏磁。這使得這開 關變壓器的幾何尺寸比正激式直流_直流變換器的開關變壓器的幾何尺寸小一倍。
本發明的高性價比隔離式電流調節型直流_直流變換器與通常的正激式直流_直流變換器(如圖l所示)相比，除了用於吸收開關變壓器漏感能量的Cc電容外，沒有額外 貯能元件。 開關S1和S2是可以使用更低成本功率三極體。更高性價比隔離式電流型直 流_直流變換器如圖5，圖6所示。 由於本發明的高性價比隔離式電流型直流_直流變換器所具有的開關變壓器，降 壓開關SA可以以低成本共地驅動方式來驅動，如圖7、圖8和圖9所示。
在大電流輸出應用中，輸出二極體D3和D4可以用同步整流管M0SFET S3和S4替 換。由於D3和D4的50%佔空比導通，這是非常容易以低成本自驅動方式驅動S3和S4的， 如圖10，圖11，圖12，圖13，圖14和圖15所示。
權利要求
隔離式電流調節型直流-直流變換器，其特徵在於由降壓開關SA，續流二極體DA，降壓電感L，開關S1和S2，吸收開關變壓器漏感能量的電容Cc，輸出二極體D3和D4，輸出濾波電容C和開關變壓器T構成；降壓電感L的一端與降壓開關SA及續流二極體DA相連，另一端與一開關變壓器的原邊繞組和S1或S2開關相連；開關變壓器的兩個原邊繞組分別與開關S1或S2串連；這開關變壓器的兩個原邊繞組分別與開關S1或S2串連的支路並聯並分別與續流二極體DA和降壓電感L相連；續流二極體DA和降壓開關SA串連並與輸入電源Vin相連；用於吸收開關變壓器漏感能量的Cc電容分別與開關S1或S2串連；開關變壓器的兩個付邊繞組與輸出二極體D3和D4構成全波整流電路；輸出濾波電容C與輸出負載並聯。
2. 如權利要求l所述隔離式電流調節型直流-直流變換器，其特徵在於開關S1和S2 交互導通，即Sl導通，S2截止；S2導通，Sl截止；開關變壓器的兩個原邊繞組相位相反地分 別流入降壓電感L電流，開關變壓器的付邊經輸出二極體D3和D4交互導通，以固定比例輸 出電感電流到負載。
3. 如權利要求1所述隔離式電流調節型直流_直流變換器，其特徵在於降壓開關SA 的佔空比動態調節範圍為0 100%。
4. 如權利要求l所述隔離式電流調節型直流-直流變換器，其特徵在於開關S1和S2 為自激驅動或它激驅動。
5. 如權利要求1所述隔離式電流調節型直流-直流變換器，其特徵在於S1、S2、D3和 D4的電壓應力獨立於輸入電壓Vin，並由輸出電壓Vo和開關變壓器原付邊匝比決定。
6. 如權利要求1所述隔離式電流調節型直流_直流變換器，其特徵在於降壓開關SA 和續流二極體DA的電壓應力是輸入電壓Vin。
7. 如權利要求1所述隔離式電流調節型直流-直流變換器，其特徵在於SA、DA、S1和 S2的電流應力是由輸出電流Io和開關變壓器原付邊匝比決定的。
8. 如權利要求1所述隔離式電流調節型直流-直流變換器，其特徵在於在大電流輸 出應用中，輸出二極體D3和D4分別用同步整流管M0SFET S3和S4替換。
全文摘要
隔離式電流調節型直流-直流變換器由降壓開關SA，續流二極體DA，降壓電感L，開關S1和S2，吸收開關變壓器漏感能量的電容Cc，輸出二極體D3和D4，輸出濾波電容C和開關變壓器T構成；L的一端與SA及DA相連，另一端與一開關變壓器的原邊繞組和S1或S2相連；開關變壓器的兩個原邊繞組分別與S1或S2串連，其支路並聯並分別與DA和L相連；DA和SA串連並與輸入電源相連；Cc電容分別與S1或S2串連；開關變壓器兩個付邊繞組與D3和D4構成全波整流電路；電容C與輸出負載並聯。本方案具現有降壓直流-直流變換器的電壓電流應力以及動態調節性能，同時具開關變壓器的隔離功能。在實際應用中可以在更優化的工作條件下具更高的工作效率。
文檔編號H02M3/335GK101741258SQ20101004004
公開日2010年6月16日 申請日期2010年1月19日 優先權日2010年1月19日
發明者翁大豐, 魏其萃 申請人:魏其萃