以具有至少三種信號電平的差分本機振蕩器信號驅動混頻器的製作方法

2023-10-18 04:01:39 2

專利名稱：以具有至少三種信號電平的差分本機振蕩器信號驅動混頻器的製作方法
技術領域：
所揭示的實施例涉及驅動混頻器，且更特定來說涉及驅動在無線發射器的發射鏈中的混頻器。
背景技術：
在例如蜂窩式電話手持機的無線電發射器等許多無線電發射器中，待傳送的信息調製到用於發射的載波上。雖然存在許多可採用的複雜調製方案，但如蜂窩式電話中目前所實踐的大多數這些方案可分類為涉及兩種通用方法之一。在第一種方法中，壓控振蕩器 (VCO)輸出高頻率信號。高頻率信號接著經放大，且從天線進行發射。VCO直接以智能信息來調製。可使用數/模轉換器(DAC)將控制信號供應給VC0，使得VCO輸出信號經調製以包括所述智能信息。此第一種方法具有某些優點和缺點。在第二種方法中，使用VCOdfiMVCO 並不直接以智能信息來調製。實際上，將相對穩定且頻率固定的VCO輸出信號供應給混頻器。另外，將包括調製智能信息的較低頻率信號供應給所述混頻器。較低頻率信號(也稱為基帶信號)通常使用DAC來產生。混頻器將VCO輸出信號乘以基帶調製智能信息信號， 藉此產生處於約本機振蕩器(LO)信號的頻率下的包括智能信息的高頻率信號。此較高頻率信號接著經放大，且從天線進行發射。此第二種方法也具有某些優點和缺點。圖1 (現有技術)為採用第二種方法的電路的簡圖。本機振蕩器1包括鎖相迴路 (PLL)(未圖示)，所述鎖相迴路又包括VCO (未圖示)。本機振蕩器1產生一信號，所述信號在此處稱為本機振蕩器(LO)信號。此LO信號實質上為VCO的輸出。LO信號供應給混頻器2的一個輸入。數字智能信號3包括待傳送的智能信息。數位訊號3通過DAC 4轉換成模擬形式，從而產生模擬智能基帶信號。此模擬信號經濾波器5濾波，且作為智能基帶信號 BB供應給混頻器2的第二輸入。混頻器2將智能基帶信號BB乘以LO信號，以對智能信號進行升頻轉換。包括智能信息的經升頻轉換的信號6接著經驅動器放大器7和功率放大器 8放大，且從天線9進行發射。圖2(現有技術)為說明與圖1的電路相關聯的問題的圖。在所說明的實例中， LO信號具有IGHz頻率，且基帶智能信號BB具有IOOKHz頻率。混頻器2並非理想的電路元件，而是展現非理想的特性。由混頻器2輸出的信號6實際上包括在LO信號的基波頻率 (IGHz)下的信號10，以及信號11和12。信號11的頻率為基波頻率的三倍。信號12的頻率為基波頻率的5倍。信號11和12為基波信號的兩個奇次諧波。雖然僅說明這些諧波中的兩者，但實際上還產生其它較高階奇次諧波。除產生在基波頻率和奇次諧波頻率下的信號10到12外，混頻器2還輸出智能信號的升頻轉換版本13。另外，如果此信號13的頻率為基波頻率加基帶信號的頻率(IGHz加IOOKHz)，那麼混頻器2還將輸出智能信號的版本 14和15。版本14處於三次諧波的頻率減智能信號的頻率下。在圖2的實例中，此頻率為 3GHz減ΙΟΟΚΗζ。混頻器2還輸出處於五次諧波的頻率加智能信號的頻率下的智能信號的版本15。在圖2的實例中，此頻率為5GHz加ΙΟΟΚΗζ。在此樣式中，混頻器輸出智能信號的多個版本，其中所述版本的頻率位置在基波的奇次諧波的上方和下方交替，因為認為混頻器的頻譜分量的頻率上升。在圖2的左邊部分中說明信號6的頻率分量。接著，除混頻外，圖1的實際電路還涉及混頻器輸出信號6的放大。實際放大器在某種程度上為非線性的。放大級7和8的非線性導致信號6的各種頻率分量互混。作為此互混的結果，信號版本14的頻率將降低，且所述信號版本14將作為信號16出現在放大器輸出中。圖2的右邊部分說明互混的結果和信號16的產生。如所說明，信號16的頻率接近於LO的基波頻率。圖3為進一步詳細地說明圖2的右邊部分的圖。為使蜂窩式電話協議的網絡容量達到最大，對在所分配的頻帶中和其周圍發射器可發射多少能量常常存在嚴格要求。在本文所闡述的實例中，所分配的頻帶17從IGHz減IOOKHz擴展到IGHz加IOOKHz。降頻信號 16出現在此頻帶略微外部IGHz加3X IOOKHz的頻率下。另外，需要界定發射器在從所分配的頻帶17以遞增頻率擴展和從所分配的頻帶17以遞減頻率擴展的每一頻率下可發射的最大功率量。線18和19識別對發射功率的這些限制，且稱為發射掩碼。應注意確保降頻信號16不會具有大到使其違反發射掩碼的量值。可採用若干技術來確保信號16不違反發射掩碼要求。舉例來說，可使用極大的放大器實現驅動器放大器級7和功率放大器級8。一般來說，放大器的非線性在放大器更猛烈地驅動時增加。如果小的放大器更猛烈地驅動以產生更多增益，以便產生所需功率的輸出信號，那麼較小放大器通常將展現更大的非線性。然而，如果提供相對大的放大器來產生所需功率的輸出信號，那麼放大器一般可展現較小的非線性。然而，提供此類大的放大器費用高且/或消耗不合需要的大量功率。另一種技術涉及製造一種不輸出三次諧波分量的放大器，而非以此方式使放大器的尺寸過大。此類放大器可使用多個級來製成，其中每一級包括不會過度驅動的放大器。因此，每一級可經製成以展現最低非線性。從一級輸出的信號經濾波以消除三次諧波分量，接著經濾波的信號供應給下一放大級的輸入。遺憾的是，此多級技術可將不合需要量的噪聲引入到經放大的信號中。在一些蜂窩式電話標準中，對於發射器來說，不僅禁止注射過多功率到相鄰裝置的所分配頻帶的區域中，而且還禁止發射器將過多噪聲引入到接收頻帶中。 圖3中此接收頻帶通過「RX」識別。一般來說，每一放大器級添加一定量的噪聲。來自多個放大器級的噪聲的累積可能過大以致違反接收頻帶噪聲要求。尋求這些問題的解決方案。

發明內容
以在本文中稱為「低三次諧波同相⑴和正交(Q)信號」的信號驅動無線發射器 (例如蜂窩式電話手持機的發射器)的發射鏈的混頻器。所述低三次諧波I和Q信號中的每一者具有三種或三種以上信號電平。這三種或三種以上信號電平之間不時地發生轉變， 使得所述信號近似於正弦波且具有最低三次諧波頻譜分量。在一個特定實例中，所述I和Q 信號中的每一者為差分信號，在一個周期中，所述差分信號在所述周期的第一 8. 33%具有第一零伏信號電平，接著在所述周期的第二 33. 33%具有第二 +1. 3伏信號電平，接著在所述周期的第三16. 66%具有所述第一零伏信號電平，接著在所述周期的第四33. 33%具有第三-1. 3伏信號電平，且接著在所述周期的第五8. 33%具有所述第一零伏信號電平。此特定的I和Q信號波形具有三種信號電平(也稱為三種狀態)。所述低三次諧波I和Q信號由低三次諧波除法器(Low Third Harmonic Divider, LTHD)電路產生。LTHD電路接收由本機振蕩器的鎖相迴路(PLL)輸出的信號，產生所述低三次諧波I和Q信號，且將所述低三次諧波I和Q信號輸出到所述混頻器。 在一個實例中，與以僅具有兩種信號電平的常規差分I和Q信號驅動混頻器相比， 降低所述I和Q信號的三次諧波分量使發射器的放大器級的設計簡化且有助於減少接收頻帶噪聲。通過從所述本機振蕩器I和Q信號減少或消除三次諧波頻譜分量，可放大GSM/ EDGE (全球移動通信系統/增強型數據速率GSM演進)發射器中的混頻器的輸出而不違反 GSM發射掩碼，且同時滿足GSM和EDGE的接收頻帶噪聲要求。上述內容為概要且因此必然含有簡化、一般化和細節省略；因此，所屬領域的技術人員應了解，所述概要僅為說明性的且並不旨在以任何方式進行限制。如僅由權利要求書所界定的本文中所描述的裝置和/或方法的其它方面、發明性特徵和優勢將在本文中所闡述的非限制性具體實施方式
中變得顯而易見。


圖1(現有技術)為無線發射器的圖，其中本機振蕩器將常規本機振蕩器信號LO 供應給混頻器。圖2(現有技術)為說明由圖1的LO信號中的三次諧波所引起的問題的圖。圖3(現有技術)為進一步詳細地說明圖2的問題的圖。圖4為根據一個新穎方面的移動通信裝置100的圖。圖5為圖4的RF收發器集成電路102的更詳細的圖。圖6為圖5的RF收發器集成電路102的發射鏈的本機振蕩器115的更詳細的圖。圖7為由圖6的本機振蕩器115輸出的三態低三次諧波I和Q信號的波形圖。所述圖為真實信號的波形的簡化。真實信號的波形不會具有完全垂直的信號邊沿且不會具有完美方角。圖8為圖6的本機振蕩器115內的低三次諧波除法器(LTHD)電路128的更詳細的圖。圖9為圖8的除法器141的更詳細的電路圖。圖10為圖8的除法器142的更詳細的電路圖。圖11為圖8的邏輯門塊143的更詳細的電路圖。圖12為圖8的D型鎖存器塊145的更詳細的電路圖。圖13為圖12的D型鎖存器塊145中的D型鎖存器中的一者的符號的圖。圖14為圖8的D型鎖存器塊145的D型鎖存器中的一者的更詳細的電路圖。圖15為說明圖8的LTHD 128如何操作以產生信號IGP、IGN、QGP和QGN的波形圖。圖16為說明圖8的重定時電路146如何操作以對信號IGP、IGN、QGP和QGN進行重定時的波形圖。圖17為展示常規I和Q LO信號的頻譜分量的圖表。圖18為展示由圖8的LTHD 128產生的三態低三次諧波I和Q信號的頻譜分量的
圖19為新穎方法200的簡化流程圖。圖20為可由上述LTHD的其它實施例產生的低三次諧波I和Q信號的另一實例的波形。圖20中所示的波形具有四個信號電平。圖21為可由上述LTHD的其它實施例產生的低三次諧波I和Q信號的另一實例的波形。圖21中所示的波形具有四個信號電平。
具體實施例方式圖4為移動通信裝置100(例如蜂窩式電話)的非常簡化的高階框圖。裝置100 包括(連同其它未說明的部分)可用於接收和發射蜂窩式電話通信的天線101、RF收發器集成電路102和數字基帶集成電路103。圖5為圖4的RF收發器集成電路102的更詳細的圖。在蜂窩式電話的操作的一個非常簡化的解釋中，如果正使用蜂窩式電話來接收作為蜂窩式電話通話的部分的音頻信息，那麼傳入發射104接收於天線101上。信號傳遞通過雙工器105和匹配網絡106且經接收鏈108的低噪聲放大器(LNA) 107放大。在由混頻器109進行降頻轉換且經基帶濾波器110濾波後，信息傳送到數字基帶集成電路103，進行模/數轉換且在數字域進行進一步處理。接收鏈如何進行降頻轉換是通過改變由本機振蕩器111產生的本機振蕩器信號L02 的頻率來控制。另一方面，如果正使用蜂窩式電話100發射作為蜂窩式電話通話的部分的音頻信息，那麼待發射的音頻信息在數字基帶集成電路103中轉換成模擬形式。模擬信息供應給 RF收發器集成電路102的發射鏈113的基帶濾波器112。濾波後，信號由混頻器114進行升頻轉換。升頻轉換過程是通過控制由本機振蕩器115產生的本機振蕩器信號LOl的頻率來調諧和控制。本機振蕩器信號LOl包括兩種差分信號I和Q。所得經升頻轉換的信號經驅動器放大器116和外部功率放大器117放大。經放大的信號供應給天線101，作為傳出發射118進行發射。接收鏈和發射鏈的本機振蕩器111和115由控制信息CONTROL控制， 所述控制信息CONTROL通過串行總線121從數字基帶集成電路103經由導體119和120接收。控制信息CONTROL由執行一組處理器可執行指令123的處理器122產生。所述指令存儲於處理器可讀媒體199中。信息傳遞通過總線接口 124，跨越串行總線121，且通過第二總線接口 125，且通過導體119和120到本機振蕩器111和115。圖6為圖5的本機振蕩器115的更詳細的圖。本機振蕩器115包括除法器126、鎖相迴路(PLL) 127和低三次諧波除法器(LTHD) 128。除法器1 在導體198上接收外部產生的參考時鐘信號REF CLK(例如，由外部振蕩器產生)且產生經降頻的參考時鐘信號。PLL 127接收經降頻的參考時鐘信號和導體120上的多位數字控制值，且從其產生差分PLL輸出信號V0。此處所用的標記「V0」指示VO信號為VCO輸出信號。信號VO包括導體1 上的信號VOP和導體130上的信號V0N。信號VO具有如導體120上的多位控制字所確定的所需頻率。在此狀況下，PLL 127包括相位檢測器131、迴路濾波器132、壓控振蕩器(VCO) 133、 迴路除法器Π4和Σ - Δ調製器135。由VCO 133輸出的VO信號經LTHD電路128降頻，且用以產生本機振蕩器信號LOl。如上所解釋，本機振蕩器信號LOl包括兩種差分輸出信號I 和Q，且供應給發射器的混頻器114。差分輸出信號I包含導體136上的信號IP和導體137上的信號IN。差分輸出信號Q包含導體138上的信號QP和導體139上的信號QN。I和Q 信號中的每一者為三態低三次諧波差分信號。圖7為由LTHD 1 輸出的I和Q信號的簡化波形圖。所述圖的垂直軸中的電壓在I信號的狀況下表示導體136與137之間的差分電壓，或在Q信號的狀況下表示導體138 與139之間的差分電壓。雖然在此特定實例中波形為電壓波形，但在其它實例中，波形可為電流波形。在所說明的實例中，基波頻率為約一千兆赫。對於一周期的最初8. 33%，信號處於零伏信號電平，對於所述周期的隨後33. 33%，信號處於+1. 3伏信號電平，對於所述周期的隨後16. 66%,信號處於零伏信號電平，對於所述周期的隨後33. 33%,信號處於-1. 3伏信號電平，且對於所述周期的最後8. 33%，信號處於零伏信號電平。歸因於此信號波形的形狀，實質上不存在三次諧波分量。信號的五次諧波分量的功率相對於基波功率為_14dB。 信號的七次諧波分量的功率相對於基波功率為_16dB。圖8為圖7的低三次諧波除法器(LTHD) 128的更詳細的電路圖。LTHD 128在導體 1 和130上接收來自圖6的VCO 133的差分VCO輸出信號V0。LTHD 1 在導體136和 137上將三態低三次諧波I信號輸出到混頻器114。LTHD 128還在導體138和139上將三態低三次諧波Q信號輸出到混頻器114。LTHD 1 包括削波放大器140、除以三的第一除法器141、除以二的第二除法器142、邏輯門塊143、除以二除法器144和D型鎖存器塊145。 除法器144與D型鎖存器145 —起形成重定時電路146。在此狀況下，在導體1 和130上接收的差分VCO輸出信號VO為正弦差分信號。 削波放大器140接收此正弦差分信號且放大所述信號，使得放大器140的輸出為差分VCO 輸出信號的經削波版本。此經削波信號包含導體147上的信號VC0_0UT_CP以及導體148 上的信號VC0_0UT_CN。圖9為圖8的除法器141的更詳細的圖。所述電路在導體147上接收信號VC0_ 0UT_CP且輸出三個差分信號。第一差分信號包含導體149上的信號AP和導體150上的信號AN。第二差分信號包含導體151上的信號BP和導體152上的信號BN。第三差分信號包含導體153上的信號CP和導體154上的信號CN。圖10為圖8中的除法器142的更詳細的電路圖。所述電路接收包含導體149上的信號AP和導體150上的信號AN的差分信號A。所述電路輸出兩個差分信號。第一差分信號包含導體巧5上的信號I_DIV6P和導體156上的信號I_DIV6N。第二種差分信號包含導體157上的信號Q_DIV6P和導體158上的信號Q_DIV6N。圖8的除法器144的電路具有與除法器142的電路相同的構造。然而，除法器144的差分信號輸入為經削波差分信號VC0_ 0UT_C，如圖8中所說明，所述削波差分信號VC0_0UT_C包含導體147上的信號VC0_0UT_CP 和導體148上的信號VC0_0UT_CN。由除法器142輸出的信號的信號名稱涉及「DIV6」記法， 因為這些信號是由VC0_0UT_CP信號除以六而產生。除法器141除以三，且使用除法器142 將除法器141的輸出除以二。因此，從除法器142輸出的信號為除以六的信號VC0_0UT_CP。 包含Q_DIV6P和Q_DIV6N的「Q」差分信號相對於包含I_DIV6P和I_DIV6N的「I」差分信號異相90°。類似地，包含Q_DIV2P和Q_DIV2N的「Q」差分信號相對於包含I_DIV2P和1_ DIV2N的「I」差分信號異相90°。圖11為圖8的邏輯門塊143的更詳細的圖。所描繪的門為單端邏輯門。邏輯門塊 143在導體159上輸出信號IGP，在導體160上輸出信號IGN，在導體161上輸出信號QGP，且在導體162上輸出信號QGN。圖12為D型鎖存器塊145的更詳細的圖。如所說明，D型鎖存器塊145包括四個互連的差分輸入D型鎖存器163到166。如圖8中所說明，D型鎖存器塊145經由導體136 到139將I和Q信號輸出到混頻器114。雖然此處所描述的重定時電路的特定實例包括鎖存器的D型鎖存器塊，但在其它實施例中，D型鎖存器塊可包括觸發器而非D型鎖存器。圖13為圖12的差分輸入D型鎖存器中的一者的符號167。D型鎖存器在數據輸入引線168上接收單端數據(D)輸入信號，且在數據輸出引線169上輸出單端數據(Q)輸出信號。然而，所述鎖存器由在一對相應時鐘輸入引線170和171上接收的差分時鐘信號進行時鐘控制。圖14為圖13的D型鎖存器167的電路圖。此電路的相同例項用以實現圖12的 D型鎖存器塊145的D型鎖存器163到166。圖15為說明圖8的LTHD 128的操作的波形圖。信號(AP) (CN)+ (AN) (BP)的波形為圖11的邏輯門塊143的節點172上的信號的波形。信號(AP) (BN)+ (AN) (CP)的波形為圖11的邏輯門塊143的節點173上的信號的波形。這些信號是通過使用邏輯門將AP、AN、 BP,BN, CP和CN信號組合性地組合而產生。標記為I_DIV6P、I_DIV6N、Q_DIV6P和Q_DIV6N 的波形為由除法器142輸出的信號的波形。信號IGP的波形包括圖15中標記為「I」的高脈衝。注意，此脈衝對應於信號(AP) (CN)+ (AN) (BP)的標記為I的脈衝。然而，信號IGP的波形不包括對應於信號(AP) (CN)+ (AN) (BP)的標記為「IN」的脈衝的任何高脈衝。還注意， 信號I_DIV6P在信號(AP) (CN)+ (AN) (BP)的整個「 I 」脈衝中處於數字高電平下，但在信號 (AP) (CN)+ (AN) (BP)的整個「IN」脈衝中處於數字低電平下。因此，信號IGP可通過使用1_ DIV6P信號作為選擇信號以選擇性地使信號(AP) (CN)+ (AN) (BP)的「I」脈衝通過且選擇性地阻擋(AP) (CN)+ (AN) (BP)的「IN」脈衝來產生。信號(AP) (CN)+ (AN) (BP)的脈衝的選擇性通過和阻擋是由(AN) (CN)+ (AN) (BP)信號與I_DIV6P信號的邏輯「與」運算來實現。注意，「與」(AND)門174執行此邏輯「與」函數，且輸出信號IGP。以類似方式，「與」門175執行信號(AN) (CN)+ (AN) (BP)與I_DIV6N的邏輯「與」函數，且輸出信號IGN。如果將圖15的導體159上的信號IGP與圖15的導體160上的信號IGN之間的差分電壓製成圖，那麼電壓將具有與圖7的波形大體上相同的三種信號電平波形。以類似方式，圖11的「與」門176執行信號(AP) (BN)+ (AN) (CP)與Q_DIV6P的邏輯「與」函數，且輸出信號QGP。以類似方式，圖11的「與」門177執行信號(AP) (BN)+ (AN) (CP)與Q_DIV6N的邏輯「與」函數，且輸出信號QGN。如果將圖15的導體161上的信號QGP 與圖15的導體162上的信號QGN之間的差分電壓製成圖，那麼電壓將具有與圖7的波形大體上相同的三種信號電平波形。歸因於經由除法器142的延遲，信號輸出除法器142進行切換的時間可稍微遲於從除法器141輸出的信號進行切換的時間。因此，作為輸入供應給邏輯門塊143的信號可在相對於VC0_0UT_CP和VC0_0UT_CN信號的邊沿不完全對準的時間轉變。另外，經由不同信號路徑經由邏輯門塊143的傳播時間可不同。出於這些原因，作為從邏輯門塊143的輸出的信號IGP、IGN、QGP和QGN的邊沿未如所需而相對於VC0_0UT_CP和VC0_0UT_CN的邊沿在時間上對準。圖16為說明重定時電路146如何對這些信號邊沿進行重定時以改進信號IP、IN、QP和QN的切換同時發生的程度的波形圖。波形中的箭頭說明D型鎖存器塊145中的一個 D型鎖存器的操作。D型鎖存器163為圖12中的鎖存器，其對信號IGP進行重定時且輸出經重定時的信號IP。圖8的除法器144在導體147和148上接收VC0_0UT_CP和VC0_0UT_ CN信號，除以二且輸出信號I_DIV2P、I_DIV2N。圖16中說明兩個信號的波形。這些信號1_ DIV2P和I_DIV2N用以對鎖存器163進行時鐘控制，以便鎖存器163將信號IGP的值鎖存於 I_DIV2P的上升沿(和I_DIV2N的下降沿)上。由鎖存器163輸出的信號僅在I_DIV2P的上升沿時變化。因此對信號IGP進行重定時。注意，信號IP具有與信號IGP大體上相同的周期性，但其相對於信號IGP在時間上延遲了信號VC0_0UT_CP的一個半周期。然而，從1_ DIV2P的上升沿的時間到信號IP變化的時間為經由一個D型鎖存器的延遲。因為使用類似電路對信號IGN、QGP和QGN進行重定時，所以經重定時的信號IN、QP和QN的邊沿也僅在 I_DIV2P信號的邊沿的一個D型鎖存器延遲內轉變。圖16底部的I信號波形表示存在於導體136與137之間的差分電壓。所述波形具有圖7的所需三態低三次諧波波形。類似地，圖16底部的Q信號波形表示存在於導體138 與139之間的差分電壓。所述波形具有圖7的所需三態低三次諧波波形。這兩個具有三種信號電平的差分信號I和Q的三次諧波分量實質上小於僅具有兩種信號電平的常規差分I 和Q信號的三次諧波分量。通過在圖5的發射路徑中降低供應給混頻器114的LOl信號的三次諧波分量，可使上文結合圖2所描述的三次諧波折返問題減到最少或消除。不必使用插入三次諧波濾波的謹慎的多級放大來預防折返問題，因此還使上文結合圖3所論述的接收頻帶噪聲問題減到最少或消除。圖17為展示具有兩種信號電平的常規I和Q信號的頻譜分量的圖。三次諧波的量值相對於基波量值為約-12dB。圖18為展示由圖8的LTHD電路128產生的三態低三次諧波I和Q信號的頻譜分量的圖。三次諧波的量值相對於基波量值為約_58dB。在圖17中三次諧波的功率為基波功率的約1/5，而在圖18中，三次諧波的功率為基波功率的約1/30。在圖4到圖16的上述實施例中，當驅動器放大器116將功率驅動到功率放大器117的50歐姆(ohm)負載中時，來自發射器的接收頻帶噪聲為約-165dBc/Hz。歸因於LOl I和Q信號中的三次諧波分量的降頻信號(fmod)的強度為約_63.5dBc。如果此fmod值(除外部功率放大器117外，其還考量發射鏈的非線性)低於_60dBc，那麼在普通市售外部功率放大器用於功率放大器117 時，一般不會違反GSM發射掩碼。圖19為方法200的流程圖。在所述方法中，將低三次諧波I和Q信號提供(步驟 201)給無線發射器的發射鏈中的混頻器。在所述方法的一個實例中，低三次諧波I和Q信號具有與圖7中所說明相同的三態低三次諧波信號波形。三種信號電平在此處也稱為三種「狀態」。在所述方法的此實例中，圖8的LTHD電路1 用以產生三態低三次諧波I和Q 信號，且由此產生的I和Q信號供應給圖4的移動通信裝置100的發射鏈113中的混頻器 114，其中移動通信裝置100為蜂窩式電話手持機。在所述方法的其它實例中，低三次諧波 I和Q信號具有三種以上的信號電平(超過三種狀態)。從一種信號電平轉變到下一種信號電平的定時以及信號電平的相對量值經確定以降低I和Q信號中三次諧波頻譜分量的量值。在一個或一個以上示範性實施例中，可以硬體、軟體、固件或其任何組合來實施所
10描述的功能。如果以軟體來實施，那麼所述功能可作為一個或一個以上指令或代碼而存儲於計算機可讀媒體上或經由計算機可讀媒體來發射。計算機可讀媒體包括計算機存儲媒體與通信媒體兩者，通信媒體包括促進將電腦程式從一處傳送到另一處的任何媒體。存儲媒體可為可由通用或專用計算機存取的任何可用媒體。舉例來說且並非限制，所述計算機可讀媒體可包含RAM、ROM、EEPROM、CD-ROM或其它光碟存儲裝置、磁碟存儲裝置或其它磁性存儲裝置，或可用於載運或存儲呈指令或數據結構的形式的所需程序代碼裝置且可由通用或專用計算機或通用或專用處理器存取的任何其它媒體。並且，可將任何連接恰當地稱為計算機可讀媒體。舉例來說，如果使用同軸電纜、光纜、雙絞線、數字訂戶線(DSL)，或例如紅外線、無線電和微波等無線技術從網站、伺服器或其它遠程源發射軟體，那麼同軸電纜、光纜、雙絞線、DSL，或例如紅外線、無線電和微波等無線技術包括於媒體的定義中。如本文中所使用，磁碟(Disk)和光碟(disc)包括緊密光碟(CD)、雷射光碟、光學光碟、數字多功能光碟(DVD)、軟性磁碟和藍光光碟，其中磁碟通常以磁性方式再現數據，而光碟通過雷射以光學方式再現數據。上述各物的組合也應包括在計算機可讀媒體的範圍內。在一個說明性實例中，所述組處理器可執行指令123在由處理器122執行時使處理器122經由串行總線121將配置信息CONTROL發送到本機振蕩器115。此信息的位配置本機振蕩器內的LTHD電路。信號電平的量值、計數器和LTHD電路的邏輯門可經配置使得信號電平的量值、信號電平的數目以及從一種信號電平轉變到另一種信號電平的定時為可配置的。LTHD為可配置的波形合成器。此類可配置的LTHD電路可通過數字基帶集成電路 103來配置，以使得數字基帶集成電路103在蜂窩式電話操作期間可適應性地改變供應給發射鏈中的混頻器114的LOl信號的波形。藉以驅動混頻器的波形可視所採用的蜂窩式電話協議而改變。圖20為本機振蕩器的LTHD電路可形成以供應給發射鏈中的混頻器的另一 I和Q 信號波形的波形圖。圖21為本機振蕩器的LTDH電路可形成以供應給發射鏈中的混頻器的另一 I和Q 信號波形的波形圖。圖20和圖21中標記垂直標度的數目為相對值。「+1. 0」值可(例如) 表示1. 3伏。在此狀況下，「-1. 0」值將表示-1. 3伏。雖然上文出於指導的目的而描述了某些特定實施例，但此專利文獻的教示具有一般可應用性且並不限於上文所描述的特定實施例。低三次諧波信號不必為差分信號，而可為單端信號。差分低三次諧波信號可包含三種以上的信號電平。可採用迴轉率控制來減小從一種信號電平轉變到下一信號電平的陡度。此專利文獻的教示可應用於產生使五次或其它諧波分量減到最少的波形，而非使三次諧波分量減到最少的波形。因此，可在不偏離所附權利要求書的範圍的情況下實踐所描述的特定實施例的各種特徵的各種修改、調適和組合。
權利要求
1.一種方法，其包含以周期性信號驅動無線發射器內的發射鏈的混頻器，其中所述周期性信號的周期包括第一部分、第二部分和第三部分，其中所述周期性信號在所述第一部分期間具有第一信號電平，其中所述周期性信號在所述第二部分期間具有第二信號電平，且其中所述周期性信號在所述第三部分期間具有第三信號電平。
2.根據權利要求1所述的方法，其中所述周期性信號為周期性差分信號。
3.根據權利要求1所述的方法，其中所述第一、第二和第三信號電平為具有不同量值的實質上恆定的電壓。
4.根據權利要求1所述的方法，其中所述第一信號電平為正電壓，其中所述第二信號電平為約零伏的電壓，且其中所述第三信號電平為負電壓。
5.根據權利要求1所述的方法，其中所述周期性信號的所述周期具有第四部分，且其中所述周期性信號在所述第四部分期間具有第四信號電平。
6.根據權利要求1所述的方法，其中所述周期性信號實質上不具有三次諧波頻率分量。
7.根據權利要求1所述的方法，其中所述第一、第二和第三信號電平為具有不同量值的電流。
8.根據權利要求1所述的方法，其中所述第一信號電平為正電流，其中所述第二信號電平為約零安培的電流，且其中所述第三信號電平為負電流。
9.根據權利要求1所述的方法，其進一步包含接收鎖相迴路PLL輸出信號；以及使用所述PLL輸出信號產生所述周期性信號。
10.根據權利要求2所述的方法，其中所述周期性差分信號為第一周期性差分信號，且其中所述第一周期性差分信號通過以下操作而產生用第一值對周期性信號進行頻率除法運算且藉此產生第一信號，用第二值對所述周期性信號進行頻率除法運算且藉此產生第二信號，將所述第一和第二信號供應給多個邏輯門，以使得所述邏輯門輸出第二差分周期性信號，且將所述第二周期性差分信號供應給重定時電路，使得所述重定時電路輸出所述第一周期性差分信號。
11.根據權利要求2所述的方法，其中所述周期性差分信號為第一周期性差分信號，所述方法進一步包含以第二周期性差分信號驅動所述混頻器，其中所述第一和第二差分周期性信號具有實質上相同的波形，只是所述第二周期性差分信號相對於所述第一周期性差分信號相位偏移約 90°。
12.根據權利要求2所述的方法，其中所述周期性差分信號具有近似於正弦波的波形， 其中所述正弦波具有基波頻率，且其中所述周期性差分信號實質上不具有三次諧波分量。
13.根據權利要求2所述的方法，其中所述周期性差分信號具有近似於正弦波的波形， 其中所述正弦波具有基波頻率，且其中所述周期性差分信號實質上不具有五次諧波分量。
14.根據權利要求1所述的方法，其中所述無線發射器根據全球移動系統GSM通信標準和增強型數據速率GSM演進EDGE通信標準中的一者發射信號。
15.一種電路，其包含混頻器；以及信號產生器，其將周期性信號供應給所述混頻器，其中所述周期性信號包括一周期，其中所述周期包括第一部分、第二部分和第三部分，其中所述周期性信號在所述第一部分期間具有第一信號電平，其中所述周期性信號在所述第二部分期間具有第二信號電平，且其中所述周期性信號在所述第三部分期間具有第三信號電平。
16.根據權利要求15所述的電路，其中所述周期性信號為周期性差分信號。
17.根據權利要求16所述的電路，其中所述周期性差分信號為第一周期性差分信號， 且其中所述信號產生器包含第一差分除法器，其用第一值對周期性信號進行頻率除法運算且藉此產生第一信號； 第二差分除法器，其對所述第一信號中的一些進行頻率除法運算且藉此產生第二信號；邏輯門，其接收所述第一信號和所述第二信號且輸出第二周期性差分信號；以及重定時電路，其接收所述第二周期性差分信號且輸出所述第一周期性差分信號。
18.根據權利要求17所述的電路，其中所述第一差分除法器進行除法運算的所述周期性信號由鎖相迴路PLL產生。
19.根據權利要求16所述的電路，其中所述周期性差分信號為第一周期性差分信號， 其中所述信號產生器還將第二周期性差分信號供應給所述混頻器，且其中所述第一與第二周期性差分信號具有實質上相同的波形，只是所述第二周期性差分信號相對於所述第一周期性信號相移約90°。
20.根據權利要求16所述的電路，其中所述第一信號電平為正電壓，其中所述第二信號電平為約零伏的電壓，且其中所述第三信號電平為負電壓。
21.根據權利要求15所述的電路，其中所述第一信號電平為正電流，其中所述第二信號電平為約零安培的電流，且其中所述第三信號電平為負電流。
22.根據權利要求15所述的電路，其中所述電路為根據全球移動系統GSM通信標準和增強型數據速率GSM演進EDGE通信標準中的一者發射信號的無線發射器。
23.一種集成電路，其包含 混頻器；以及用於將周期性差分信號供應給所述混頻器的裝置，其中所述周期性差分信號的周期包括第一部分、第二部分和第三部分，其中所述周期性差分信號在所述第一部分期間具有第一信號電平，其中所述周期性差分信號在所述第二部分期間具有第二信號電平，且其中所述周期性差分信號在所述第三部分期間具有第三信號電平。
24.根據權利要求23所述的集成電路，其進一步包含 鎖相迴路PLL，其將周期性信號供應給所述裝置。
25.根據權利要求23所述的集成電路，其中所述混頻器為無線發射器的發射鏈的一部分。
全文摘要
以低三次諧波同相(I)和正交(Q)信號驅動無線發射器(例如蜂窩式電話手持機的發射器)的發射鏈的混頻器。所述低三次諧波I和Q信號具有三種或三種以上信號電平，且這三種或三種以上信號電平之間不時發生轉變，使得所述I和Q信號中的每一者近似於正弦波，且具有最低三次諧波頻譜分量。在一個實例中，減少所述I和Q信號的所述三次諧波分量簡化所述發射器的放大器級的設計且有助於減少接收頻帶噪聲。
文檔編號H03D7/18GK102484468SQ201080039040
公開日2012年5月30日 申請日期2010年9月3日 優先權日2009年9月3日
發明者嚴宏延, 布尚·S·阿蘇瑞 申請人:高通股份有限公司