一種寬負載範圍的LLC諧振變換裝置的製作方法

2024-03-05 17:20:15 2

本發明屬於DC/DC變換器及LED照明領域，特別地，涉及一種寬負載範圍的LLC諧振變換裝置。

背景技術：

21世紀後，LED作為新一代綠色照明被快速推廣和應用。而隨著新的技術發展，進一步提高照明效率，並改善照明環境，更大功率並可進行調光輸出的LED照明逐漸成為新的發展趨勢。LLC諧振變換器，因其自身工作特點，可實現高效率、高功率密度以及高穩定性，從而得以廣泛的關注和應用。

圖1所示為一種現有技術的LLC諧振變換器用於LED驅動器的簡化原理圖，所述LED驅動器包括LLC諧振變換器主電路和LLC驅動控制電路。其中，LLC諧振變換器主電路包括直流電壓源Vin、第一功率開關管Q1、第二功率開關管Q2、諧振電感Lr、諧振電容Cr、變壓器T1、第一輸出二極體D1、第二輸出二極體D2、輸出電容Co以及LED負載。其中直流電壓源Vdc的正極連接第一功率開關管Q1的漏極，直流電壓源Vdc的負極接原邊地，第一功率開關管Q1的源極接第二功率開關管Q2的漏極和電感Lr的第一端，第二功率開關管Q2的源極接原邊地，電感Lr的第二端接電容Cr的第一端，電容Cr的第二端接變壓器T1原邊繞組的同名端，變壓器T1原邊繞組的異名端接功率地，變壓器T1第一副邊繞組的同名端接第一輸出二極體D1的陽極，第一輸出二極體D1的陰極接輸出電容Co的第一端和LED燈串負載的正端，變壓器T1第一副邊繞組的異名端接副邊地，變壓器T1第二副邊繞組的同名端接副邊地，變壓器T1第二副邊繞組的異名端接第二輸出二極體D2的陽極，第二輸出二極體D2的陰極接輸出電容Co的第二端和副邊地，LED燈串負載的負端接電流採樣電阻Rs的第一端，Rs的第二端接副邊地。

LLC驅動控制電路100包括電流採樣信號輸入電阻R1、調節環電路101、、限頻電路102、隔離電路103、比較器單元104、振蕩單元105、和驅動產生電路106。負載電流由電阻採樣電阻Rs採樣後，在電流採樣電阻Rs的第一端得到與負載電流成比例的電壓信號Vs，電壓信號Vs經電流採樣信號輸入電阻R1輸入到調節環電路101；調節環電路101包括誤差放大器U1、補償網絡107和基準電壓Vref1，輸出誤差調節信號Vcomp；隔離電路103包括直流源Vdc1、電阻R2和光耦U2，光耦U2的原邊的陰極接收調節環電路101產生的誤差調節信號Vcomp，光耦U2的副邊感應輸出的集電極電流ic經工作頻率限定電路102和振蕩單元105作用於驅動產生電路106，從而輸出佔空比接近0.5的兩路互補驅動信號Vg1和Vg2，Vg1和Vg2分別接第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2的門極。其中，工作頻率限定電路102包括運放跟隨器U2、跟隨參考電壓Vref2、P型MOS管Q0、最小工作頻率限定電阻Rmin和最大工作頻率限定電阻Rmax；此外LLC驅動控制電路100還包括比較器單元104，比較器單元104包括比較器U3、比較基準電壓Vref3和濾波電容C1，比較器單元104的輸出信號送至驅動產生電路106。

所述LLC驅動控制電路100在進行LED恆流控制時的工作頻率調節過程如下：當外部因素使得LED負載電流變小時，電流採樣電阻Rs的第一端得到電壓信號Vs變小，Vs與調節環電路101的基準電壓Vref1進行比較之後得到誤差信號經由補償網絡放大之後得到的誤差調節信號Vcomp信號增大，Vcomp信號作用於隔離電路103，使流經陽極輸入電阻R2的電流減小，從而在光耦U2的原邊感應輸出的集電極電流ic減小。ic作用於工作頻率限定電路102和振蕩單元105，使得驅動產生電路106輸出的兩路互補驅動信號Vg1和Vg2的工作頻率減小，進一步作用於LLC諧振變換器主電路的諧振網絡，從而使LED的輸出電流增加，從而LED實現負載電流恢復原設定值。反之，當外部因素使得LED負載電流變大時，經LLC驅動控制電路100進行與上述相反的調節過程同樣可使得從而LED實現負載電流恢復原設定值。

同理，當所述LED驅動器有調光需求時，只需減小或增大基準電壓Vref1，即可對應增大或減小輸出的兩路互補驅動信號Vg1和Vg2的工作頻率，從而使LED負載電流相應減小或增大。

頻率限定電路102對所述LLC諧振變換器主電路的最小工作頻率進行限制，使整個調光過程中第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2均可實現零電壓開通，從而避免所述LLC諧振變換器進入容性工作區域，實現高效率。頻率限定電路102對所述LLC諧振變換器主電路的最大工作頻率進行限制以降低電路的開關損耗：由上述LLC驅動控制電路在進行LED調光輸出時的工作頻率調節過程可知，當減小基準電壓Vref1使得負載電流減小時，LLC驅動控制電路100會增加第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2的工作頻率，以降低變壓器T1原邊的輸入能量。而當調節恆流基準電壓Vref1減小到一定程度後，比較器單元104的輸入電壓Vc1將小於比較基準電壓Vref3，比較器U3輸出高電平作用於控制電路106，使LLC諧振變換器主電路強制工作在打嗝(Burst)模式。在打嗝模式下，LLC諧振變換器主電路間歇工作，因此使得輸出到負載的能量減小，負載LED即可工作在更加輕載或空載狀態下。進一步，如果考慮到實際主電路中分布電容的影響，相較於理想情況下的理論分析，所述LLC諧振變換器將更快地進入打嗝模式。當LLC諧振變換器工作在打嗝模式，由於主電路間歇工作，導致流過LED的輸出電流紋波加大，容易造成閃燈現象。特別的，在主電路即將進入打嗝模式時，容易出現電路工作不穩定情況，更易出現閃燈現象。

為了改善上述狀況，目前有三種主要的解決辦法：第一種辦法是增大諧振網絡中的諧振電感感量與變壓器勵磁電感感量的比值，可以擴展負載輸出範圍並避免進入所述打嗝工作模式，然而這種方法會使得電路效率降低。第二種方法是改變控制策略，採用PFM+PWM的混合控制方法，使輕載調光時進入PWM控制；這種方法的主要缺點是控制電路較複雜，輕載下PWM控制使得主電路開關管硬開關工作，增加了電路損耗。第三種方法是採用額外增加輔助電路等來消除主電路分布電容的影響，避免主電路進入打嗝模式，並獲得更小的輸出電流；這種方法的主要缺點是增加的輔助電路增加了電路的成本、體積、損耗，另外還需要額外的驅動控制，使得控制電路的複雜性增加。

技術實現要素：

本發明所要解決的技術問題是：提供一種新型的LLC諧振變換裝置，以克服傳統LLC諧振變換器在應用於寬負載範圍時輕載頻率過高容易進入打嗝模式、以及其他解決方法或控制複雜或電路成本高等不足。其主要原理是：本發明提供了一種可變諧振電感的LLC諧振變換裝置，負載電流直接流過可變電感的副邊繞組，從而控制諧振網絡中的諧振電感感量隨著輸出電流的變化而改變，如在最大輸出電流時所述可變諧振電感感量最小，其與變壓器勵磁電感感量比值也最小，這樣可以獲得高滿載效率；而隨著輸出電流減小，所可變諧振電感感量增大，與變壓器勵磁電感感量的比值將增大，從而使得負載輸出範圍增寬。

一種寬負載範圍的LLC諧振變換裝置，包括LLC諧振變換器主電路和LLC驅動控制電路；

所述LLC諧振變換器主電路包括：方波產生電路，用於根據輸入直流電源和開關管驅動信號產生方波信號；諧振網絡電路，用於根據所述方波信號產生移相和分壓信號；變壓器，用於提供勵磁電感、少量諧振電感及實現原副邊能量傳遞；輸出整流電路，用於根據變壓器副邊輸出信號產生穩定輸出的直流電壓信號，以及輸出電流採樣電路，用於獲取負載信息並產生相應的電壓信號傳給所述LLC驅動控制電路；

所述方波產生電路包括：直流電源，用於提供所述LLC諧振變換器主電路供電電壓；第一功率開關管和第二功率開關管，用於根據所述LLC驅動控制電路輸出的驅動信號和所述直流電源產生方波信號，所述第一功率開關管的漏極連接所述直流電源的正極，所述第一功率開關管的源極連接所述第二功率開關管的漏極，並作為所述方波產生電路的輸出端，所述第二功率開關管的源極端連接原邊地，而所述第一功率開關管和第二功率開關管的柵極端連接所述驅動控制電路的第一驅動信號輸出端和第二驅動信號輸出端；

所述諧振網絡電路包括：可變諧振電感、諧振電容Cr和濾波電容，所述可變諧振電感的原邊繞組的同名端接所述方波產生電路的輸出端，其可變諧振電感的原邊繞組的異名端接所述諧振電容Cr的一端，所述可變諧振電感的第一副邊繞組的同名端和濾波電容Cf的一端接副邊地，可變諧振電感的第一副邊繞組的異名端接可變諧振電感的第二副邊繞組的異名端，可變諧振電感的第二副邊繞組的同名端接濾波電容Cf的另一端，可變諧振電感的第一副邊繞組、第二副邊繞組與濾波電容Cf構成的並聯支路串聯在輸出負載迴路中，所述並聯支路流過負載電流；改變負載電流電流大小可調節可變諧振電感感量；

所述變壓器，其原邊繞組同名端接所述諧振電容Cr的另一端，其異名端接原邊地，其第一副邊繞組的異名端與第二副邊繞組的同名端相連並接到副邊地；

所述輸出整流電路包括，整流二極體D1和D2，以及輸出電容Co，所述整流二極體D1的陽極接至所述變壓器第一副邊繞組的同名端，所述二極體D1的陰極接至所述二極體D2的陰極和所述輸出電容Co的正端；所述整流二極體D2的陽極接至所述變壓器第二副邊繞組的異名端；所述輸出電容的負端接副邊地；

所述LLC驅動控制電路接收所述輸出電流採樣電路輸出的反映負載電流大小信息的電壓信號，向所述LLC諧振變換器主電路的第一功率開關管和第二功率開關管提供柵極驅動信號以控制其導通和斷開，實現輸出恆流控制。

所述主電路還包括LED負載，所述LED負載的一端接所述輸出電容Co的正端，所述LED負載的另一端與所述濾波電容Cf的另一端連接。

所述主電路還包輸出電流採樣電路，所述輸出電流採樣電路可以是採樣電阻或者電流霍爾元件，所述輸出電流採樣電路串接或者是耦接在LED負載迴路中對負載電流進行採樣，並輸出反映負載電流大小信息的電壓信號。

所述LLC諧振變換器主電路為半橋LLC全波整流型拓撲、全橋LLC全波整流型拓撲、半橋LLC全橋整流型拓撲、全橋LLC全橋整流型拓撲及上述各拓撲結構所衍生的類型中的一種。

本發明解決其技術問題所採用的技術方案：採用可變諧振電感和負載電流直接調節所述可變諧振電感感量相結合的方式，在增寬負載電流恆流輸出範圍的同時保證了電路的高效率。

與現有技術相比，本發明的有益效果是：在獲得寬範圍負載電流恆流等特性的前提下，本發明裝置可獲得較高效率，同時裝置及控制電路結構簡單，無需複雜的驅動裝置及驅動控制電路，達到降低電路成本、提高驅動器效率和穩定性的目的。

附圖說明

通過以下參照附圖對本發明實施例的描述，本發明的上述以及其他目的、特徵和優點將更為清楚，在附圖中：

圖1示出根據現有技術的LLC諧振變換器主電路及驅動控制電路的示意圖；

圖2示出根據本發明實施例的基於全波整流的半橋型LLC諧振變換器器LED驅動裝置；

圖3示出本發明實施例中可變諧振電感Lvr的感量隨負載電流變化的曲線；

圖4示出了實測的LED負載電壓隨LED負載電流變化的曲線；

圖5示出了圖1所示傳統的LLC諧振變換器的輸出電壓增益隨電路工作頻率變化的曲線；

圖6示出圖2所示本發明的LLC諧振變換器的輸出增益隨電路工作頻率變化的曲線；

圖7示出根據本發明實施例的基於全橋整流的全橋LLC諧振變換器的LED驅動裝置。

具體實施方式

為了更詳細地描述本發明的技術方案和優點，下面結合附圖和實施例對本發明進一步說明。為了清楚起見，附圖中的各個部分沒有按比例繪製。

參考圖2，根據本發明實施例的基於全波整流的半橋LLC諧振變換器LED驅動裝置。該LED驅動裝置包括LLC諧振變換器主電路200和如圖1中所示的LLC驅動控制電路100。

所述LLC諧振變換器主電路200包括方波產生電路201、諧振網絡電路202、變壓器T1、輸出整流電路203、LED負載以及輸出電流採樣電路。

方波產生電路201包括，直流電源Vin，用於提供所述LLC諧振變換器主電路供電電壓；第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2，用於根據所述LLC驅動控制電路100輸出的驅動信號和直流電源Vin產生方波信號，第一功率開關管Q1的漏極連接直流電源Vin的正極，第一功率開關管Q1的源極連接第二功率開關管Q2的漏極，並作為所述方波產生電路的輸出端，第二功率開關管Q2的源極端連接原邊地，第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2的柵極端連接LLC驅動控制電路100的第一驅動信號輸出端和第二驅動信號輸出端。

諧振網絡電路202包括，可變諧振電感Lvr、諧振電容Cvr和濾波電容Cf，可變諧振電感Lvr的原邊繞組的同名端接方波產生電路201的輸出端，可變諧振電感Lvr的原邊繞組的異名端接諧振電容Cvr的第一端，可變諧振電感的第一副邊繞組的同名端和濾波電容Cf的第二端接副邊地，可變諧振電感的第一副邊繞組的異名端接可變諧振電感Lvr的第二副邊繞組的異名端，可變諧振電感Lvr的第二副邊繞組的同名端接濾波電容Cf的第一端，可變諧振電感的第一副邊繞組、第二副邊繞組與濾波電容Cf構成的並聯支路串聯在輸出負載迴路中，所述並聯支路流過負載電流；改變負載電流大小可調節可變諧振電感感量；

變壓器T1的原邊繞組同名端接諧振電容Cr的第二端，其異名端接原邊地，其第一副邊繞組的異名端與第二副邊繞組的同名端相連並接到副邊地；

輸出整流電路203包括整流二極體D1和D2，以及輸出電容Co，整流二極體D1的陽極接至變壓器T1第一副邊繞組的同名端，二極體D1的陰極接二極體D2的陰極和輸出電容Co的正端；整流二極體D2的陽極接變壓器T1第二副邊繞組的異名端；輸出電容Co的負端副邊地。

LED負載的第一端接所述輸出電容的正端，LED負載的第二端與所述濾波電容Cf的第一端連接；輸出電流採樣電路可以是採樣電阻或者電流霍爾元件等具有電流電測功能的電路結構，串接或者耦接在LED負載迴路中對負載電流進行採樣，並輸出反映負載電流大小信息的電壓信號。

所述LLC驅動控制電路100接收所述輸出電流採樣電路輸出的反映負載電流大小信息的電壓信號，向所述LLC諧振變換器主電路的第一功率開關管Q1和第二功率開關管Q2提供柵極驅動信號以控制其導通和斷開，實現輸出恆流控制。

參考圖3，示出所述可變諧振電感Lvr的感量隨負載電流變化的一個例子曲線。可見，隨著負載電流變小，可變諧振電感Lvr的感量隨之增大。

為了更直觀地說明本發明的有益效果，圖4給出了實測的LED負載電壓隨LED負載電流變化的曲線，可以看出LED負載電壓Vo隨著LED負載電壓減小而減小。定義LLC諧振變換器的變壓器原副邊匝比為n，則圖1和圖2所示LLC諧振變換器的輸出電壓增益可以表達為：

G＝2n·Vo/Vin (1)

圖5和圖6分別給出了圖1所示傳統的LLC諧振變換器的輸出電壓增益和圖2所示本發明的LLC諧振變換器的輸出增益隨電路工作頻率變化的曲線。其中fr為電路的諧振頻率，fs為電路的工作頻率，fn是歸一化的工作頻率。為了公平對比，圖5和圖6所對應的LLC諧振變換器除了電感不一樣之外，其它的參數都一樣。由圖5和圖6可以看到，在輕載下，即輸出電流較小時，對應同樣的電壓增益，採用本發明的LLC諧振變換器的工作頻率遠低於傳統的諧振變換器，這也意味著本發明的LLC諧振變換器可以將LED負載電流調到很低而不會進入打嗝模式，這也是本發明的主要亮點所在。

圖7示出根據本發明實施例的基於全橋整流的全橋LLC諧振變換器LED驅動裝置。該LED驅動裝置包括主電路300和如圖1中所示的LLC驅動控制電路100。

其中，主電路300包括方波產生電路301、諧振電路202、變壓器T2、輸出整流電路303、LED負載以及輸出電流採樣電阻Rs。其中，所述諧振電路202、LED燈組負載及輸出電流採樣電路與圖2實施例所對應部分完全相同，僅諧振電路202的輸入端及輸出端在連接上略微改變，後文將對此給予描述，而所述變壓器T2較變壓器T1為副邊單繞組結構，其作用與設計同所述變壓器T1相同，這裡不再贅述。

方波產生電路301包括輸入直流電源Vdc、第一開關管Q1、第二開關管Q2、第三開關管Q3及第四開關管Q4。所述輸入直流電源Vdc的正極連接至所述第一開關管Q1和第二開關管Q2的漏極，所述輸入直流電源Vdc的負極作為原邊地連接至所述第三開關管Q3和第四開關管Q4的源極；所述第一開關管Q1的源極連接至所述第三開關管Q3的漏極以及所述諧振電路202的輸入端；所述諧振電路202的輸出端接所述變壓器T2原邊繞組的同名端；所述第二開關管Q2的源極連接至所述第四開關管Q4的漏極以及所述變壓器T2原邊繞組的異名端；方波產生電路301在所述LLC驅動控制電路100產生的驅動信號Vg1和Vg2作用下，產生所需方波信號，其中驅動信號Vg1耦接至所述第一開關管Q1和第四開關管Q4的柵極，驅動信號Vg2耦接至第二開關管Q2和第三開關管Q3的柵極。

諧振網絡電路202包括，可變諧振電感Lvr、諧振電容Cvr和濾波電容Cf，可變諧振電感Lvr的原邊繞組的同名端接方波產生電路201的輸出端，可變諧振電感Lvr的原邊繞組的異名端接諧振電容Cvr的第一端，可變諧振電感的第一副邊繞組的同名端和濾波電容Cf的第二端接副邊地，可變諧振電感的第一副邊繞組的異名端接可變諧振電感Lvr的第二副邊繞組的異名端，可變諧振電感Lvr的第二副邊繞組的同名端接濾波電容Cf的第一端，可變諧振電感的第一副邊繞組、第二副邊繞組與濾波電容Cf構成的並聯支路串聯在輸出負載迴路中，所述並聯支路流過負載電流；改變負載電流大小可調節可變諧振電感感量；

輸出整流電路303包括第一二極體D1、第二二極體D2、第三二極體D3、第四二極體D4以及輸出濾波電容Co。所述第一二極體D1的陽極和所述第三二極體D3的陰極共同連接至所述變壓器T2的副邊繞組的同名端，所述第二二極體D2的陽極和所述第四二極體D4的陰極共同連接至所述變壓器T2的副邊繞組的異名端，所述第一二極體D1和第二二極體D2的陰極共同連接至所述輸出濾波電容Co的正極，所述第三二極體D3和第四二極體D4的陽極連接至所述輸出濾波電容Co的負極，並作為副邊地。

LED負載的第一端接所述輸出電容的正端，LED負載的第二端與所述濾波電容Cf的第一端連接；輸出電流採樣電路可以是採樣電阻或者電流霍爾元件等具有電流電測功能的電路結構，串接或者耦接在LED負載迴路中對負載電流進行採樣，並輸出反映負載電流大小信息的電壓信號。

所述LLC驅動控制電路100接收所述輸出電流採樣電路輸出的反映負載電流大小信息的電壓信號，向所述LLC諧振變換器主電路300中的第一功率開關管Q1至第四功率開關管Q4提供柵極驅動信號以控制其導通和斷開，實現輸出恆流控制。

本發明雖然以較佳實施例公開如上，但其並不是用來限定本發明。本發明的LED驅動裝置的主電路結構可以是半橋LLC全波整流型拓撲、全橋LLC全波整流型拓撲、半橋LLC全橋整流型拓撲、全橋LLC全橋整流型拓撲等。

依照本發明的實施例如上文所述，這些實施例並沒有詳盡敘述所有的細節，也不限制該發明僅為所述的具體實施例。顯然，根據以上描述，可作很多的修改和變化。本說明書選取並具體描述這些實施例，是為了更好地解釋本發明的原理和實際應用，從而使所屬技術領域技術人員能很好地利用本發明以及在本發明基礎上的修改使用。本發明的保護範圍應當以本發明權利要求所界定的範圍為準。