一種用於固定訓練序列填充調製系統的迭代分解方法
2023-05-19 04:29:51 1
專利名稱：一種用於固定訓練序列填充調製系統的迭代分解方法
技術領域：
本發明屬於數字信息傳輸技術領域，特別涉及正交頻分復用(Orthogonal FrequencyDivision Multiplexing，OFDM)多載波系統或單載波(Single Carrier，SC)系統中基於固定訓練序列(Training Sequence，TS)填充的迭代分解方法。
背景技術：
當前通信技術主要要解決的問題是如何在有限的帶寬內可靠地提高傳輸速率。由於信道的影響，尤其是無線信道是一個時間色散信道，信號會產生畸變並加入噪聲，因此在有效傳輸淨荷或數據部分的同時，系統還應能識別出信道的變化，並加以抵消或補償。此外，接收端還要對接收信號進行時鐘恢復、載波恢復和信道估計等。在複雜的傳輸環境中，為保證通信系統的可靠性和高效性，通信系統通常採用的方法是傳輸一段特定信號，並且此信號也可作為傳輸數據塊之間的保護間隔和數據塊同步。
對於多載波系統，通常OFDM幀格式的第一和第二種構成如圖1(a)和1(b)所示。在圖1(a)的格式中，DFT(或FFT)塊A2位於循環前綴段A1之後，循環前綴用作DFT塊的保護間隔。OFDM調製需要使用保護間隔或它的等效體，以便對抗接收信號中可能存在的多徑幹擾，防止OFDM符號間幹擾，該結構稱為循環前綴的OFDM(Cyclic Padding OFDM，CP-OFDM)。CP-OFDM目前已經得到廣泛應用，如數字音頻廣播(Digital Audio Broadcasting，DAB)，地面數字視頻廣播(Terestrial Digital Video Broadcasting，DVB-T)，IEEE 802.11a、HIPERLAN/2無線區域網標準等。在圖1(b)的格式中，DFT塊後面跟著零填充段，此零填充段用作DFT塊的保護間隔。該結構稱為零填充的OFDM(Zero Padding OFDM，ZP-OFDM)。可參見文獻[Muquet B，Wang Z，Giannakis G.B，Courville M.de，and Duhamel P，CyclicPrefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions，IEEE Trans.onCommunications，2002，50(12)2136-2148.]。
對於單載波系統，幀結構格式通常是數據塊保護間隔中填充訓練序列的方法，其構成如圖1(c)和1(d)所示。在圖1(c)的格式中，數據塊C2位於兩個訓練序列C1之間，前一個訓練序列可以看作數據塊和後一個訓練序列的循環前綴(CP)，消除數據塊間幹擾。在圖1(d)的格式中，數據塊D2位於訓練序列D1之後。可參見文獻[Witschnig H.，Mayer，T.，Petit M.，Hutzelmann H.，Springer A.，Weigel R.，The advantages of a unique word for synchronisation andchannel estimation in a SC/FDE system，Personal Mobile Communications Conference，2003.5thEuropean(Conf.Publ.No.492)22-25 April 2003 Page(s)436-440]。
對於上面所述多載波/單載波系統，我們均可以將其幀結構看作一個訓練序列加數據塊的結構，無論該數據塊是時域的(如單載波系統)還是頻域的(如多載波系統)。如何分離訓練序列和數據，消除數據對訓練序列的幹擾以更好地估計信道衝擊響應，以及消除訓練序列對數據的幹擾以更好地恢復數據，是這類幀結構在信道估計和均衡中遇到的主要問題。文獻[L.Deneire，B.Gyselinckx，and M.Engels，Training sequence versuscyclic prefix-A new lookon single carrier communication，IEEE Commun.Lett.，vol.5，no.7，pp.292-294，Jul.2001.]提出一種新的思路，用於分析基於固定訓練序列(即保護間隔填充的訓練序列一樣)填充的單載波通信系統，如圖2所示，將當前幀數據和下一幀訓練序列看作一個虛擬幀，而將當前幀的訓練序列看作此虛擬幀的循環前綴。如此反覆，每個訓練序列相當於都當作了上一幀的後部分幀體和下一幀的循環前綴，提高了系統淨荷的傳輸效率。此外由於訓練序列看作一個循環前綴(CP)，可以方便的去除多徑信道造成的符號間幹擾(ISI)，更容易的將訓練序列與數據分離，簡化多載波和單載波傳輸系統的信道估計和均衡。
發明內容
本發明的目的在於提出一種用於固定序列填充單載波/多載波系統的迭代分解方法，來消除多徑信道造成的符號間幹擾，並將訓練序列與數據分開。對基於固定序列填充的單載波/多載波系統，其基帶模型如圖3所示。圖中S/P和P/S分別表示串並轉換和並串轉換。
在發射端假設第i幀數據為{Si，k}k＝0N-1，符號{·}k＝0N-1表示長度為N的序列。
如果經過多載波系統，則需先經過離散傅立葉逆變換(IDFT)後得到，si,k=1Nn=0N-1Si,nexp{j2nkN},0kN]]>式中，i表示OFDM幀號，大寫S表示時域數據，小寫s表示頻域數據。
然後，將預先定義好的固定訓練序列(TS){ck}k＝0M-1插入到每個IDFT的輸出{si，k}k＝0N-1中。如果經過單載波系統，則直接將固定訓練序列(TS){ck}k＝0M-1插入到第i幀數據{Si，k}k＝0N-1中，如圖4.(a)所示。
由於多載波系統和單載波系統的幀結構均可以表示為用固定訓練序列(TS)替代數據塊之間的保護間隔，而數據塊可以在頻域或者時域，因此下面將第i幀數據統一用{di，k}k＝0N-1表示。如圖4.(b)所示，傳輸信號幀可以分為不相互混疊的兩部分，即固定訓練序列{ck}k＝0M-1，i≥0和數據{di，k}k＝0N-1，i≥0發射信號經過傳輸信道會發生畸變和引入噪聲。為描述方便，我們假設採用的信道模型為準靜態的L階有限衝激響應(FIR)系統，信道衝激響應(CIR)記為{hi，k}k＝0L-1。在實際的傳輸系統中，固定訓練序列長度設計為不小於信道的最大延時，即有M≥L。
由於多徑信道的影響，接收端信號{ri，k}k＝0M+N-1會發生混疊，有混疊的接收信號包括兩個部分{yi，k}k＝0M+L-1表示固定訓練序列和信道衝激響應的線性卷積結果，{xi，k}k＝0N+L-1表示數據塊和信道衝激響應的線性卷積結果，如圖4.(c)、4.(d)所示。{yi，k}k＝0M+L-1與{xi，k}k＝0N+L-1可分別表示為xi,k=di,k*hi,k=l=0L-1di,k-lhi,l,0kN+L-1]]>yi,k=ck*hi,k=l=0L-1ck-lhi,l,0kM+L-1]]>由於噪聲的影響，接收信號可以表示為ri，k＝ui，k+ni，k，0≤k＜M+N式中，ni，k表示加性白高斯噪聲(AWGN)，其中ui，k可表示為ui,k=xi-1,k+N+yi,k,0kL-1yi,k,L-1kMxi,k-M+yi,k,MkM+L-1xi,k-M,M+L-1kN+M]]>在接收端解調數據時，需要將{yi，k}k＝0M+L-1從{ri，k}k＝0M+N-1信號中去除，留下餘項{xi，k}k＝0N+L-1，即消除訓練序列對數據的幹擾。
對於多載波系統，餘項{xi，k}k＝0N+L-1就與零填充OFDM(ZP-OFDM)的情況相同，因此現有應用於ZP-OFDM系統的方法都適用，例如文獻[Muquet B，Wang Z，Giannakis G.B，CourvilleM.de，and Duhamel P，Cyclic Prefixing or Zero Padding for Wireless Multicarrier Transmissions，IEEE Trans.on Communications，2002，50(12)2136-2148.]中提到的迫零(ZF)和最小均方估計(MMSE)均衡算法。
對於單載波系統，餘項{xi，k}k＝0N+L-1可以利用經典的時域均衡技術消除ISI，例如文獻[S.U.H.Qureshi，「Adaptive Equalization，」Proc.IEEE，vol.73，no.9，Sept.1985，pp.1349-87]中提到的自適應算法；或者使用頻域均衡技術，例如文獻[N.Benvenuto and S.Tomasin，「On the comparisonbetween OFDM and single carrier modulation with a DFE using a frequency-domain feed-forwardfilter，」IEEE Trans.Commun.，vol.50，no.6，pp.947-955，June 2002]中提到的SC-DFE方法。
在一般的分析中，我們通常假設接收端能夠得到準確的信道衝擊響應，因此固定訓練序列能夠與數據完全分解開。然而實際上要想得到準確的信道衝擊響應，需要將數據和訓練序列的影響完全分離。因此，準確分解數據與訓練序列和準確估計信道衝擊響應這兩點是互相制約的。並且由於信道的時變性、系統引入的誤差、和本身估計方法的偏差，往往不能得到準確的信道衝擊響應。
本發明提出迭代分解方法，使信道估計更加準確，訓練序列和數據的分離也更加準確。本發明的特徵在於，在實現中該方法依次包括以下步驟，如圖5所示步驟(1).假設系統已經同步完成，把當前幀的數據和下一幀的訓練序列視為一個虛擬幀，而把當前幀的訓練序列視作此虛擬幀的循環前綴，從而把所述循環前綴和虛擬幀構成一個處理幀，其中相同的訓練序列作保護間隔填充之用，定義為固定訓練序列，如此反覆，以在去除符號間幹擾的同時，把訓練序列和數據分離；步驟(2).判別所述處理幀，用i表示，是第0幀還是非第0幀，分別估計其信道衝擊響應步驟(2.1).當處理幀是第0幀時把處理幀中的固定訓練序列{ck}k＝0M-1以及該固定訓練序列和相應其信道衝激估計響應的線性卷積結果{y0，k}k＝0M+L-1做N1點離散傅立葉變換，N1＞M+L，若序列點數不夠N1，則補零至N1點。M為固定訓練序列的長度，L為作為信道模型的準靜態的L階有限衝擊響應濾波器的階數即信道衝擊響應長度，從而得到{Y0，k}k＝0N1-1和{Ck}k＝0N1-1，第0幀的信道估計 由下式得到h^i,kiter=0=IDFT{Y0,kCk},0kN1-1,]]>0≤k＜N1-1，k≥L項為0；
步驟(2.2).當處理幀為非第0幀時若為第一次迭代，則第i幀的信道衝擊響應 與已知的第i-1幀的信道衝激響應 相等，即{h^i,liter=0}l=0L-1={h^i-1,l}l=0L-1]]>迭代序號I設為0，開始迭代；若非第一次迭代，則把基於已知的第i-1幀的信道衝激響應 和第i幀的上一次迭代結果 線性插值得到 步驟(3).用頻域均衡算法，估計第i信號幀數據步驟(3.1).把第i信號幀中的數據{di，k}k＝0N-1和第i+1信號幀中訓練序列{ci+1，k}k＝0M-1看作第i虛擬幀{vi，k}k＝0N-1+M，把第i信號幀中的訓練序列視為第i虛擬幀的的循環前綴CP，其中N是數據的長度，從而得到第i虛擬幀{vi，k}k＝0N-1+M和第i虛擬幀作為循環前綴的訓練序列的信道衝擊響應 的循環卷積{zi，kiter＝I}k＝0M+N-1；步驟(3.2).分別把步驟(3.1)中的{zi，kiter＝I}k＝0M+N-1、 作N2＝M+N點離散傅立葉變換得到{Zi，kiter＝I}k＝0N2-1和{Hkiter＝I}k＝0N2-1，若序列點數不夠N2，則補零至N2點，第i虛擬幀數據估計 由下式得到{v^i,kiter=I}k=0M+N-1=IDFT{Zi,kiter=IHkiter=I},0kM+N-1]]>取出第i虛擬幀 的前N個數據為第i信號幀數據估計{d^i,kiter=I}k=0N-1={v^i,kiter=I}k=0N-1,0kN-1;]]>步驟(4).得到第i幀訓練序列和信道衝激響應的線性卷積結果的估計，通過計算N2＝M+N點離散傅立葉變換得到第i信號幀中的數據{di，k}k＝0N-1和信道衝激響應 的線性卷積結果表示為 若序列點數不夠N2，則補零至N2點，從第i幀接收信號{ri，k}k＝0M+N-1中去除第i-1幀數據和信道衝擊響應的線性卷積結果 以及 從而得到第i信號幀訓練序列和信道衝激響應的線性卷積結果 的估計
y^i,kiter=I=ri,k-x^i-1,k+N,0kL-1ri,k,L-1kMri,k-x^i,k-Miter=I,MkM+L-1]]>步驟(5).採用頻域估計算法，估計第i信號幀的信道衝擊響應，將 和{ck}k＝0M-1做N1點離散傅立葉變換得到{Yi，kiter＝I}k＝0N1-1和{Ck}k＝0N1-1，若序列點數不夠N1，則補零至N1點，信道估計 由下式得到h^i,kiter=I=IDFT{Yi,kiter=ICk},0kN1-1,]]>然後，將 中的k≥L項設置為零，從而得到的 L為信道衝激響應的長度；步驟(6).如果達到了預先設定的迭代次數J，則停止迭代， 和 分別是對{xi，k}k＝0M+N-1和{hi，k}k＝0L-1的最終估計，記為 再接著用同樣的方法處理第i+1幀信號；如果沒有達到預先設定的迭代次數J，將迭代序號I加1，返回步驟(1)重新進行迭代計算。
圖1為目前應用於多載波系統的兩種幀結構和應用於單載波系統的兩種幀結構圖(a)為循環前綴OFDM幀結構，圖(b)為零填充OFDM幀結構，圖(c)為固定訓練序列填充的幀結構一，圖(d)固定訓練序列填充的幀結構二；圖2為對於上述四種幀結構的新處理思路；圖3為基於訓練序列填充的多載波/單載波系統的基帶模型；圖4為上述四種幀結構系統的發送和接收信號幀的時域分解圖(a)為發送信號幀，圖(b)為發送信號幀的時域分解，圖(c)為接收信號的時域分解，圖(d)為接收信號幀；其中圖(b)說明發送信號幀的訓練序列和數據是沒有混疊的，而圖(c)說明由於多徑幹擾，接收信號幀的訓練序列和數據是混疊的；圖5為本發明提出的基於固定訓練序列填充的迭代分解方法的流程圖；圖6為本發明提出的迭代算法在信道模型1下的誤符號率性能曲線 為QPSK，I＝0， 為QPSK，I＝1， 為QPSK，I＝2，
為16QAM，I＝0， 為16QAM，I＝1， 為16QAM，I＝2， 為64QAM，I＝0， 為64QAM，I＝1， 為64QAM，I＝2，曲線表示方法下同；圖7為本發明提出的迭代算法在信道模型2下的誤符號率性能曲線。
具體實施例方式
本發明提出的一種基於固定訓練序列填充的多載波/單載波系統的迭代分解方法，它依次包括以下步驟步驟(1).假設系統已經同步完成，把當前幀的數據和下一幀的訓練序列視為一個虛擬幀，而把當前幀的訓練序列視作此虛擬幀的循環前綴，從而把所述循環前綴和虛擬幀構成一個處理幀，其中相同的訓練序列作保護間隔填充之用，定義為固定訓練序列，如此反覆，以在去除符號間幹擾的同時，把訓練序列和數據分離；步驟(2).判別所述處理幀，用i表示，是第0幀還是非第0幀，分別估計其信道衝擊響應步驟(2.1).當處理幀是第0幀時把處理幀中的固定訓練序列{ck}k＝0M-1以及該固定訓練序列和相應其信道衝激估計響應的線性卷積結果{y0，k}k＝0M+L-1做N1點離散傅立葉變換，N1＞M+L，若序列點數不夠N1，則補零至N1點。M為固定訓練序列的長度，L為作為信道模型的準靜態的L階有限衝擊響應濾波器的階數即信道衝擊響應長度，從而得到{Y0，k}k＝0N1-1和{Ck}k＝0N1-1，第0幀的信道估計 由下式得到h^i,kiter=0=IDFT{Y0,kCk},0kN1-1,]]>k≥L項為0；步驟(2.2).當處理幀為非第0幀時若為第一次迭代，則第i幀的信道衝擊響應 與已知的第i-1幀的信道衝激響應 相等，即 迭代序號I設為0，開始迭代；若非第一次迭代，則把基於已知的第i-1幀的信道衝激響應 和第i幀的上一次迭代結果 線性插值得到
步驟(3).用頻域均衡算法，估計第i信號幀數據步驟(3.1).把第i信號幀中的數據{di，k}k＝0N-1和第i+1信號幀中訓練序列{ci+1，k}k＝0M-1看作第i虛擬幀{vi，k}k＝0N-1+M，把第i信號幀中的訓練序列視為第i虛擬幀的的循環前綴CP，其中N是數據的長度，從而得到第i虛擬幀{vi，k}k＝0N-1+M和第i虛擬幀作為循環前綴的訓練序列的信道衝擊響應 的循環卷積{zi，kiter＝I}k＝0M+N-1；步驟(3.2).分別把步驟(3.1)中的{zi，kiter＝I}k＝0M+N-1、 作N2＝M+N點離散傅立葉變換得到{Zi，kiter＝I}k＝0N2-1和{Hkiter＝I}k＝0N2-1，若序列點數不夠N2，則補零至N2點，第i虛擬幀數據估計 由下式得到{v^i,kiter=I}k=0M+N-1=IDFT{Zi,kiter=IHkiter=I},0kM+N-1]]>取出第i虛擬幀 的前N個數據為第i信號幀數據估計{d^i,kiter=I}k=0N-1={v^i,kiter=I}k=0N-1,0kN-1;]]>步驟(4).得到第i幀訓練序列和信道衝激響應的線性卷積結果的估計，通過計算N2＝M+N點離散傅立葉變換得到第i信號幀中的數據{di，k}k＝0N-1和信道衝激響應 的線性卷積結果表示為 若序列點數不夠N2，則補零至N2點，從第i幀接收信號{ri，k}k＝0M+N-1中去除第i-1幀數據和信道衝擊響應的線性卷積結果 以及 從而得到第i信號幀訓練序列和信道衝激響應的線性卷積結果 的估計y^i,kiter=I=ri,k-x^i-1,k+N,0kL-1ri,k,L-1kMri.k-x^i,k-Miter=I,MkM+L-1]]>步驟(5).採用頻域估計算法，估計第i信號幀的信道衝擊響應，將 和{ck}k＝0M-1做N1點離散傅立葉變換得到{Yi，kiter＝I}k＝0N1-1和{Ck}k＝0N1-1，若序列點數不夠N1，則補零至N1點，信道估計 由下式得到
h^i,kiter=I=IDFT{Yi,kiter=ICk},0kN1-1,]]>0≤k＜N1-1，然後，將
中的k≥L項設置為零，從而得到的
L為信道衝激響應的長度；步驟(6).如果達到了預先設定的迭代次數J，則停止迭代，
和
分別是對{xi，k}k＝0M+N-1和{hi，k}k＝0L-1的最終估計，記為
再接著用同樣的方法處理第i+1幀信號；如果沒有達到預先設定的迭代次數J，將迭代序號I加1，返回步驟(1)重新進行迭代計算。
基於上述描述，對本發明所提出的基於固定訓練序列填充的多載波/單載波系統中的迭代分解方法進行了計算機仿真，主要仿真參數如表1所示。仿真中採用表2和3所示的兩種信道模型1和2。其中，表2所示多徑信道是歐洲DVB-T標準的固定接收信道模型，表3所示多徑信道是中國廣播電影電視管理總局(State Administration of Radio Film and Television，SARFT)在數位電視測試報告中提出的單頻網(SFN)模型，該多徑信道包含延時長達30us的0dB回波。在仿真過程中，採用參數N＝3780，M＝L＝420，N1＝840，N2＝4200，固定訓練序列採用一段偽隨機序列(Pseudorandom Noise Sequence，PN)填充。圖6和圖7分別列出了在兩種仿真信道下無迭代和迭代次數為0、1、2時QPSK、16QAM、64QAM三種星座圖下調製系統的誤符號率(Symbol Error Rate，SER)性能比較。可見，本發明提出的方法在一次迭代時就使系統性能有很大改善。
表1主要仿真參數
表2信道模型1的信道衝激響應
表3信道模型2的信道衝激響應
權利要求
1.一種基於固定訓練序列填充的調製系統中的迭代分解方法，其特徵在於，該方法是在接收端的數字集成電路中依次按以下步驟實現的步驟(1).假設系統已經同步完成，把當前幀的數據和下一幀的訓練序列視為一個虛擬幀，而把當前幀的訓練序列視作此虛擬幀的循環前綴，從而把所述循環前綴和虛擬幀構成一個處理幀，其中相同的訓練序列作保護間隔填充之用，定義為固定訓練序列，如此反覆，以在去除符號間幹擾的同時，把訓練序列和數據分離；步驟(2).判別所述處理幀，用i表示，是第0幀還是非第0幀，分別估計其信道衝擊響應步驟(2.1).當處理幀是第0幀時把處理幀中的固定訓練序列{ck}k＝0M-1以及該固定訓練序列和相應其信道衝激估計響應的線性卷積結果{y0，k}k＝0M+L-1做N1點離散傅立葉變換，N1＞M+L，若序列點數不夠N1，則補零至N1點。M為固定訓練序列的長度，L為作為信道模型的準靜態的L階有限衝擊響應濾波器的階數即信道衝擊響應長度，從而得到{Y0，k}k＝0N1-1和{Ck}k＝0N1-1，第0幀的信道估計 由下式得到h^i,kiter=0=IDFT{Y0,kCk},]]>0≤k＜N1-1，k≥L項為0；步驟(2.2).當處理幀為非第0幀時若為第一次迭代，則第i幀的信道衝擊響應 與已知的第i-1幀的信道衝激響應 相等，即{h^i,liter=0}l=0L-1={h^i-1,l}l=0L-1]]>迭代序號I設為0，開始迭代；若非第一次迭代，則把基於已知的第i-1幀的信道衝激響應 和第i幀的上一次迭代結果 線性插值得到 步驟(3).用頻域均衡算法，估計第i信號幀數據步驟(3.1).把第i信號幀中的數據{di，k}k＝0N-1和第i+1信號幀中訓練序列{ci+1，k}k＝0M-1看作第i虛擬幀{vi，k}k＝0N-1+M，把第i信號幀中的訓練序列視為第i虛擬幀的的循環前綴CP，其中N是數據的長度，從而得到第i虛擬幀{vi，k}k＝0N-1+M和第i虛擬幀作為循環前綴的訓練序列的信道衝擊響應 的循環卷積{zi，kiter＝I}k＝0M+N-1；步驟(3.2).分別把步驟(3.1)中的{zi，kiter＝I}k＝0M+N-1、 作N2＝M+N點離散傅立葉變換得到{Zi，kiter＝I}k＝0N2-1和{Hkiter＝I}k＝0N2-1，若序列點數不夠N2，則補零至N2點，第i虛擬幀數據估計 由下式得到{v^i,kiter=I}k=0M+N-1=IDFT{Zi,kiter=IHkiter=I},]]>0≤k＜M+N-1取出第i虛擬幀 的前N個數據為第i信號幀數據估計{d^i,kiter=I}k=0N-1={v^i,kiter=I}k=0N-1,]]>0≤k＜N-1；步驟(4).得到第i幀訓練序列和信道衝激響應的線性卷積結果的估計，通過計算N2＝M+N點離散傅立葉變換得到第i信號幀中的數據{di，k}k＝0N-1和信道衝激響應 的線性卷積結果表示為 若序列點數不夠N2，則補零至N2點，從第i幀接收信號{ri，k}k＝0M+N-1中去除第i-1幀數據和信道衝擊響應的線性卷積結果 以及 從而得到第i信號幀訓練序列和信道衝激響應的線性卷積結果 的估計y^i,kiter=I=ri,k-x^i-1,k+N,0kL-1ri,k,L-1kMri,k-x^i,k-Miter=I,MkM+L-1]]>步驟(5).採用頻域估計算法，估計第i信號幀的信道衝擊響應，將 和{ck}k＝0M-1做N1點離散傅立葉變換得到{Yi，kiter＝I}k＝0N1-1和{Ck}k＝0N1-1，若序列點數不夠N1，則補零至N1點，信道估計 由下式得到h^i,kiter=I=IDFT{Yi,kiter=ICk},]]>0≤k＜N1-1，然後，將 中的k≥L項設置為零，從而得到的 L為信道衝激響應的長度；步驟(6).如果達到了預先設定的迭代次數J，則停止迭代， 和 分別是對{xi，k}k＝0M+N-1和{hi，k}k＝0L-1的最終估計，記為 再接著用同樣的方法處理第i+1幀信號；如果沒有達到預先設定的迭代次數J，將迭代序號I加1，返回步驟(1)重新進行迭代計算。
全文摘要
本發明屬於數字信息傳輸技術領域，其特徵在於，它是一種基於固定訓練序列填充的迭代分解方法，巧妙地將當前幀訓練序列看作當前幀數據和下一幀訓練序列組成的「虛擬幀」的循環前綴，使時域中發送的「虛擬幀」與信道衝擊響應的線性卷積變為循環卷積，方便用頻域DFT的方法得到數據和訓練序列的估計，方便數據與訓練序列的分離和更準確的信道估計。通過信道估計和數據分離反覆迭代，可以得到更準確的信道估計和更準確的數據分解。計算機仿真表明，採用本發明的信道估計和均衡幾乎不損失系統誤碼性能，並大大簡化了信道估計和均衡的處理。
文檔編號H04L27/26GK101043481SQ20071009853
公開日2007年9月26日 申請日期2007年4月20日 優先權日2007年4月20日
發明者楊知行, 楊昉, 宋健, 王軍, 彭克武, 王勁濤, 潘長勇, 張彧, 陽輝 申請人:清華大學