接收裝置和接收方法

2023-05-06 03:06:11 4

專利名稱：接收裝置和接收方法
技術領域：
本發明涉及無線通信的技術領域，特別涉及多個收發機利用同一頻帶進行通信的移動通信系統所使用的接收器和接收方法。
背景技術：
以往，作為多個收發機共用一個頻帶進行通信的方法，有帶衝突迴避功能的載波偵聽多址接入(CSMA/CACarrier Sense Multiple Accesswith Collision Avoidance)方式，該方式例如在無線LAN(Local AreaNetwork，區域網)中使用。在CSMA/CA中，收發機在開始數據的發送之前，確認其它用戶是否已在進行通信，如果沒有進行通信，則該收發機可以開始進行發送。對於其它用戶是否正在進行通信，例如也可以通過測量周邊的幹擾電平來進行確認。如果其它用戶已在進行通信，則禁止數據的發送，經過一段期間後(例如，經過隨機確定的時間後)，再次嘗試進行發送。
圖1表示一般的CSMA/CA方式的收發機。如該圖所示，在接收功率測量部中測量幹擾電平，確定可否進行發送。如上所述，在CSMA/CA方式中，在某個用戶正在通信的期間內，其它用戶不能進行通信。因此，該方式在進行實時通信或流傳輸等的情況下，可能帶來不能允許的較大延遲。另外，在用戶數量增多時，可能根據用戶的環境而禁止長時間通信。
另一方面，還提出了同時對不同的信號進行空間復用而進行發送、在接收機側利用傳輸路徑(信道)的差異來分離各個信號的技術(關於該技術可以參照例如非專利文獻1)。如果利用該技術，可以允許多個收發機在同一時間內進行通信。在該情況下，如圖2所示，考慮到，各個收發機與通信對方之間當然同步，但與非通信對方之間不同步的情況。但是，如果這些多個收發機相互不同步地進行通信，則導致各個收發機發送的導頻碼元(或導頻信道)的檢測精度或信道估計精度嚴重惡化。因此，希望各個收發機的通信如圖3中的A-A』、B-B』所示，彼此同步。另外，在包含收發機A-A』的通信組1與包含收發機C-C』的另一個通信組2接近或融合的情況下，希望通信組1、2內的所有收發機都同步。通過使各個收發機彼此同步地進行通信，可以提高空間復用的信號的分離精度、提高系統整體的容量。為了維持這種適當的同步，需要高精度地測量信號的接收定時(更具體講是預期信號和非預期信號的接收定時之差)。
為了使多個收發機彼此同步，可以利用全球定位系統(GPS，GlobalPositioning System)，也可以從預定的通信設備發送信標(beacon)那樣的某種同步信號。但是，使用GPS的方法對於室內或非視距的環境等中的通信是不利的。並且，在發送某種同步信號的情況下，不僅需要為此所需的設備投資，而且在電波達不到的區域不能確保同步。
在專利文獻1中，如圖4所示，預先設定基準基站A，通過使其它基站B、C與該基準基站A同步，調節各個收發機的發送定時。在圖5所示的例中，基站屬下的一個或以上的收發機根據基站調節時間進行通信。但是，在這些方法中，作為移動站的收發機的通信對方固定於基站，因此例如不能把該技術直接利用到對等網(adhoc network)那樣的網絡中。並且，在變化多端的移動通信環境下，難以事前固定地設定多個基站中、值得作為基準的最佳基站。
可是，在多徑傳播環境下，各種延遲波通過從發送機至接收機的各種傳播路逕到達接收機。在接收機側測量到這些一組的延遲波，作為信道脈衝響應。理想的是，在各個路徑的定時中表現出Δ函數那樣的相關值，沒有路徑的區間的值為0。但是，在所使用的導頻信號的自相關不完全的情況下，該值不是0，而作為某種大小的信號輸出。並且，由於導頻信號之間的正交性的不完全性，也會導致所測量的信道脈衝響應中產生無用的信號成分。這種情況成為準確地判別各個路徑的定時的障礙。
專利文獻1日本特開平10-190562號公報專利文獻2日本特開2004-297756號公報非專利文獻1Hiromasa Fujii，et al.，「A Turbo Equalizer withSimplified MMSE Filtering for MIMO Channel Signal Transmission」，2003IEEE 58th Vehicular Technology Conference VTC 2003-Fall發明內容本發明就是為了解決上述問題中的至少一個而提出的，其課題是在多徑傳播環境下高精度地求出預期信號和非預期信號的接收定時差的利用OFDM(orthogonal frequency division multiplexing，正交頻分復用)方式的接收裝置和接收方法。
在本發明中，使用了在多個通信裝置利用相同頻率同步地進行通信的通信系統中所使用的OFDM方式的接收裝置。接收裝置具有設定進行FFT用的FFT窗口的初始定時設定單元；對接收信號進行快速傅立葉變換的FFT單元；以及定時誤差檢測單元，其根據來自通信對方的預期信號和來自非通信對方的非預期信號的接收定時之間的差，導出誤差信息。定時誤差檢測單元具有分離接收信號中所包含的屬於預期信號的導頻信號和屬於非預期信號的導頻信號的單元；轉換單元，其把根據分別與預期信號和非預期信號相關聯的導頻信號導出的頻域的各個信道估計值轉換為時域的信道脈衝響應值；以及根據與預期信號和非預期信號相關的信道脈衝響應值導出所述誤差信息的單元。
根據本發明，可以在多徑傳播環境下高精度地求出預期信號和非預期信號的接收定時差。


圖1是表示現有的收發機的方框圖。
圖2是表示多個收發機進行通信的狀態的圖。
圖3是表示多個收發機進行通信的狀態的圖。
圖4是表示多個收發機根據基準基站進行通信的狀態的圖。
圖5是表示下屬的收發機根據基站進行通信的狀態的圖。
圖6是表示多個收發機同步地進行通信的狀態的圖。
圖7是表示碼元配置例的圖。
圖8是表示本發明的一個實施例的收發機的接收部的圖。
圖9是表示定時誤差檢測部的圖。
圖10表示檢測接收定時差的原理圖。
圖11是表示在三個終端共用頻帶時的碼元配置例的圖。
圖12是表示在本發明的一個實施例中可以使用的定時誤差檢測部的圖。
圖13是表示在本發明的一個實施例中可以使用的碼元配置例的圖。
圖14是表示定時誤差檢測部的結構例的圖。
圖15是表示定時誤差檢測部的結構例的圖。
圖16是表示定時誤差檢測部的結構例的圖。
圖17是表示定時誤差檢測部的結構例的圖。
圖18是表示在本發明的一個實施例中可以使用的碼元配置例的圖。
圖19是表示定時誤差檢測部的結構例的圖。
圖20是表示導頻碼元的配置例的圖。
圖21是表示改進後的導頻碼元的配置例的圖。
圖22是表示碼元配置例的圖。
圖23是表示判別副載波塊的連續使用性的連續使用判斷部的圖。
圖24是用於說明判斷副載波的連續使用性的原理的圖。
圖25是表示判別副載波塊的連續使用性的另一種連續使用判斷部的圖。
圖26是用於說明判斷副載波的連續使用性的原理的圖。
圖27是表示FFT窗口和延遲波之間的關係的圖。
圖28是表示本發明的一個實施例的收發機的接收部的圖。
圖29是表示FFT窗口和延遲波之間的關係的圖。
圖30是表示定時誤差檢測部的結構例的圖。
圖31是表示時移量和FFT窗口之間的關係的圖。
圖32是表示相移部的結構例的圖。
圖33是表示導頻碼元的配置例的圖。
具體實施例方式
在本發明中作為前提的通信系統中，多個通信裝置或收發機(在實施例中表述為「終端」)利用同一頻帶同步地進行通信。收發機的接收部根據對於預期信號和對於非預期信號在頻域中估計出的各個信道估計值，分別生成時域的脈衝響應，測量根據這些脈衝響應導出的定時和定時差，求出與預期和非預期信號相關的準確的定時信息(誤差信息)。由此，接收機可以高精度地估計來自通信對方的預期信號的接收定時和來自非通信對方的非預期信號的接收定時之差。把所檢測出的誤差信息通知給通信對方。
也可以將根據兩個或以上的非預期信號導出的兩個或以上的頻域的信道估計值合成為一個頻域的信道估計值。將合成後的一個頻域的信道估計值轉換為時域的信道脈衝響應值。由此，可以在接收機內節約IFFT部的個數或運算次數。
在本發明的一種方式中，使用了把頻帶分割為多個頻率塊的通信系統。各個頻率塊包含一個或以上的副載波。在該情況下，定時誤差檢測單元不僅導出使用預期信號所使用的頻率塊的非預期信號的接收定時，也可以導出與其它頻率塊相關的非預期信號的接收定時。其它頻率塊也可以與預期信號所使用的頻率塊鄰接。
也可以對使用預期信號所使用的頻率塊的非預期信號的接收定時、及使用其它頻率塊的非預期信號的接收定時進行加權合成。由此，可以根據對預期信號的幹擾貢獻度測量接收定時。
在本發明的一種方式中，利用初始定時設定單元設定FFT窗口，使得在從先頭波起不超過保護間隔(guard interval)的範圍內，該FFT窗口的始點比最大延遲波的開始時刻靠後，其終點比先頭波的結束時刻靠前。由此，可以儘量增多FFT窗口內所包含的碼元數，可以有助於接收定時測量的高精度化。
也可以在數據碼元和導頻碼元中使用不同長度的保護間距。在該情況下，也可以在數據碼元和導頻碼元中設定不同的FFT窗口。
也可以根據導頻碼元的插入位置校正根據與預期信號相關的導頻信號導出的信道脈衝響應值的相位。還可以根據始點不同的FFT窗口之間的時間差校正信道脈衝響應值的定時。(也可以使用利用某個FFT窗口定時計算出的FFT輸出，計算按照不同的FFT窗口定時進行FFT的情況下的FFT輸出)。由此，可以提高設定了不同的FFT窗口的情況下的運算效率。
根據本發明的一種方式，也可以通過將使用一個頻率塊的情況下的導頻碼元模式重複所使用的頻率塊數那麼多次，設定使用多個頻率塊的情況下的導頻碼元模式。由此，可以與非通信對方使用的頻率塊數無關地、容易地根據非預期信號導出頻域的信道估計值。
通過對與多個頻率塊相關的多個信道估計值一併進行傅立葉逆變換、判別變換後的信號的持續時間的長短，可以適當地判斷鄰接的頻率塊是否被同一終端使用。或者，也可以對與鄰接的頻率塊中的一方相關的頻域的信道估計值進行外插值，比較信道估計值的外插值前後的副載波成分，由此不使用IFFT部而進行判斷。
(實施例1)如圖6所示，在本實施例中，終端A和終端A』以及終端B和終端B』分別利用同一頻率同步地進行通信。各個終端典型的是移動終端，但也可以是其它的通信終端。終端A和B使用圖7所示的碼元配置結構作為一例。對導頻碼元和數據碼元進行時間復用，在頻率方向上對終端A的導頻碼元和終端B的導頻碼元交替地進行復用。以下，說明接收來自終端A的信號的終端A』檢測終端A和終端B的接收定時差的情況。
圖8表示終端A』的接收部的結構。終端A』對正交頻分復用(OFDM)方式的信號進行收發。接收部具有初始定時檢測部81、FFT部82、信道估計部83、信號檢測部84、定時誤差檢測部85、以及反饋部86。
初始定時檢測部81確定FFT窗口的開頭(開始定時)，該定時被設定成如果在周圍環境中只有通信對方、則在FFT窗口內不會接收到來自任何非通信對方的信號。例如，也可以將FFT窗口的開頭確定為來自通信對方的接收信號的相關輸出最初超過閾值的定時。當存在向通信對方以外進行發送的終端時，根據該定時確定FFT窗口的開頭。
FFT部82按照所指定的定時對接收信號進行快速傅立葉變換(FFT)，從而進行OFDM方式的解調。由此，時域的一系列的接收信號被轉換為頻域的每個副載波的信號組。
信道估計部83根據FFT後的信號計算信道估計值，通知給信號檢測部84。
信號檢測部84根據通知到的信道估計值調節接收信號的振幅和相位而輸出，以便進行進一步的數據檢測。有時在接收信號中不僅包含來自通信對方的信號(預期信號)，而且還包含來自非通信對方的信號(非預期信號或幹擾信號)。通信對方是指意欲進行信息傳輸的用戶或裝置。例如，在圖6所示的示例中，相對於終端A』(A)的通信對方是終端A(A』)，終端B、B』為非通信對方。是否是通信對方是相對概念，例如相對於終端B』的通信對方是終端B，終端A、A』是非通信對方。信號檢測部84使用在相應的技術領域公知的信號分離方法，分離預期信號和非預期信號，適當地提取預期信號。信號分離法例如可以是能夠在MIMO復用方式中使用的最大似然法(MLDMaximum Likelihood Detection)、使用線性濾波器的方法等。
定時誤差檢測部85從FFT後的信號中檢測出預期信號和非預期信號的接收定時差。
圖9表示定時誤差檢測部85的結構例。定時誤差檢測部85包括分離部DMUX(也稱為分離器)91、由兩條虛線分別包圍的兩個定時檢測部、以及定時誤差判斷部98。分離部91從接收信號中分離出用戶1(例如終端A)的導頻碼元和用戶2(例如終端B)的導頻碼元。如圖7所示，導頻碼元在頻率方向上規則地排列，所以分離部91能夠根據其規則分別分離所接收到的碼元。因此，導頻碼元的配置模式可以不像圖7所示那樣交替，可以是對於發送側和接收側已知的任意的模式。但是，從對雙方終端保證相同的特性的觀點考慮，優選圖示那樣交替地進行配置。
導頻信號除法部92、93對所輸入的接收信號除以各自的導頻信號。由此，導出表示在無線傳播路徑(信道)中受到的影響的量(信道估計值)。
IFFT部94、95對該量進行快速傅立葉逆變換(IFFT)，求出脈衝響應。即，在時域中表現頻域中表現的、表示在信道中受到的影響的量。
定時確定部96、97使用各個脈衝響應，確定接收定時而輸出。接收定時可以是脈衝響應所表現的先頭路徑的定時，也可以是相當於全部或一部分路徑的重心的定時。
定時誤差判斷部98根據預期信號的接收定時和非預期信號的接收定時計算它們的差分。該差分通過圖8中的反饋部86通知給通信對方。在多個OFDM碼元中配置了導頻碼元的情況下，接收定時的差分可以是預期信號的接收定時的平均值和非預期信號的接收定時的平均值之間的差分，也可以輸出差分的平均值。另外，平均不僅可以是算術平均，也可以是一般的加權平均。
圖10表示導出接收定時的差分Δt的狀態。圖中，與終端A相關的頻域的信道估計值和時域的脈衝響應值分別與圖9中的IFFT部94的輸入和輸出相關聯。同樣，與終端B相關的頻域的信道估計值和時域的脈衝響應值分別與圖9中的IFFT部95的輸入和輸出相關聯。在圖示例中，通過計算脈衝響應中的先頭路徑的時間差，求出接收定時的差分Δt。
在終端A』要開始與終端A進行通信的情況下，終端A』的初始定時檢測部81設定FFT窗口。如果周邊不存在任何非通信對方，則終端A-A』可以自主地開始進行通信。如果周邊已有終端B-B』那樣的非通信對方處於通信中，則終端A-A』需要與它們的通信同步，根據它們設定發送定時。在該情況下，通信中的信號包含預期信號和非預期信號，理想的是同時接收它們，適當地進行信號分離。但是，由於通信環境隨時間而變化，所以通信信號的定時也可能在通信中發生變化。由定時誤差檢測部85檢測預期信號和非預期信號的接收定時之差(誤差信息)，通過反饋部86報告給通信對方的終端A。終端A根據從終端A』接收到的誤差信息，調節向終端A發送信號的定時。其結果是，在終端A』中，來自終端A的預期信號的接收定時發生變化。另一方面，非通信對方B、B』也要與終端A、A』同步，在終端B、B』中也進行相同的動作。各個終端分別更新發送定時，使終端之間彼此的差分(由誤差信息表示)變小，從而多個終端可以同步地進行通信。
另外，在使用多個接收天線的情況下，也可以根據由所有接收天線接收到的信號確定定時誤差。
關於傅立葉變換和傅立葉逆變換，不只使用快速傅立葉變換(FFT)和傅立葉逆變換(IFFT)，也可以使用離散傅立葉變換(DFT)和離散傅立葉逆變換(IDFT)。IFFT部94、95的點數在本實施例中為32點，但也可以根據用途使用其它數值。在IFFT部的IFFT點數和副載波數不一致的情況下，在IFFT部中需要使用與副載波數的點數相等的DFT。
(實施例2)圖11表示在三個終端共用某個頻帶時使用的碼元配置例。在實施例1中兩個終端佔用了所有頻帶，但在圖示例中為三個終端佔用了所有頻帶。在該情況下，也可通過對三個終端各自分別求出脈衝響應，確定接收定時差。但是，定時誤差檢測部中的與IFFT相關的處理需要進行3次。一般，為了分別求出與N個終端相關的脈衝響應，需要進行N次IFFT。
圖12表示在本實施例中使用的定時誤差檢測部的結構。對與在圖9中已經說明的要素標以相同的標號。分離部121與分離部91相同，適當地分離各個導頻碼元，但在本實施例中，分別分離在頻率軸上以一定間隔排列的三種碼元。並且，需要注意的是，位置關係與圖9不同，與預期信號相關的處理要素92、94以及96被描繪在圖中下側。預期信號是來自終端A的信號。在本實施例中，追加設有導頻信號除法部122。各個導頻信號除法部92、93、122具有相同的功能，進行與終端A、B、C的各個導頻碼元相關的除法計算。從導頻信號除法部92輸出的針對預期信號的信道估計值直接輸入到IFFT部94中。IFFT部94輸出針對預期信號的時域的脈衝響應值，輸入到定時誤差判斷部98中。另一方面，從導頻信號除法部93、122輸出的針對非預期信號的信道估計值通過合成部合成後，輸入到一個IFFT部95中。從IFFT部95中以合成後的狀態輸出與來自終端B、C的信號相關的脈衝響應值。定時誤差判斷部98根據各個脈衝響應值，計算預期信號和非預期信號的接收定時的差分。
根據本實施例，與非預期信號相關的多個信道估計值被合成為一個，所以能夠把IFFT部的數量或運算次數從3次減少為2次。
(實施例3)在實施例1、2中，各個用戶利用了所有頻帶。在以下說明的實施例3中，整個頻帶被分割為多個頻率塊(或副載波塊)。各個頻率塊一般包含一個或以上的副載波。各個用戶使用一個或以上的頻率塊進行通信。在這種情況下，如果各個終端不同步，則不能適當地檢測彼此的信號，由於在彼此的頻率塊之間產生的幹擾，導致信號質量劣化。利用比特錯誤率、吞吐量、SIR等測量信號質量。
圖13表示在本實施例中可以使用的碼元配置例。在圖示例中，副載波塊1被終端C1、C2使用，副載波塊2被終端A、B使用，副載波塊3被終端D1、D2使用。對導頻碼元和數據碼元進行了時間復用。
圖14表示定時誤差檢測部的結構例，可以在圖8中的定時誤差檢測部85中使用。該定時誤差檢測部具有分離部141、4個定時檢測部142、143、144、145、以及定時誤差判斷部146。分離部141根據圖13所示的碼元配置模式分離各個導頻碼元而輸出。4個定時檢測部分別與圖9所示的定時檢測部一樣，包括導頻信號除法部、IFFT部以及定時確定部。定時檢測部142進行與預期信號(在本實施例中為來自終端A的信號)相關的信號處理，導出預期信號的接收定時。其它的定時檢測部進行與非預期信號相關的信號處理，導出非預期信號的接收定時。信號處理是指通過導頻信號分離部、導頻信號除法部、IFFT部以及定時確定部進行的以上說明過的處理。定時檢測部143進行與預期信號所屬的副載波塊內的非預期信號(在本實施例中為來自終端B的信號)相關的信號處理。定時檢測部144、145進行與鄰接的副載波塊內的非預期信號(副載波塊1、2內的信號)相關的信號處理。在定時檢測部中，可以分別導出所有的每個用戶的定時，也可以導出對兩個或以上進行合成後的非預期信號的定時。
在後者的情況下，通過採用圖15所示的結構，可以減少與IFFT相關的運算次數或個數。關於與預期信號相關的定時檢測部142和與同一副載波塊內的非預期信號相關的定時檢測部143，由於進行相同的信道校正，所以可以使結構的一部分相同。並且，可以全部合成而一併算出與副載波塊1和3相關的接收定時。此時的定時誤差檢測部可以採用圖16所示的結構。另外，也可以全部一併算出與預期信號以外的非預期信號相關的定時。
另外，鄰接的副載波塊有時只有一個。假定終端A只使用了副載波塊1時，附近鄰接的副載波塊只有副載波塊2。
(實施例4)如上所述，優選為多個收發機相互同步地進行通信。但是，在實際的通信環境中，由於收發機的位置關係，未必所有用戶一定能夠按照理想的定時交換信號。一般，來自使用相同副載波的非通信對方的幹擾非常大，所以最好與使用其它副載波的信號的接收定時相比、更多地考慮這種非預期信號的接收定時。
圖17表示在本發明的一個實施例中可以使用的定時誤差檢測部。各個定時誤差檢測部除輸出與接收定時相關的信息外，還分別輸出與接收定時相關聯的功率信息，輸入到定時誤差判斷部146中。在該情況下，對來自鄰接的副載波塊的與接收定時相關的功率乘上合適的權重w，加權後的功率輸入給定時誤差判斷部146。由此，在確定接收定時的差分時，調節來自預期信號所屬的副載波塊以外的副載波塊的信號的貢獻度，可以計算更合適的差分。
圖18表示設定了更多的副載波塊時的碼元配置例。在該情況下，除鄰接的副載波塊外，還要考慮來自位於間接相鄰的位置的副載波塊的貢獻。一般，前者產生比後者更大的影響。因此，對前者的權重w1大於對後者的權重w2(1＞w1＞w2)。
圖19表示可以設定兩種權重的定時誤差檢測部。如圖所示，對於針對鄰接的副載波塊的定時的功率、以及針對位於間接相鄰的位置的副載波塊的定時的功率分別乘上權重w1、w2後輸入給定時誤差判斷部。雖然也可以適當地改變權重，但優選通過仿真和/或實驗來事前準備。
在本實施例中，僅示例了權重最多為兩種的情況，但也可以根據需要設定合適的任意數量的權重。
(實施例5)如上所述，為了檢測預期信號或非預期信號的接收定時，需要事前知道它們的導頻信號是什麼。在通信對方和非通信對方使用兩個或以上的副載波塊時，需要知道兩個或以上的副載波塊分別是什麼。
圖20是表示碼元配置的一例的圖。假設在與通信對方的通信中使用了副載波塊3。在圖中的上側示例中，某個用戶使用副載波塊1、2，在下側的示例中，不同用戶分別使用了副載波塊1、2。即，在使用副載波塊1、2時設定「abcdefgh」的導頻碼元模式，在使用單獨的副載波塊時設定「abcd」的導頻碼元模式。在該情況下，接收機需要判別鄰接的副載波塊是上圖所示的使用狀態還是下圖所示的使用狀態，並據此準備導頻碼元。但是，這種處理容易比較煩雜。
圖21表示本發明的一個實施例的碼元配置例。在本實施例中，以使用一個副載波塊時的某種導頻碼元模式作為基本模式，通過重複兩次或以上的基本模式而得到使用兩個或以上的副載波塊時的導頻碼元的模式。例如，假設基本模式為「abcd」時，使用兩個副載波塊時的導頻碼元為「abcdabcd」，使用3個時為「abcdabcdabcd」。這樣，使用鄰接的副載波塊的其它終端可以與使用了幾個副載波塊無關地、由定時檢測部適當地設定導頻碼元模式。
另外，如果利用這種導頻碼元的規則性，則定時誤差檢測部可以構成為在虛線框97所示的位置(加法部和IFFT部之間)設置一個導頻信號除法部，以代替圖15中的3個導頻信號除法部92、93、122。由此，可以減少導頻碼元除法部的數量，可以減輕裝置結構和運算負擔。
(實施例6)下面，觀察在上述示例中獲知其它終端使用了幾個副載波塊的方法。如圖22所示，這等價於判別屬於某個副載波塊1的信號X1和屬於其它副載波塊的信號X2是否是是從同一終端發送的。信號X1、X2例如是把「abcd」作為內容的導頻碼元。
圖23表示在本發明的一個實施例中使用的連續使用判斷部，判別鄰接的副載波塊是否被同一終端使用。連續使用判斷部具有導頻信號除法部232、233、IFFT部234、脈衝響應長度判斷部235以及連續性判斷部236。未圖示的分離部DMUX針對每個副載波塊提取導頻碼元(信號X1、X2)，分別提供給導頻信號除法部232、233。導頻信號除法部232、233分別輸出頻域的信道估計值。IFFT部234對兩個副載波塊的信道估計值一併進行快速傅立葉逆變換，輸出脈衝響應值。脈衝響應長度判斷部235根據噪聲電平適當地校正脈衝響應長度。例如，在不可能存在多徑的區間，也可能由於噪聲的影響，在脈衝響應值中出現某些信號成分。通過設定合適的閾值來去除這種無用的信號成分，從而對脈衝響應值進行校正。最好是閾值基於由接收機估計的噪聲或雜音量。例如，假設把根據來自一個終端的接收信號導出的脈衝響應值的時間軸劃分為路徑存在的區間P1和路徑不應存在的區間P2。在該情況下，上述閾值可以設定為P2區間內的平均功率(＝雜音的估計值)×T2(T2是可以通過仿真等確定的1或以上的值)。
連續性判斷部236根據適當地校正後的脈衝響應值，判別鄰接的副載波塊是否被同一終端使用。假定從同一終端發送了兩個信號X1、X2，則如圖24所示，時間軸上的脈衝響應值收斂在較短的期間內。但是，在從不同終端發送了這些信號的情況下，該信號長度很可能變得非常長。
另外，針對區間P1的長度的閾值也需要適當地進行設定。如果脈衝響應長度比該閾值短，則判斷為兩個副載波塊由同一終端使用。閾值可以設定為對一個信號應用IFFT時假定的信道脈衝響應長度中、最長的值，也可以是預先設定的最大值，還可以是保護間隔部的長度。
根據本實施例，即使用戶可能使用多個副載波塊，只要各個終端使用連續的副載波塊，就可以使用實施例5的導頻碼元而容易地識別各個終端所使用的副載波塊數。
(實施例7)在實施例6的方法中，為了判別同一終端是否連續使用副載波塊，需要設置對兩個副載波塊的信號進行傅立葉逆變換的IFFT部。在以下說明的實施例中，不使用這種IFFT部即可進行判斷。
圖25表示在本發明的一個實施例中使用的另一種連續使用判斷部。連續使用判斷部具有導頻信號除法部252、253、外插部254以及比較部256。導頻信號除法部252、253的功能與圖23所示的相應部分相同，分別輸出頻域的信道估計值。外插部254對頻域的信道估計值中的一方進行外插值，輸入到比較部256中。比較部256對外插值後的信道估計值和未進行外插值的信道估計值進行比較。
圖26表示作為外插值法使用了線性插值法時的兩個示例。在上圖(a)的情況下，鄰接的副載波之間的差分通過外插值處於預計的範圍內，這對應於副載波塊被同一終端使用。在下圖(b)的情況下，相反，鄰接的副載波之間的差分通過外插值處於預計的範圍外，這對應於副載波塊被不同終端使用。可以通過設定預定的閾值來判別是否處於範圍內。並且，在該示例中，僅示出了I相或Q相成分，但實際上優選使用I相和Q相信號雙方進行判斷。
(實施例8)在實施例8中說明適當地檢測FFT的初始定時的方法，該方法可以在圖8中的初始定時檢測部81中使用。在多徑傳播環境下，與一個發送信號相關聯的多個延遲波依次按照各種延遲時間和到達角度到達接收機。
圖27表示與預期信號相關的3個延遲波和與非預期信號相關的2個延遲波。信號是OFDM方式的信號，一個OFDM碼元具有保護間隔部和有效碼元部。保護間隔部的內容等於有效碼元部的一部分。根據有效碼元部的長度設定FFT窗口。在OFDM方式中，如果相對於先頭波的延遲量被控制在保護間隔部的期間內，則能夠高效地抑制碼元之間的幹擾。
首先，只考察預期信號時，如果在FFT窗口1到FFT窗口2的範圍a內設定FFT窗口，則可以良好地接收信號。另一方面，在考慮到其它終端時，這些其它終端針對本終端的信號來調節定時而進行發送。在該情況下，在本終端中，在以與本終端的通信相關的接收定時作為中心的前後期間內，預計來自其它終端的信號的定時均勻地分散。這樣，在FFT窗口1中進行FFT時，導致在FFT窗口1內不能接收像非預期信號的第2波i2那樣比預期波的第3波滯後接收的信號的整個碼元區間(有效碼元部)。並且，在FFT窗口2中進行FFT時，在FFT窗口2內一定無法接收整個像非預期信號i1那樣比預期波的第1波先接收的信號的碼元區間。為了適當地估計各個信號的定時，需要關於這些信號成分，在FFT窗口內接收整個碼元區間。
在本實施例中，在FFT窗口的定時中使用只考慮了預期信號時所允許的定時的範圍a內分為x(1-x)的點(定時)。x為大於等於0且小於等於1的數，優選為x＜0.5。這是因為一般更早接收的到來波的功率比後接收的到來波的功率強。
對於FFT窗口所允許的範圍a，不僅可以使用預期信號的定時，也可以使用預期信號的導頻碼元和其它終端使用的導頻碼元來導出。例如，也可以求出接收信號和導頻碼元的相關度以及接收信號和其它終端的導頻碼元的相關度，使用將各個輸出相加得到的值，導出初始定時。
另外，利用本實施例中說明的方法設定的FFT窗口未必一定最適合於預期波的接收定時。雖然通過本實施例設定的FFT窗口與同步誤差檢測相應，但也許對於數據檢測和信道估計不是最佳的。基於這種觀點，優選分別準備同步誤差檢測用的定時和用於信道估計等的定時，利用與各個處理相應的定時。
(實施例9)如上所述，如果延遲波在保護間隔的範圍內，則可以高效地抑制碼元之間的幹擾。因此，從信息傳遞的可靠性方面考慮，優選其期間比較長。但是，由於通過複製有效碼元部的一部分而作成保護間隔部，所以從信息的傳輸效率方面考慮，不希望保護間隔長。從這種觀點出發，例如準備兩個長度不同的保護間隔部，把較長一方用於導頻碼元的傳輸，把較短一方用於數據碼元的傳輸。在使用長短兩個保護間隔時，優選對數據碼元和導頻碼元分別進行FFT。因此，也分別設定FFT窗口。圖28表示這種接收機。圖29表示分別設定數據碼元和導頻碼元用的FFT窗口的狀態。以在實施例8中已經說明的方法適當地設定FFT窗口。但是，如果採用圖28所示的結構，則需要按照不同定時獨立進行兩次FFT。本實施例對這點進行了改進。
圖30表示可以在本發明的一個實施例中使用的定時誤差檢測部。對已在圖9中說明的要素標以相同標號。另外，在圖30中還描述了與信道估計相關的要素。具體講，描述了與IFFT 94的輸出的一方相接的時移部301、相移部302、零插入部303以及FFT部304。時移部301使定時錯開相當於定時誤差檢測用的FFT定時窗口和數據檢測用的FFT窗口的時間差c的量。在圖31中示出了時間差c和FFT窗口之間的關係。相移部302可以使用例如圖32所示的結構，校正IFFT輸出的相位。設p＝2π/(間隔)時，相位校正量可以用np表述。但是，(間隔)是導頻碼元的插入間隔，如圖32所示，在有規則地配置了4個導頻碼元時，(間隔)＝4。n是與導頻碼元的插入部位相關的值，在圖32所示情況下，可以取值0、1、2、3。例如，n可以根據頻率的高低順序取值0、1、2、3。因此，相位校正量np為0、2π/3、4π/3。此處，如圖9所示情況那樣，只在全部的IFFT點數和在IFFT部94中使用的FFT點數不同時進行這種相位旋轉即可，在它們為相同點數時不需要相位的校正。零插入部303通過在不應存在路徑的區間內插入0而校正脈衝響應。這樣，在FFT部304對進行了與相位旋轉、時間和雜音相關的校正的脈衝響應值進行傅立葉變換，可以獲得頻域的數據檢測用的信道估計值。
根據本實施例，可以利用定時誤差處理的中間結果(IFFT94的輸出)，導出數據檢測用的信道估計值。可使分離部91的前段FFT和FFT304相互連動地執行動作，所以不需要使它們獨立地動作。另外，以上只對預期信號進行了說明，但對非預期信號，也可以同樣計算信道估計值。
權利要求
1.一種在通信系統中使用的OFDM接收機，在該通信系統中，多個無線通信裝置利用同一頻率相互同步地進行通信，該OFDM接收機具有設定進行快速傅立葉變換的FFT窗口的初始定時設定單元；對接收信號進行快速傅立葉變換的FFT單元；以及定時誤差檢測單元，其根據來自通信對方發射機的預期信號的接收定時和來自非通信對方發射機的非預期信號的接收定時之間的差，導出誤差信息，該定時誤差檢測單元具有導頻信號檢測單元，其從接收信號中檢測出預期信號的導頻信號和非預期信號的導頻信號；第1轉換單元，其把根據預期信號的導頻信號導出的頻域信道估計值轉換為第一時域信道脈衝響應值；第2轉換單元，其把根據非預期信號的導頻信號導出的頻域信道估計值轉換為第二時域信道脈衝響應值；以及誤差信息確定單元，其根據所述第一和第二信道脈衝響應值確定所述誤差信息。
2.根據權利要求1所述的OFDM接收機，其中所述定時誤差檢測單元還包括合成單元，其把根據兩個或以上的非預期信號導出的兩個或以上的信道估計值合成為一個頻域信道估計值，其中所述合成頻域信道估計值被轉換為所述時域信道脈衝響應值。
3.根據權利要求1所述的OFDM接收機，其中，如果頻帶被劃分為多個頻率塊，各個頻率塊包含一個或以上的副載波，則所述定時誤差檢測單元確定使用了所述預期信號所使用的第一頻率塊的非預期信號的第一接收定時，以及使用了未被所述非預期信號使用的第二頻率塊的另一非預期信號的第二接收定時。
4.根據權利要求3所述的OFDM接收機，其中，所述第二頻率塊是與所述預期信號所使用的所述第一頻率塊鄰接的頻率塊。
5.根據權利要求3所述的OFDM接收機，其中所述定時誤差檢測單元還包括加權合成單元，用於對非預期信號的所述第一和第二接收定時進行加權合成。
6.根據權利要求1所述的OFDM接收機，其中，所述初始定時設定單元設定FFT窗口，使得在從先頭波起不超過保護間隔的範圍內，該FFT窗口的始點位於最大延遲波的出現之後，其終點位於該先頭波的結束之前。
7.根據權利要求1所述的OFDM接收機，其中，如果對於數據碼元和導頻碼元使用了不同長度的保護間隔，則所述初始定時設定單元對於數據碼元和導頻碼元設定不同的FFT窗口。
8.根據權利要求7所述的OFDM接收機，還包括定時校正單元，其根據導頻碼元的插入位置校正從所述第1轉換單元輸出的脈衝響應的相位，根據不同的FFT窗口之間的時間差校正脈衝響應的定時。
9.根據權利要求3所述的OFDM接收機，其中，使用了兩個或更多的頻率塊時，所述定時誤差檢測單元把使用一個頻率塊時選擇的導頻碼元模式重複當前使用的頻率塊的數量那麼多次。
10.根據權利要求3所述的OFDM接收機，還包括IFFT單元，其對兩個或更多的頻率塊的信道估計值一併進行快速傅立葉逆變換；以及定時確定單元，其確定變換後的信號的持續時間。
11.根據權利要求3所述的OFDM接收機，還包括外插單元，其對兩個或更多的頻率塊的信道估計值進行外插值；以及比較單元，其對外插值前後的信道估計值進行比較。
12.一種OFDM接收機，包括；定時誤差檢測單元，其根據來自通信對方發射機的預期信號的接收定時和來自非通信對方發射機的非預期信號的接收定時之間的差，確定誤差信息，該定時誤差檢測單元包括導頻信號檢測單元，其從FFT處理後的接收信號中檢測出所述預期信號的導頻信號和所述非預期信號的導頻信號；第一轉換單元，其把根據所述預期信號的導頻信號導出的頻域信道估計值轉換成第一時域信道脈衝響應值；第二轉換單元，其把根據所述非預期信號的導頻信號導出的頻域信道估計值轉換成第二時域信道脈衝響應值；以及誤差信息確定單元，其根據所述第一和第二信道脈衝響應值確定所述誤差信息。
13.一種在OFDM通信系統中使用的信號接收方法，在該OFDM通信系統中，多個無線通信裝置利用同一頻率相互同步地進行通信，該方法包括以下步驟在一個所述的無線通信裝置處接收信號；對接收信號進行傅立葉變換；檢測接收信號中所包含的預期信號的導頻信號和非預期信號的導頻信號；把根據預期信號和非預期信號的導頻信號導出的頻域信道估計值分別轉換為第一和第二時域信道脈衝響應值；確定所述預期信號和所述非預期信號之間的接收定時差，作為誤差信息；以及把所述誤差信息報告給當前正在與所述一個無線通信裝置進行通信的通信對方無線通信裝置。
全文摘要
接收裝置和接收方法。本發明的課題是提供在多徑傳播環境下高精度地求出預期信號和非預期信號的接收定時差的利用OFDM方式的接收裝置。作為解決手段，使用了在多個通信裝置利用同一頻率同步地進行通信的通信系統中所使用的OFDM方式的接收裝置。接收裝置具有定時誤差檢測單元，其導出來自通信對方的預期信號和來自非通信對方的非預期信號的接收定時之間的差。定時誤差檢測單元具有分離接收信號中所包含的屬於預期信號的導頻信號和屬於非預期信號的導頻信號的單元；轉換單元，其把根據分別與預期信號和非預期信號相關聯的導頻信號導出的頻域的各個信道估計值轉換為時域的信道脈衝響應值；以及根據與預期信號和非預期信號相關的信道脈衝響應值導出誤差信息的單元。
文檔編號H04W56/00GK1881972SQ200610092229
公開日2006年12月20日 申請日期2006年6月15日 優先權日2005年6月15日
發明者藤井啟正, 吉野仁, 杉山隆利 申請人:株式會社Ntt都科摩