開關穩壓器的製作方法

2023-05-17 17:15:41 2

專利名稱：開關穩壓器的製作方法
技術領域：
實施例涉及一種開關穩壓器
背景技術：
開關穩壓器從輸入的第一供電電壓生成將被提供給負載電路的第二供電電壓,並且向其提供所生成的電壓。開關穩壓器旨在，在負載電路中消耗大電流的重負載條件以及消耗小電流的輕負載條件兩者的情況下，將第二供電電壓維持在指定的電壓。另一方面，根據安裝在例如行動裝置等上的開關穩壓器中的低功耗的需求，優選的是抑制開關穩壓器的內部電路中的功耗，以便提聞功率轉換效率。在開關穩壓器的功率損失中包括多種損失。例如，這些損失包括電感器電流損失和電感器磁滯損失、以及開關損失、傳導損失和輸出驅動電晶體的柵極電荷損失。為了提高功率轉換效率，需要儘可能地將這些損失減少到最小。在如下專利文獻中已公開了開關穩壓器。根據這些專利文獻，進行如下控制以減少功耗:當負載電路中的負載輕時，切換到由具有小的柵極寬度的備用場效應電晶體(FET)進行驅動，以及根據負載電路中的負載程度，例如在負載變小時減少輸出驅動電晶體的數目，以便抑制柵極電荷損失。這些專利文獻是美國專利第5731731號、美國專利第5969514號。這樣，在傳統的開關穩壓器中，通過監控輸出電流等，當檢測到輕負載條件時，切換輸出驅動電晶體或者減少其數目。然而，所併入的控制電路的絕大部分必須保持在操作狀態以便為負載電路的負載條件的突然改變做好準備。因此，在傳統的開關穩壓器中，效率的提高是不足的。

發明內容
因此，本發明的目的在於提供一種具有提高的功率效率的開關穩壓器。根據實施例的第一方面，一種開關穩壓器，其控制向電感器提供電流的第一輸出電晶體並且從第一供電電壓生成第二供電電壓，該開關穩壓器具有:誤差放大器，被配置成放大第二供電電壓和第一參考電壓之間的差；電流感測放大器，被配置成將流過電感器的電感器電流轉換成電壓；電流比較器，被配置成將誤差放大器的輸出電壓與電流感測放大器的輸出電壓進行比較，以便在第二供電電壓降低時輸出觸發信號；脈衝生成電路，被配置成響應於觸發信號生成控制脈衝以驅動第一輸出電晶體；以及休眠控制電路，被配置成通過從被提供第二供電電壓的負載側提供的休眠信號，在休眠時段期間暫停電流感測放大器或脈衝生成電路的操作，並且響應於觸發信號，暫時繼續電流感測放大器或脈衝生成電路的被暫停的操作，並且隨後再次暫停操作，其中在休眠 時段中，脈衝生成電路在觸發信號出現後經過規定時間之後生成控制脈衝。根據第一方面，提高了開關穩壓器的功率效率。


圖1是圖示開關穩壓器的配置的示圖。圖2是圖示圖1中所示的開關穩壓器的操作的波形圖。圖3是圖示圖1中所示的開關穩壓器的操作的波形圖。圖4是根據第一實施例的開關穩壓器的配置圖。圖5是休眠控制電路30的配置圖。圖6是定時電路32的配置圖。圖7是圖示開關穩壓器的操作的時序圖。圖8是根據第二實施例的開關穩壓器的配置圖。圖9是圖示圖8中所示的開關穩壓器的操作的時序圖。圖10是根據第三實施例的開關穩壓器的配置圖。圖11分別圖示了電流比較器14-1、14-2的電路圖。圖12是圖示圖10中所示的開關穩壓器的操作的時序圖。圖13是根據第四實施例的開關穩壓器的配置圖。圖14是根據第五實施例的開關穩壓器的配置圖。
具體實施例方式圖1是圖示開關穩壓器的配置的示圖。開關穩壓器是從輸入其的第一供電電壓VIN生成將提供給負載電路2的第二供電電壓VOUT的電路。在該配置中，開關穩壓器包括設置在第一供電電壓VIN和地VSS (參考電壓)之間的第一輸出電晶體QH和第二輸出電晶體QL0該開關穩壓器進一步包括:設置在上述輸出電晶體的連接節點VL和輸出端子(第二供電電壓VOUT的節點)之間的電感器(線圈)LOUT ;設置在輸出端子處的電容器(capacitor、condenser) COUT ;以及進行控制以驅動輸出電晶體QH、QL的控制電路I。由圖 1中的虛線包圍的控制單元I在一個集成電路晶片中形成，並且連同外部安裝的第一和第二輸出電晶體QH、QL,為其生成驅動信號DRVH和DRVL的驅動器電路20、22以及電感器LOUT —起構成開關穩壓器。或者，可以存在如下情況:開關穩壓器由集成電路晶片單獨構成，該集成電路晶片併入了控制單元1，並且併入了第一和第二輸出電晶體QH、QL,為其生成驅動信號DRVH和DRVL的驅動器電路20、22以及電感器LOUT的全部或部分。因此，根據本實施例，在一些情況下開關穩壓器僅表示在圖1中由虛線包圍的控制單元1，或者在其他情況下，表示包括控制單元1，第一和第二輸出電晶體QH、QL，為其生成驅動信號DRVH和DRVL的驅動器電路20、22以及電感器LOUT的配置。在前者的情況下，控制單元I被指定為開關穩壓器I。開關穩壓器I包括:誤差放大器10，其放大負反饋的第二供電電壓VOUT和參考電壓VREF之間的差；電流感測放大器12，其通過放大由電感器電流引起的電阻器元件Rl的壓降，將電感器電流IL轉換成電壓；以及電流比較器14，其將誤差放大器10的輸出電壓EOUT與電流感測放大器12的輸出電壓CS進行比較，並且當由於第二供電電壓VOUT的電位下降導致輸出電壓EOUT超過輸出電壓CS時輸出觸發信號SET。響應於從電流比較器14輸出的觸發信號SET，驅動控制電路18基於從單脈衝生成電路16輸出的脈衝，輸出驅動脈衝DRVH、DRVL以通過驅動器電路20、22控制輸出電晶體QH、QL。簡言之，單脈衝生成電路16和驅動控制電路18構成了用於生成驅動輸出電晶體的控制脈衝的脈衝生成電路。兩個輸出電晶體QH、QL響應於上述驅動脈衝DRVH、DRVL重複導通和不導通，並且使用由電感器LOUT和電容器COUT構成的LC電路的平滑功能，向負載電路2提供基本上恆定的輸出電流10UT。此外，將提供給負載電路2的第二供電電壓VOUT被維持在負載電路2所需的期望電壓電平。圖2是圖示圖1中所示的開關穩壓器的操作的波形圖。圖2圖示了當負載電路2處於輕負載條件並且由於負載電路的高內阻使得所消耗的電流IOUT小時的操作波形。首先，第二供電電壓VOUT被負反饋到誤差放大器10，並且如果第二供電電壓VOUT相對於參考電壓VREF降低，則輸出電壓EOUT增加，並且相反，如果第二供電電壓VOUT增加接近參考電壓VREF時，輸出電壓EOUT降低。在沒有從第一輸出電晶體QH提供電流的狀態下，電感器電流IL是零，並且電流感測放大器12的輸出電壓CS是與零電流對應的電壓。在上述狀態下，如果由於負載電路2中的電流消耗導致輸出電容器COUT中的電荷減少，從而第二供電電壓VOUT降低，則誤差放大器10的輸出電壓EOUT增加。當輸出電壓EOUT增加達到輸出電壓CS時，電流比較器14輸出觸發信號SET。響應於觸發信號SET，單脈衝生成電路16生成具有規定脈衝寬度(例如，恆定脈衝寬度)的控制脈衝。隨後，驅動控制·電路18輸出脈衝寬度與其控制脈衝對應的第一驅動脈衝DRVH (H電平脈衝)，以便使第一電晶體QH導通。通過第一電晶體QH的導通，連接節點VL的電壓增加到第一供電電壓VIN，並且電感器LOUT的電感器電流IL也增加。驅動控制電路18輸出第二驅動脈衝DRVL (H電平脈衝)替換第一驅動脈衝DRVH，以便使第一輸出電晶體QH不導通並且第二輸出電晶體QL導通。藉此，從第一供電電壓VIN通過第一輸出電晶體QH向電感器LOUT提供電流暫停，然而，由於第二輸出電晶體QL導通，因此圖1中所示的箭頭方向上的正向電流繼續因其中存儲的電磁能量而流過電感器LOUT。然而，電感器電流IL逐漸減小。過零比較器24在檢測到電感器電流IL變為零時輸出過零檢測信號ZC。響應於此，驅動控制電路18將第二驅動脈衝DRVL設置為L電平。藉此，防止電感器電流IL流向相反方向，並且輸出電容器COUT中的電荷通過輸出電晶體QL被丟棄到地VSS。在圖2中，在從觸發信號SET到過零檢測信號ZC的時間段(驅動時段DRIVE)期間，執行針對第二供電電壓VOUT的電流提供操作。通過該電流提供，輸出電壓VOUT增加並且誤差放大器10的輸出電壓EOUT降低，並且因此產生了其間不提供電流的閒置時段IDLE。這樣，在輕負載條件下，重複驅動時段DRIVE和閒置時段IDLE，並且相對小的電流IOUT被提供給負載電路2，並且第二供電電壓VOUT被維持在期望的電壓電平。圖3是圖示圖1中所示的開關穩壓器的操作的波形圖。不同於圖2，圖3圖示了當負載電路2處於較重負載條件時的操作波形，此時由於負載電路的低內阻產生了消耗大輸出電流IOUT的狀態。在圖3中，對於電流感測放大器CS，示出了指示重負載條件的實線和指示輕負載條件的虛線。在重負載條件下，在負載電路2中存在大電流消耗，並且第二供電電壓VOUT的電壓在進行電流驅動之後立即下降，以便立即產生誤差放大器10的高輸出電壓E0UT。因此，圖2中所示的驅動時段DRIVE中的電流提供操作在不經過閒置時段IDLE的情況下重複。由於重負載條件下的負載電路2的大電流消耗，較之輕負載條件(虛線)下的電感器電流IL1，重負載條件下的電感器電流IL2被維持在較高的水平。在圖1中所示的開關穩壓器中，由於包括電感器LOUT和電容器COUT的LC諧振電路，轉移函數包括雙極點，使得相位提前360°。用於補償雙極點產生的相位的相位補充電路是複雜的並且難於實現。因此，通過設置電流感測放大器12使電感器電流IL向控制單元I的輸入側反饋，使LC諧振電路的諧振點是不可見的。結果，轉移函數僅包括由電容器COUT和負載電路2的內阻配置的CR電路的單極點，使得可以簡化相位補充電路。前述開關穩壓器具有在輕負載條件下功率效率差的問題。更具體地，在為突然負載變化，特別是負載的突然增加做準備時，即使當負載電路2處於輕負載條件時，開關穩壓器仍被配置成向誤差放大器10、電流感測放大器12和電流比較器14提供標準偏置電流，以便實現針對負載的突然改變的快速響應。相似地，標準偏置電流被提供給單脈衝生成電路16中的一部分電路。因此，在輕負載條件下，由於偏置電流被繼續提供給為負載的突然改變做準備的上述電路，因此與重負載條件的情況相似的偏置電流被消耗，儘管驅動時段DRIVE的頻率 減小。藉此，不合需要地降低了整體功率效率。[第一實施例]圖4是根據第一實施例的開關穩壓器的配置圖。當從被提供第二供電電壓VOUT的負載電路2或者控制負載電路2的控制單元(兩者一起被指定為負載系統)接收到休眠信號SLP# (其中#表示當所關注的信號處於L電平時，產生了活躍狀態)時，其中該休眠信號確保了小負載電流並且不會發生負載電流的突然改變，開關穩壓器停止或暫停電流感測放大器12的操作並且生成脈衝CP的單脈衝生成電路16被暫停(或者使偏置電流最小)。這裡，誤差放大器10和電流比較器14被維持在操作狀態，並且此外，當檢測到提供給負載電路2的第二供電電壓VOUT的下降時，操作已被暫停的電流感測放大器12和單脈衝生成電路16開始繼續操作，以便驅動輸出電晶體QH、QL並且開始向第二供電電壓VOUT側提供電流。在驅動時段完成時，電流感測放大器12和單脈衝生成電路16的操作再次暫停。通過例如截斷偏置電流來執行該操作暫停。為了使電流感測放大器12和單脈衝生成電路16開始繼續操作，需要規定的時間。因此，一旦如上文所述使操作暫停，不可能快速響應突然的負載變化。然而，當從負載系統側接收到確保不發生突然負載改變的休眠信號SLP#時，這種針對負載變化的快速響應可能是不必要的，並且因此如上文所述的電流感測放大器12和單脈衝生成電路16的操作暫停不會產生問題。除了圖1中所示的配置之外，圖4中所示的開關穩壓器進一步包括:休眠控制電路30，用於響應於從負載系統提供的休眠信號SLP#，生成休眠使能信號SLP_EN#_A、SLP_EN#_B ;以及定時電路32，用於使觸發信號SET延遲規定的時間，以向單脈衝生成電路16提供經延遲的觸發信號SET』。在標準操作狀態下，基於休眠使能信號SLP_EN#_A，定時電路32在不使觸發信號SET延遲的情況下將觸發信號SET提供給單脈衝生成電路16。當通過接收休眠信號SLP#而變為休眠時段時，定時電路32使觸發信號SET延遲。在接收到休眠信號LSP#時，響應於過零檢測信號ZC，休眠控制電路30使休眠使能信號SLP_EN#A和SLP_EN#B兩者活躍(L電平)。結果，藉助於處於L電平的SLP_EN#_A，休眠控制電路30允許定時電路32執行延遲操作，並且藉助於處於L電平的SLP_EN#_B，休眠控制電路30允許電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24暫停它們的操作(或者抑制偏置電流)。更具體地，休眠控制電路30截斷電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24的偏置電流以禁止它們的操作。在上述狀態下，當誤差放大器10和電流比較器14隨著輸出電壓VOUT的下降而生成觸發信號SET時，休眠控制電路30使休眠使能信號SLP_EN#_B處於非活躍狀態(H電平)，以便起動操作已被暫停的電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24。由於將消耗規定時間以起動上述電路，定時電路32使對應於上述時間的觸發信號SET延遲，以便向單脈衝生成電路16輸出經延遲的觸發信號SET』。在提供經延遲的觸發信號SET』之前，單脈衝生成電路16、電流感測放大器12和過零比較器24已完成它們的起動以變為操作狀態，並且據此執行從電感器LOUT提供電流的操作。圖5是休眠控制電路30的配置圖。休眠控制電路30包括觸發器301、303和或(OR)門 302。圖6是定時電路32的配置圖。當休眠使能信號SLP_EN#_A活躍(L電平)時，定時電路32通過使觸發信號SET延遲來輸出經延遲的觸發信號SET』，而當休眠使能信號SLP_EN#_A不活躍(H電平)時，定時電路32不使觸發信號SET延遲。圖7是圖示開關穩壓器的操作的時序圖。參照圖7，連同休眠控制電路的操作一起解釋開關穩壓器的操作。首先，當休眠信號SLP#不活躍(H電平)時，由於SET=L並且ZC=L,觸發器301被重置，使得其反相輸出XQ被設置為H電平，並且觸發器303被清零，使得其反相輸出XQ被設置為H電平，使得休眠使能信號SLP_EN#_A、SLP_EN#_B兩者均不活躍(H電平)。在時間tl，當休眠信號SLP#變為活躍(L電平)時，觸發器301的重置狀態被取消，並且觸發器303的清零狀態也被取消。然而，兩個休眠使能信號的狀態不變。因此，即使 休眠信號SLP#變為活躍(L電平)，電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24的偏置電流不會被立即截斷，使得標準操作繼續。在圖7中，在時間tl之後響應於觸發信號SET，無延遲地輸出觸發信號SET』，並且單脈衝生成電路16生成脈衝CP，並且驅動控制電路依次生成驅動脈衝DRVH、DRVL,以便依次使輸出電晶體QH、QL導通，並且從而通過電感器LOUT執行電流提供操作。此外，過零比較器24檢測到電感器電流IL從正向方向變為反向方向，並且輸出過零檢測信號ZC。這樣，執行了圖1、2中解釋的驅動操作DRIVE。接下來，在時間t2，當電感器電流IL變為零並且過零檢測信號ZC變為H電平(ZC=H)時，與休眠信號SLP#對應的休眠時段開始。更具體地，休眠控制電路30中的觸發器301被設置，使得其輸出分別變為Q=H並且XQ=L。與上述Q=H同步，觸發器303取得H電平數據D，使得其輸出變為XQ=L。藉此，休眠使能信號SLP_EN#_A、SLP_EN#_B兩者均變得活躍(L電平)。這截斷了電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24中的偏置電流，以便使它們的操作暫停，並且因此，定時電路32變為延遲操作狀態。藉此，電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24中的偏置電流引起的功耗被消除，並且閒置時段IDLE開始。在電流感測放大器12的操作暫停期間，其輸出電壓CS是零。在閒置時段IDLE期間，在時間t3，當第二供電電壓VOUT的電位由於負載電路2中的電流消耗而下降時，誤差放大器10的輸出電壓EOUT增加，並且當其超過電流感測放大器12的輸出電壓CS時，電流比較器14輸出觸發信號SET。響應於該觸發信號SET(=H電平)，休眠控制電路30中的觸發器301被重置，使得輸出分別變為XQ=H並且Q=L，並且休眠使能信號SLP_EN#_B變為不活躍(H電平)。這裡，另一休眠使能信號SLP_EN#_A維持活躍(L電平)。響應於休眠使能信號SLP_EN#_B在時間t3的不活躍狀態(H電平)，電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24的偏置電流繼續，使得它們的操作在起動操作之後繼續。這裡，在上述起動操作中將消耗規定的時間。另一方面，定時電路32使觸發信號SET延遲，並且在時間t4，將經延遲的觸發信號SET』輸出到單脈衝生成電路16。此時，單脈衝生成電路16等的起動操作已完成。結果，時間t4及其之後變為驅動時段DRIVE以依次使輸出電晶體QH、QL導通，使得向第二供電電壓VOUT提供電流。結果，第二供電電壓VOUT的電位增加，並且誤差放大器10的輸出電壓EOUT降低。在時間t5，當過零檢測信號ZC變為H電平(ZC=H)時，與時間t2相似，休眠控制電路30中的觸發器301被設置，使得輸出變為XQ=L以使休眠使能信號SLP_EN#_B活躍(L電平)。響應於此，電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24的偏置電流被再次截斷並且它們的操作暫停，並且因此閒置時段IDLE開始。通過上述方式，在休眠信號SLP#處於活躍狀態(L電平)的休眠時段期間，驅動時段DRIVE和閒置時段IDLE交替重複。特別地，由於電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24的偏置電流在閒置時段IDLE中被截斷，因此可以抑制功率損失。隨後，在時間t6，當休眠信號SLP#變為不活躍(H電平)時，休眠控制電路30中的每個觸發器被重置或清零，以使休眠使能信號SLP_EN#_A、SLP_EN#_B兩者不活躍(H電平)，使得開關控制器開始標準操作。在該標準操作狀態下，由於電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24處於操作狀態，因此開關控制器可以快速響應負載變化，使得能夠應對突然負載改變。在圖4中，開關穩壓器的LSI晶片I不併入驅動電路20、22，輸出電晶體QH、QL和電感器LOUT。然而，可以變為併入`全部或部分。[第二實施例]圖8是根據第二實施例的開關穩壓器的配置圖。圖9是圖示圖8中所示的開關穩壓器的操作的時序圖。在圖8中，與圖4中所示的第一實施例的配置上的不同之處在於，設置具有觸發器161和定時器電路162的接通時間定時器電路作為單脈衝生成電路16，並且此外，設置過流保護電路26以及過壓和欠壓保護電路28。其他配置與圖4中所示的配置相同。這裡，開關穩壓器中的LSI晶片I在圖8中被省略。在單脈衝生成電路16中，響應於觸發信號SET或SET』設置觸發器161，以便將輸出Q設置為H電平。在從輸出Q的上升沿起經過恆定時間之後，定時器電路162將輸出設置為H電平，並且響應於此，觸發器161被重置，使得輸出Q被設置為L電平。因此，觸發器161的輸出Q中的脈衝CP的脈衝寬度W變為恆定。驅動控制電路18隨後生成脈衝寬度與脈衝CP相同的驅動脈衝信號DRVH，以便使第一輸出電晶體QH導通等於脈衝寬度W的時間段。此外，在將驅動脈衝信號DRVH設置為L電平之後，驅動控制電路18輸出另一驅動脈衝信號DRVL (H電平)以使第二輸出電晶體QL導通。隨後，當在正向方向上從地VCC通過第二輸出電晶體QL流過電感器LOUT的電感器電流IL變為零時，驅動控制電路18響應於從過零比較器24輸出的過零檢測信號ZC的H電平將驅動脈衝信號DRVL設置為L電平。這樣，在根據第二實施例的開關穩壓器中，可以理解，第一輸出電晶體QH的驅動脈衝DRVH的脈衝寬度具有恆定值W，並且根據負載電路的負載條件，在其間提供電流的驅動時段中執行PFM控制以改變頻率。當電流感測放大器12的輸出電壓CS超過允許時，過流保護電路26允許驅動控制電路18將驅動脈衝信號DRVH、DRVL設置為L電平，以便暫停輸出電晶體QH、QL的驅動操作。藉此，防止了過多的電流在電感器LOUT中流動。該過多電流的示例性情況是第二供電電壓VOUT和地在負載電路2中短路。在該情況下，過流保護電路26避免了負載電路2和電感器LOUT中的過多的電流。在檢測到由反饋環路FB反饋的第二供電電壓COUT的電壓電平過度增加到上限值以上或者過度降低到下限值以下時，過壓和欠壓保護電路28允許驅動控制電路18將驅動脈衝信號DRVH、DRVL兩者設置為L電平，以便暫停輸出電晶體QH、QL的驅動操作。藉此，將第二供電電壓VOUT維持在上限值和下限值之間的電壓範圍內。根據本實施例，當休眠使能信號SLP_EN#_A變為活躍(L電平)時，過流保護電路26以及過壓和欠壓保護電路28通過在休眠時段期間暫停操作來防止電流消耗。由於這些電路26、28是僅在意外飽和中需要的保護電路，因此特別地，當來自負載系統側的休眠信號SLP#活躍(L電平)時，在休眠時段期間操作的必要是小的。因此，通過暫停操作以抑制休眠時段期間的電流消耗，可以對提高功率效率有貢獻。替選地，還可以僅在閒置時段期間暫停電路26、28的操作，其中在休眠時段期間休眠使能信號SLP_EN#_B是活躍的(L電平)。圖9中所示的時序示了當休眠信號SLP#活躍(L電平)時的休眠時段期間的操作。與前面的描述相似，當在休眠時段期間通過下降的第二供電電壓VOUT生成觸發信號SET時，通過未示出的不活躍(H電 平)的休眠使能信號SLP_EN#_B，電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24的偏置電流繼續執行起動操作，並且因此這些電路的操作繼續。此外，響應於在規定延遲時間之後輸入的經延遲的觸發信號SET』，單脈衝生成電路16輸出具有恆定脈衝寬度W的脈衝CP。驅動控制單元18隨後輸出脈衝寬度與脈衝CP相同的驅動脈衝信號DRVH，以使第一輸出電晶體QH導通。隨後，在使第一輸出電晶體QH不導通之後，驅動控制電路18輸出驅動脈衝信號DRVL以使第二輸出電晶體QL導通，並且此外，響應於過零檢測信號ZC，隨後將驅動脈衝信號DRVL設置為L電平，以便使第二輸出電晶體QL不導通。圖9中所示的延遲時間D被設置為大於起動電流感測放大器12、單脈衝生成電路16和過零比較器24的所需的時間並且包括該時間。此外，脈衝寬度W是脈衝CP和驅動脈衝DRVH的脈衝寬度，其是恆定的。[第三實施例]圖10是根據第三實施例的開關穩壓器的配置圖。在圖10中，開關穩壓器的LSI晶片I被省略。在圖10中，在配置上與圖4的不同之處在於，電流比較器包括兩個電流比較器14-1、14-2。第一電流比較器14-1是能夠快速響應輸入變化的電路，而第二電流比較器14-2是響應速度比第一電流比較器14-1慢的電路。圖11分別圖示了電流比較器14-1、14_2的電路圖。這兩個電路具有相同的配置，每個電路包括=PMOS電晶體P1、P2，其將輸出電壓EOUT與CS進行比較；PM0S電晶體P3、P4，其作為PMOS電晶體P1、P2的負載而連接；以及輸出PMOS電晶體P5，其柵極連接到PMOS電晶體P2的漏極端子。此外，每個電流比較器包括:偏置電流源IREF ；PM0S電晶體P6、P7、P8，其構成用於分送來自偏置電流源IREF的偏置電流的電流鏡電路；以及二級反相器INV1、INV2，其設置在輸出側。快響應的第一電流比較器14-1的偏置電流源IREFl的電流產生了例如比慢響應的第二電流比較器14-2的偏置電流源IREF2大十倍的電流。儘管第一電流比較器14_1由於較大的偏置電流產生了較大的電流消耗，但是可以快速響應於輸入EOUT和CS的變化而輸出觸發信號SET。再者，構成第一電流比較器14-1的每個PMOS電晶體可以具有比構成第二電流比較器14-2的每個PMOS電晶體小的電晶體尺寸，以便能夠以較高的速度操作。回來參照圖10，第一和第二電流比較器14-1、14-2的輸出通過或門34被輸出到定時電路32，作為觸發信號SET。在休眠時段中，當休眠使能信號SLP_EN#_A變為活躍(L電平)時，具有快響應和大電流消耗的第一電流比較器14-1的偏置電流源IREF被截斷，使得其操作暫停。結果，在休眠時段期間，僅慢響應的第二電流比較器14-2通過將誤差放大器10的輸出EOUT與電流感測放大器12的輸出CS比較來執行檢測。圖12是圖示圖10中所示的開關穩壓器的操作的時序圖。與圖7的不同之處在於，在圖7中的時間t3，當誤差放大器輸出EOUT超過電流感測放大器輸出CS時，電流比較器快速響應以基本上同時輸出觸發信號SET，而在圖12中，由於慢響應的電流比較器14-2在休眠時段SLEEP中操作，因此時間t3-l偏離時間t3-2。就是說，誤差放大器輸出EOUT在時間t3-l超過電流感測放大器輸出CS，然而，慢響應的電流比較器14-2在時間t3-2輸出觸發信號SET。生成觸發信號SET之後的操作與圖7中所示相同。因此，從時間t3-2到時間t4的時間段對應於操作已被暫停的電路的起動所將消耗的時間。根據上述第三實施例，由於具有快響應和大電流消耗的第一電流比較器14-1的操作在休眠時段期間暫停，因此提高了輕負載下的功率效率。此外，還可以僅在休眠時段SLEEP期間操作慢響應的第二電流比較器14-2並且在其他時段中暫停其操作，使得快響應的第一電流比較器14- 1操作。[第四實施例]圖13是根據第四實施例的開關穩壓器的配置圖。在該開關穩壓器的配置中，與圖4中所示的配置的不同之處在於，除了具有寬柵極寬度和高驅動能力的輸出電晶體QH、QL之外，作為輸出電晶體，提供了具有較窄的柵極寬度和低驅動能力的輸出電晶體QHd、QLd,以及用於向具有窄柵極寬度的輸出電晶體QHd、QLd輸出驅動脈衝DRVHD、DRVLD的緩衝器20d、22d。其他配置與圖4相同。在休眠時段期間，休眠使能信號SLP_EN#_A是活躍的(L電平)，從而驅動器電路20,22暫停它們的操作。因此，不輸出驅動脈衝DRVH、DRVL，並且因此不執行輸出電晶體QH、QL的驅動操作。作為其替換，具有窄柵極寬度的輸出電晶體QHd、QLd執行驅動操作。為了驅動具有寬柵極寬度的輸出電晶體QH、QL,驅動脈衝DRVH、DRVL必須被提供給其柵極電極以使柵極電極電壓高。這需要大量的柵極電荷，伴隨大的功耗，這被指定為柵極電荷損失。因此，根據第四實施例，由於在休眠時段期間確保沒有負載側的突然改變，因此對具有窄柵極寬度的輸出電晶體QHd、QLd執行驅動控制，而對具有寬柵極寬度的輸出電晶體QH、QL的驅動操作暫停，並且因此，在休眠時段期間抑制了功耗。
[第五實施例]圖14是根據第五實施例的開關穩壓器的配置圖。在該開關穩壓器的配置中，與圖4的不同之處在於，未提供單脈衝生成電路，通過提供振蕩器36，該振蕩器的輸出被輸入到驅動控制電路18。在圖8中，開關穩壓器通過具有固定脈衝寬度的驅動脈衝信號DRVH，使用脈衝頻率調製(PFM)向第二供電電壓VOUT提供電流。另一方面，在圖14中所示的示例中，驅動控制電路18生成具有通過脈衝寬度調製(PWM)獲得的脈衝寬度的驅動脈衝信號DRVH。驅動控制電路18併入使用振蕩器36的振蕩時鐘的PWM電路。這樣，在執行PWM控制的開關穩壓器中，電流感測放大器12和過零比較器24的偏置電流在休眠時段期間也通過活躍(L電平)的休眠使能信號SLP_EN#_B截斷，使得它們的操作暫停。此外，將用於PWM控制的驅動控制電路18中的放大器(未示出)的操作也暫停。因此，可以在輕負載下提高功率效率。在圖14中所示的開關穩壓器中，沒有提供單脈衝生成電路16，然而，驅動控制電路18具有脈衝生成電路的功能並且驅動脈衝信號DRVH、DRVL對應於控制脈衝。如上文已描述的，響應於已從負載系統側提供確保不發生突然負載改變的休眠信號，根據各實施例的開關穩壓器在負載電路側需要電流提供的時間以外的時間使主控制電路的操作暫停，並且僅維 持最小電路(誤差放大器10和電流比較器14)中的操作狀態。在檢測到負載電路需要電流提供時，開關穩壓器通過起動暫停的電路來提供電流。因此，可以提高輕負載條件下的功率效率。
權利要求
1.一種開關穩壓器，其控制向電感器提供電流的第一輸出電晶體並且從第一供電電壓生成第二供電電壓，所述開關穩壓器具有: 誤差放大器，被配置成放大所述第二供電電壓和第一參考電壓之間的差； 電流感測放大器，被配置成將流過所述電感器的電感器電流轉換成電壓； 電流比較器，被配置成將所述誤差放大器的輸出電壓與所述電流感測放大器的輸出電壓進行比較，以便在所述第二供電電壓降低時輸出觸發信號； 脈衝生成電路，被配置成響應於所述觸發信號生成控制脈衝以驅動所述第一輸出電晶體；以及 休眠控制電路，被配置成通過從被提供所述第二供電電壓的負載側提供的休眠信號，在休眠時段期間暫停所述電流感測放大器或所述脈衝生成電路的操作，並且響應於所述觸發信號，暫時繼續所述電流感測放大器或所述脈衝生成電路的被暫停的操作，並且隨後再次暫停操作， 其中在所述休眠時段中，所述脈衝生成電路在所述觸發信號出現後經過規定時間之後生成所述控制脈衝。
2.根據權利要求1所述的開關穩壓器， 其中，所述脈衝生成電路包括單脈衝生成電路，所述單脈衝生成電路被配置成響應於所述觸發信號，生成具有如所述控制脈衝的恆定脈衝寬度的單觸發脈衝。
3.根據權利要求2所述的開關穩壓器，· 其中，所述單脈衝生成電路包括:觸發器，其被配置成響應於所述觸發信號，變為第一狀態並且輸出所述控制脈衝的正向沿；以及定時器電路，其被配置成使所述正向沿延遲，其中所述觸發器通過經延遲的正向沿變為第二狀態並且輸出所述控制脈衝的反向沿，以及其中，在所述休眠時段期間，當所述脈衝生成電路暫停並且繼續操作時，所述定時器電路分別暫停並且繼續操作。
4.根據權利要求1所述的開關穩壓器， 其中，所述電流感測放大器在偏置電流被提供時變為操作狀態，並且在所述偏置電流被截斷或抑制時變為暫停狀態。
5.根據權利要求1所述的開關穩壓器， 其中，所述脈衝生成電路包括: 驅動控制電路，被配置成控制設置在所述第一供電電壓和第二參考電壓之間的所述第一電晶體以及第二電晶體，使得通過使所述第一輸出電晶體導通，電感器電流在正向方向上流過所述電感器，並且隨後通過使所述第一輸出電晶體不導通並且同時使所述第二輸出電晶體導通，所述電感器電流繼續在所述正向方向上流過所述電感器，其中所述電感器設置在所述第一電晶體和所述第二電晶體的相互連接節點和輸出端子之間；以及進一步包括: 過零比較器，被配置成檢測所述電感器電流從所述正向方向切換到反向方向，以及其中，響應於所述過零比較器的檢測輸出，所述驅動控制電路將所述第二輸出電晶體從導通切換到不導通，以及 其中，響應於所述過零比較器的檢測輸出，所述休眠控制電路使所述電流感測放大器或所述脈衝生成電路的操作從暫時重新繼續狀態暫停。
6.根據權利要求1所述的開關穩壓器， 其中，所述休眠控制電路進行控制，使得所述電流比較器在所述休眠時段以外的時間以第一響應速度進行操作，並且在所述休眠時段期間以低於所述第一響應速度的第二響應速度進行操作。
7.根據權利要求1所述的開關穩壓器，進一步包括: 第一小輸出電晶體，被配置成包括尺寸比所述第一輸出電晶體小並且與所述第一輸出電晶體並聯設置的電晶體；以及 驅動控制電路，被配置成在所述休眠時段以外的時間響應於所述控制脈衝來驅動所述第一輸出電晶體，而在所述休眠時段期間暫停響應於所述控制脈衝驅動所述第一輸出電晶體並且驅動所述第一小輸出電晶體。
8.根據權利要求1所述的開關穩壓器，進一步包括: 過流保護電路，被配置成在所述電流感測放大器的輸出電壓超過第一保護電壓時，通過使所述第一輸出電晶體不導通來控制所述電感器電流不超過與所述第一保護電壓對應的電流， 其中所述過流保護電路在所述休眠時段期間暫停操作。
9.根據權利要求1所述的開關穩壓器，進一步包括: 過壓和欠壓保護電路，被配置成在所述第二供電電壓偏離在第二保護電壓和高於所述第二保護電壓的第三保護電壓之間的操作電壓範圍時，通過使所述第一輸出電晶體不導通來控制所述第二供電電壓不偏離所述操作電壓範圍， 其中所述過壓和欠壓 保護電路在所述休眠時段期間暫停操作。
10.根據權利要求1所述的開關穩壓器，進一步包括: 定時電路，被配置成在所述休眠時段期間使所述觸發信號延遲所述規定時間並且將經延遲的觸發信號提供給所述脈衝生成電路，而在所述休眠時段以外的時間不使所述觸發信號延遲。
11.一種開關穩壓器，其控制設置在第一供電電壓和參考電壓之間、並且電感器設置在相互連接節點處的第一輸出電晶體和第二輸出電晶體，以從所述第一供電電壓生成第二供電電壓，所述開關穩壓器包括: 誤差放大器，被配置成放大所述第二供電電壓和第一參考電壓之間的差； 電流感測放大器，被配置成將流過所述電感器的電感器電流轉換成電壓； 電流比較器，被配置成將所述誤差放大器的輸出電壓與所述電流感測放大器的輸出電壓進行比較，以便在所述第二供電電壓降低時輸出觸發信號； 驅動控制單元，被配置成響應於所述觸發信號生成第一驅動脈衝以驅動所述第一輸出電晶體，並且在驅動所述第一輸出電晶體之後生成第二驅動脈衝以驅動所述第二輸出電晶體；以及 休眠控制電路，被配置成通過從被提供所述第二供電電壓的負載側提供的休眠信號，在休眠時段期間暫停所述電流感測放大器或所述驅動控制單元的操作，並且響應於所述觸發信號的出現，暫時繼續所述電流感測放大器或所述驅動控制單元的被暫停的操作，並且隨後再次暫停操作， 其中在所述休眠時段中，所述驅動控制單元在所述觸發信號出現後經過規定時間之後生成所述第一驅動脈衝。
12.根據權利要求11所述的開關穩壓器， 其中，所述驅動控制單元包括: 脈衝生成電路，被配置成在所述休眠時段以外的時間響應於所述觸發信號生成控制脈衝，並且在所述休眠時段中在所述觸發信號出現後經過規定時間之後生成所述控制脈衝；以及 驅動控制電路，被配置成根據所述控制脈衝生成所述第一驅動脈衝和所述第二驅動脈衝，以及 其中，在所述休眠時段期間，所述驅動控制單元中的所述脈衝生成電路暫停並且繼續操作。
13.根據權利要求11所述的開關穩壓器， 其中，所述驅動控制單元在所述休眠時段期間，生成所述第一驅動脈衝，所述第一驅動脈衝的脈衝寬度在所述觸發信號出現後經過規定時間之後被調製，並且在所述休眠時段以外的時間，在不經過 所述規定時間的情況下，響應於所述觸發信號，生成脈衝寬度經調製的第一驅動脈衝。
全文摘要
一種開關穩壓器控制向電感器提供電流的輸出電晶體並且從第一供電電壓生成第二供電電壓。該開關穩壓器具有誤差放大器，其放大第二供電電壓和參考電壓之間的差；電流感測放大器，其將電感器電流轉換成電壓；電流比較器，其比較誤差放大器和電流感測放大器的輸出電壓，以便在第二供電電壓降低時輸出觸發信號；脈衝生成電路，其響應於觸發信號生成控制脈衝以驅動第一輸出電晶體；以及休眠控制電路，被配置成通過從負載側提供的休眠信號，在休眠時段期間暫停電流感測放大器或脈衝生成電路的操作，並且響應於觸發信號，暫時繼續被暫停的操作，並且隨後再次暫停操作。
文檔編號H02M3/158GK103248230SQ20121059293
公開日2013年8月14日 申請日期2012年12月31日 優先權日2012年2月9日
發明者二村一好 申請人:富士通半導體股份有限公司