多載波傳輸的方法和設備的製作方法

2023-05-04 01:50:16 2

專利名稱：多載波傳輸的方法和設備的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種多載波傳輸的方法和設備，特別涉及一種抑制多載波傳輸信號峰值的方法、具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路、自適應峰值限制器、基帶信號處理LSI和多載波傳輸設備。
背景技術：
在移動通信領域中，例如關於W-CDMA(Wideband-Code DivisionMultiple Access，寬帶碼分多址)系統中的技術規範，3GPP已經標準化。在技術規範中，除了利用CDMA的基本接收技術(例如分離多徑組合(Rakecombining))之外，具有10Mbps的更快速率的高速下行分組接入(本文縮寫為HSDPA)也已經被標準化。
HSDPA是這樣一種技術執行下行鏈路分組傳輸的多個用戶共享下行信道，檢查每個用戶的無線信道品質，並且最佳基站給各用戶傳送信號，從而提高傳輸效率。採用這種技術，使用5MHz的頻率帶寬就可獲得10Mbps的傳輸率。
自適應調製是HSDPA中使用的特殊技術之一，這種自適應調製是一種如下所述的方案根據傳播環境改變調製方案和編碼方案，並且採用例如16QAM和64QAM等適合於大容量傳輸的M元調製、可合成中繼信號以改善接收品質的HARQ(混合ARQ)、以及可從多個基站獲得有效分組傳輸的FCS(快速小區選擇)。
在自適應調製中，當移動站的接收品質良好時，基站採用例如16QAM和64QAM等M元調製和例如編碼率為3/4的高速率編碼來傳送信號，而當移動站的接收品質差時，採用QPSK和例如編碼率為1/4的低速率編碼來傳送信號。
在HSDPA中，由於採用QAM作為調製方案，關於頻帶中的信號品質(峰值碼域誤差(Peak Code Domain Error，PCDE)和誤差向量值(Error VectorMagnitude，EVM))，必須符合比普通第三代基站設備的性能標準(TS25.141Rel.99)更嚴格的性能標準(TS25.141 Rel.5)。
同時，CDMA系統的重要特徵是通過復用用戶信號來實現並行通信。例如，假設給允許設置基站的公司分配的頻帶包含四個信道(載波頻率分別為f1-f4)。
在這種情況下，在一個信道上復用多個用戶的數據，而且同時從共享天線傳送這些信道的信號。換言之，並行傳送四個載波f1-f4(多載波傳輸)。
當執行多載波傳輸時，設在發射機最後一級的高頻放大器承受重負載，並且要求其保證寬帶中的線性。
為了減少高頻放大器的負載，利用峰值限制器，對多載波傳輸的基帶信號執行抑制瞬時峰值的處理。
例如，在公開待審的日本專利申請No.2002-164799和2002-44054中描述了峰值限制器。
但是，與峰值限制器有關的現有技術沒有考慮高速下行分組接入(HighSpeed Downlink Packet Access，HSDPA)。
HSDPA是一種先進技術，但任何理論中，實際實施都存在相當多的困難。
此外，如上所述，由於採用QAM作為調製方案，關於頻帶中的信號品質(PCDE和EVM)，HSDPA需要滿足比普通第三代基站設備的性能標準(TS25.141 Rel.99)更嚴格的性能標準(TS25.141 Rel.5)。
在移動通信設備例如蜂窩電話中，一直存在對降低成本、小型化和低功耗的嚴格要求。
施加在移動通信設備上的各種限制，使現有技術堆以實現HSDPA。
例如，在HSDPA中，根據信道品質改變調製方案。在這種情況下，當採用最嚴格的條件作為基準，使峰值限制器的特性適應於64QAM且峰值抑制被降低時，由於對瞬時峰值的抑制不充分，結果，使後一級中的高頻放大器的負載增加，並且使高頻放大器的功率效率變差。同時，當增強峰值抑制時，信號損失使信號品質下降。
為了解決這個問題，需要使用能夠保證極寬範圍內的線性的高性能放大器。但是，這種高頻放大器非常昂貴，這成為成本方面的一個嚴重障礙。
上述問題用W-CDMA通信作為示例，但這種問題也可能出現在執行高速分組傳輸的其他通信系統(例如其他CDMA系統)中。

發明內容
本發明的目的是提供一種多載波傳輸的方法和設備，該方法和設備能夠在去除施加在移動通信設備上的嚴格限制的同時，在傳輸信號的峰值限制和失真補償方面採取切實的技術措施，從而能夠獲得傳輸信號的期望特性。
根據本發明的一個方面，提供一種傳輸系統中抑制多載波傳輸信號峰值的方法，在該傳輸系統中，利用濾波器對分別對應於多個頻道的每個基帶信號執行濾波處理，經過濾波處理的每個信號都被乘以預定載波以成為單載波信號，並且將單載波信號組合起來得到多載波傳輸信號，所述方法具有以下步驟從常規信號處理通路中分支每個基帶信號，對分支出來的每個基帶信號進行濾波處理，在與乘以預定載波相同的定時、將分支出來的每個基帶信號都乘以與預定載波相同的載波，組合所得到的信號，從而獲得用於計算峰值抑制校正值的多載波信號，檢測用於計算校正值的多載波信號的瞬時峰值，並且根據檢測結果，獲得峰值抑制校正值，以及用校正值乘常規信號處理通路上的每個基帶信號，來執行峰值抑制的校正。
換言之，在本發明的抑制多載波傳輸信號峰值的方法中，在與常規信號通路中的處理相同的條件下，通過執行相同的處理來合成單載波信號，得到與常規多載波信號相同的多載波信號，根據得到的信號計算校正值，並且利用校正值來校正每個頻道的基帶信號的幅值。
這種方法等價於準確地預測將在合成單載波信號時出現的瞬時峰值，預先校正基帶信號的幅值，從而將瞬時峰值保持在期望水平。以這種方式，能夠實現具有前所未及的極高可靠性的抑制峰值方法。
此外，在本發明的抑制多載波傳輸信號峰值的方法的一個方面中，即使在基帶信號的峰值連續下降時，也能夠使用峰值開始下降預定次數之前所獲得的高峰值來計算校正值，實現更嚴格的峰值限制。
這樣，對峰值抑制執行自適應控制比對信號品質執行自適應控制更重要，而不僅僅是自適應控制。換言之，在任何情況下，都能夠將多載波信號(組合的單載波傳輸信號)的幅值抑制到期望水平以下。因此，總能減少其後設置的高頻放大器的負載。
根據本發明的另一個方面，具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路具有常規信號處理通路，用於將對應於多載波傳送的每個頻道的每個基帶信號分支成兩個信號序列，在延遲器中延遲一個信號序列中的每個基帶信號，在乘法器中用峰值抑制校正值乘每個信號，對乘以校正值的每個信號執行n次(n是2或大於2的整數)內插處理，用濾波器對信號進行濾波處理，用載波乘每個信號從而得到單載波信號，並且組合單載波信號以輸出多載波傳輸信號；和校正值發生通路，用於在常規信號處理通路中執行n次內插處理、濾波處理和乘以載波的處理以獲得單載波信號基本相同的定時，對另一個信號序列中的每個基帶信號執行基本相同的處理，從而獲得用於計算校正值的多載波信號，檢測用於計算校正值的多載波信號的瞬時峰值，以及根據檢測值獲得峰值抑制校正值，將其提供給常規信號處理通路中的乘法器。
換言之，在本發明的具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路中，基於通過下述通路合成的多載波信號，來檢測瞬時峰值，計算峰值抑制校正值，其中該通路具有與常規多載波合成通路完全相同的條件，從而能夠執行極準確的峰值抑制校正。
根據本發明的另一個方面，自適應峰值限制器具有多個硬限制器，分別提供給可能包含通信數據的多個頻道，所述通信數據已應用預定的數據分組傳輸方案，並且利用從外部提供的自適應極限值來限制每個頻道的基帶信號的幅值；和極限值表，使用表示是否應用預定數據分組傳輸方案的開/關比特信息和表示是否使用每個頻道的另一個開/關比特信息作為地址變量來訪問該表，這兩個信息都由每個頻道的上層報告，並且該表輸出自適應極限值作為訪問結果，將其提供給多個硬限制器中的至少一個。
換言之，本發明的自適應峰值限制器是一種新的峰值限制器，有助於實現例如3.5代移動通信所支持的高速下行分組接入(HSDPA)。
本發明的自適應峰值限制器具有多個硬限制器，其被分別提供給多個頻道，並且自適應地更新其極限值。「硬限制器」是能夠將信號峰值精確地箝位在預定值的限制器。
在本發明的自適應峰值限制器的一個方面中，在多載波傳輸中與每個頻道相對應的基帶信號的小片(chip)基礎上，使用從上層(例如基站控制部件中的基帶處理板)通知的表示是否使用每個頻道的開/關信息和表示是否對每個頻道的小片數據(chip data)應用HSDPA的另一個開/關信息作為地址信息，來訪問極限值表以自適應地輸出極限值，從而能夠在小片的基礎上精確地調整硬限制器的箝位值。
即，多個頻道的並行傳輸信號不包含總是使用所有頻道的情況，即使在一個頻道的傳輸信號小片是使用HSDPA(採用QAM作為調製方案)的小片數據的情況下，並行傳輸的其他頻道的小片數據也不總是使用HSDPA(換言之，可以採用QPSK作為調製方案)。
注意本發明的這個方面，自適應控制是如下執行的當基於應用嚴格解調條件的調製方案例如16QAM的小片且頻道為「開」時，執行對幅值的減輕抑制而重視信號品質的自適應控制，而當頻道為「關」時或基於未應用HSDPA的小片時，執行對極限值的增強抑制和重視峰值抑制的自適應控制。
這樣，響應每個頻道的狀態，通過將重視幅值抑制的小片數據和重視信號品質的小片數據彼此區分開來，就能夠實現精確的自適應調節，從而為重視信號品質的小片數據提供更多能量。因此，在多載波傳送的數據包含使用HSDPA的傳輸數據的情況下，能夠保證3GPP規範中規定的期望信號品質。
根據本發明的另一個方面，基帶信號處理LSI具有如下結構從上述自適應峰值限制器輸出的各個頻道信號被輸入到上述具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路中，從而產生經過峰值抑制處理的多載波傳輸信號，使得PAR(Peak to Average Ratio，峰值平均值比)值和CCDF(ComplementaryCumulative Distribution Function，互補累積分布函數)保持在各自期望的允許範圍內。
即，本發明的基帶信號處理LSI結合使用本發明的自適應峰值限制器和本發明的具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路。
換言之，在具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路中執行峰值限制處理，使得多載波信號的PAR(峰值平均值比)值和CCDF(互補累積分布函數)總是保持在各自期望的允許範圍內(這可以保證傳輸信號的總能量總是保持在預定範圍內)，而在使用峰值限制器時，自適應地控制用於每個頻道的極限值，並且響應每個頻道的狀態執行對傳輸能量分布的精確調節。
以這種方式，在考慮多載波信號的整個狀態和每個頻道的狀態的情況下，實現極有效的(合理的)自適應峰值限制處理。因此，對於可能包含應用符合IMT 2000的高速數據分組傳輸方案(如HSDPA)的通信數據的多個頻道，能夠執行可靠且有效的峰值抑制，使得多載波傳輸信號的PAR值和CCDF保持在各自期望的允許範圍內，從而減少其後設置的高頻放大器的負載，而對於每個頻道，儘可能執行自適應峰值控制以防止信號品質變差。
根據本發明，能夠實現最新的移動通信。例如，能夠實現W-CDMA多載波傳輸設備，其符合支持HSDPA方案的3.5代移動通信。


通過對以下結合附圖進行的詳細描述的考慮，本發明的以上及其他目的和特徵將會變得更加清楚，附圖中以舉例方式說明一個示例。其中圖1A是根據本發明一個實施例的多載波傳輸設備整個結構的一部分的方框圖；圖1B是根據本發明的多載波傳輸設備整個結構的其餘部分的方框圖；圖2是示出本發明的具有峰值抑制功能的多載波信號發生電路的一個結構示例的方框圖；圖3是示出圖2電路中產生的多載波傳輸信號的CCDF(互補累積分布函數)的曲線圖；圖4是示出圖2電路中多載波合成之前的每個單載波信號特性的曲線圖；圖5A是說明對單載波信號進行峰值抑制處理的問題的示意圖；圖5B是說明對單載波信號進行峰值抑制處理的優點的示意圖；圖6A是示出對單載波信號進行限制處理的現有峰值限制電路的結構的方框圖；圖6B是示出圖6A電路中的(經過低通濾波器濾波之前)單載波信號的CCDF特性的曲線圖；圖7A是示出對單載波信號進行限制處理的現有峰值限制電路的結構的方框圖；圖7B是示出圖7A電路中(經過峰值抑制和低通濾波器濾波之後)的單載波信號的CCDF特性的曲線圖；圖8A是示出具有並行設置的每個如圖6A所示的現有峰值限制電路的現有多載波信號發生電路的結構的方框圖；圖8B是示出圖8A電路中的多載波信號的CCDF特性的曲線圖；圖9是說明圖1B中峰值校正值計算部件的峰值檢測操作的曲線圖；圖10是示出圖1B中峰值校正值計算部件的基本操作程序的流程圖；圖11是說明計算校正值的特定程序的示意圖；圖12是說明由於峰值抑制控制參數的設定值變化所產生效果的示意圖；圖13是示出本發明的自適應峰值限制器的一個結構示例的方框圖；圖14A是示出硬限制器的輸出特性的曲線圖；圖14B是示出硬限制器極限值和傳輸信號信號品質之間相對關係的表；
圖15是示出與基帶信號有關的頻道開/關信息和HSDPA應用開/關信息的時序圖；圖16是說明ROM地址和ROM數據之間關聯的示意圖；圖17A是示出誤差向量值的測量結果示例的曲線圖；圖17B是示出峰值碼域誤差的測量結果示例的曲線圖；圖18A是示出用3GPP的測試模型1測量多載波傳輸信號的CCDF特性的結果示例的曲線圖；圖18B是示出用3GPP的測試模型3測量多載波傳輸信號的CCDF特性的結果示例的曲線圖；圖19是示出本發明所使用的混合失真補償電路(包含高頻放大器)的結構示例的方框圖；圖20是示出混合失真補償電路的基本操作程序的流程圖；圖21A是示出輸入到混合失真補償電路中的多載波傳輸信號的頻譜示例的示意圖；圖21B是示出經過預失真處理的信號的頻譜示例的示意圖；圖21C是示出輸入到前饋失真補償電路中的標準信號的頻譜示例的示意圖；圖21D是示出從混合失真補償電路輸出的多載波傳輸信號的頻譜示例的示意圖；和圖22是說明高頻放大器的功率效率的曲線圖。
具體實施例方式
下面將參考附圖具體描述本發明的實施例。
圖1A和1B是示出根據本發明一個實施例的多載波傳輸設備的整個結構的方框圖。多載波傳輸設備是W-CDMA無線傳輸設備(無線基站設備)，其使用根據本發明的自適應峰值限制器和多載波信號發生電路以及結合高精度地執行失真補償的混合失真補償電路。
圖中，基帶信號處理部件(基帶信號處理LSI)600用長短交替的短劃線表示。
具有峰值抑制功能的自適應峰值限制器400和多載波信號發生電路500都用黑體虛線表示。
如圖所示，混合失真補償電路700具有自適應預失真部件14和前饋失真補償部件30的組合結構。與其他結構元件一樣，電路700具有D/A轉換器20、A/D轉換器28、開關電路SW和高頻放大器32。
下面進行描述，假設天線能同時發送四個頻道的信號。
如圖1A左上方所示，在頻道CH1上復用傳輸數據d1-d3，類似地，在頻道CH2-CH4上分別復用傳輸數據d4-d6、d7-d9和d10-d12。
分別為頻道CH1-CH4設置用戶信號的復用部件200a-200d，每個復用部件具有多個擴展部件2和復用經過擴展的用戶信號的復用電路4。
自適應峰值限制器400具有為每個頻道設置的硬限制器300和極限值輸出電路350。極限值輸出電路350具有地址變換電路352和極限值表(ROM)354。
地址變換電路352將表示是否使用各個頻道的開/關信息(F1-F4)和表示是否對各個頻道上的小片數據應用HSDPA的另一個開/關信息(DP1-DP4)變換成用於查閱ROM的地址，並且訪問極限值表(ROM)354以輸出自適應極限值LIM，其中上述信息是上層(例如基站控制部件的基帶處理板，未示出)基於小片通知的。
後面將參考圖13-17具體描述自適應峰值限制器400。
具有峰值抑制功能的多載波信號發生電路500對四個頻道CH1-CH4執行n次內插(n是2或大於2的整數)和正交調製(通過乘以各個正交載波e1-e4來獲得單載波信號)，並且將單載波信號組合起來以產生多載波傳輸信號，同時在不同於常規信號處理通路的通路中產生與上述多載波信號相同的多載波信號，根據多載波信號來計算校正值以校正瞬時峰值，將校正值返回給常規信號處理通路，對每個頻道的基帶信號進行基帶信號的峰值抑制處理。
此外，每個頻道CH1-CH4的基帶信號由兩個信號組成I(同相)信號和Q(正交)信號，但為了方便畫圖，用一個信號線來表示。
由於執行n次內插和正交調製的電路結構在每個頻道中都相同，因此僅基於頻道CH1進行描述。
除了常規信號處理通路之外，執行n次內插和正交調製的電路具有合成多載波信號為峰值校正值計算基礎的通路，基於該信號計算校正值以將其提供給常規信號處理通路(圖中用實線表示)。
常規信號處理通路(圖中用實線表示)具有第一延遲電路508，用於乘以校正值的乘法器512，n次內插電路514，限制信號頻帶的低通濾波器(LPF)516，用於正交調製的乘法器518，和將經過乘法器518的單載波信號組合起來的組合器590。第一延遲電路508將信號延遲計算校正值所需的時間和與LPF504的群延遲相對應的時間。N次內插電路514為了增大時鐘頻率而執行內插，以便對預定寬頻帶執行信號處理。
通過用載波e1(至e4)乘每個信道的每個I和Q信號來實現正交調製。
例如，在正交調製中，當使用的頻道是CH1(載波頻率f1)和CH2(載波頻率f2)且用於頻移的頻率為fc時，將使用載波頻率f1發送的信號乘以載波f1-fc，而將使用載波頻率f2發送的信號乘以載波f2-fc，以實現正交調製。
以與計算校正值的信號處理通路相同的方式，執行與載波e1(至e4)的相乘。因此，在圖1A和圖1B的電路中，信號在計算校正值的信號處理通路中被乘以載波e1(至e4)，在常規信號處理通路中被延遲計算校正值所需的時間和與低通濾波器(LPF)516的群延遲相對應的時間，並且被正交調製。
同時，在圖1A和圖1B的電路中，將合成多載波信號為校正值計算基礎的信號通路與常規信號處理通路分開設置。信號處理通路具有n次內插電路502、低通濾波器(LPF)504、乘法器506和組合器550。這種信號通路的結構和條件例如通路中的信號處理定時，與常規信號處理通路完全相同。
校正值計算部件570根據合成的多載波信號來計算峰值校正值，具有峰值檢測部件572、相對比較/確定部件574和校正值計算部件576。
從外部給相對比較/確定部件574設置峰值抑制控制參數，從而能根據信號品質和峰值抑制之間重要性的相對等級來精確地調節峰值抑制能力。
從外部給校正值計算部件576設置峰值極限值。
從校正值計算部件576輸出的校正值，在常規信號處理通路的乘法器512中被乘以基帶信號，以校正幅值。
在混合失真補償電路700中，對這樣產生的多載波信號進行失真補償，之後通過基站設備的天線(ANT)發送給多個移動終端(未示出)。
3GPP TS 25.104中規定的頻譜發射掩碼(spectrum emission mask)的頻帶是非常寬的頻帶，其以傳輸信號的頻帶為中心、覆蓋上下兩端之間約1GHz。由於普通預失真電路完全不能消除在這種寬頻帶中出現的高階失真分量，因此採用混合失真補償電路700能夠響應這種嚴格的規範。
從而能實現支持HSDPA的3.5代W-CDMA移動通信。
下面順序地具體說明具有峰值抑制功能的多載波信號發生電路、自適應峰值限制器和混合失真補償電路。
圖2是示出具有峰值抑制功能的多載波信號發生電路的結構的方框圖。多載波信號發生電路的結構與圖1B所示的電路500相同。
圖2中，標號530a-530d是如下電路對經過幅值校正的基帶信號執行正交調製，使其成為單載波信號。
校正值計算電路570基於經過與常規信號處理通路中完全相同的處理而合成的多載波信號，來計算校正值。
因此，實際上將單載波信號組合起來，檢測實際多載波信號的瞬時峰值(在峰值檢測部件572中)，計算將峰值抑制到期望水平以下的校正值，從而能夠保證將多載波信號的峰值抑制到期望水平之內。
圖3是CCDF(互補累積分布函數)曲線圖，其表示圖2的具有峰值抑制功能的多載波信號發生電路所產生的多載波傳輸信號的峰值功率與平均功率之比(橫軸)與概率(縱軸)之間的關係。
圖中，可以理解，顯著突變的峰值限制可能與實線表示的特性線A一樣。特性線A是峰值抑制控制參數(hole-num)為2的情形。
圖中，特性線B是峰值抑制控制參數(hole-num)為零的情形，特性線C是峰值抑制控制參數(hole-num)為3的情形。
從圖3可見，用從外部提供給相對比較/確定部件574的峰值抑制控制參數(hole-num)能夠調節峰值抑制特性。
圖4是示出圖2具有峰值抑制功能的多載波信號發生電路中多載波合成之前的每個單載波信號的特性的曲線圖。
本文中，圖7B是示出用於抑制圖7A所示單載波信號峰值的現有電路中經過峰值抑制的信號特性的曲線圖。通過比較圖4和圖7B，可以理解，圖2中的電路不對單載波信號執行極嚴格的載波抑制。
換言之，如圖3所示，在圖2的電路中，多載波信號接受很高程度的峰值限制，在任何情況下，都能夠保證將多載波的瞬時峰值保持在預定範圍內，同時，在單載波信號方面，不執行過度的峰值限制，因此，對傳輸信號的品質影響很小。
如圖5A所示，當對相平面上不同相位不同幅值的單載波信號X、Y和Z執行峰值限制時，從極限值圓延伸出的部分都被箝位。相反，當對多載波信號執行峰值限制時，如圖5B所示，由於用組合單載波信號X、Y和Z而得到的向量R作為基準，來執行峰值限制處理，因此對於每個單載波信號，並不執行過度的峰值限制。此外，如圖所示，由於消除了單載波信號的向量分量，組合單載波信號X、Y和Z而得到的向量R的幅值很小。
那麼，在圖2的電路中，實際合成多載波信號，檢測信號的瞬時峰值，並且計算校正值來抑制瞬時峰值，從而能可靠地抑制瞬時峰值。由於能夠以極高的可靠性對多載波信號執行這種峰值限制，因此，即使施加應用HSDPA方案那樣的嚴格條件時，也能夠滿足預定規範。
此外，在本發明中，能夠通過設置載波抑制控制參數(hole-num)，來精確地調節峰值抑制特性。
圖6A示出對單載波信號S1執行限制處理的現有峰值限制電路，圖6B示出單載波信號S1的特性。
圖7A示出與圖6A相同的現有峰值限制電路，圖7B示出經過峰值限制並通過低通濾波器(LPF)203的信號特性。
如圖7B所示，即使在單載波信號經過峰值抑制的情況下，通過低通濾波器會再次產生峰值，與圖3所示的本發明電路的峰值抑制特性相比，峰值抑制度相當差。
圖8A示出利用並聯設置的圖6A所示的現有峰值限制電路合成多載波信號的現有電路，圖8B是示出從圖8A電路輸出的多載波信號S3的特性的曲線圖。
參考圖9至12，將描述圖2下側所示出的校正值計算部件570中的峰值檢測部件572、相對比較/確定部件574和校正值計算部件576。
如圖9所示，峰值檢測部件572檢測每16小片基帶信號的幅值峰值(M(n)至M(n+2))(為了方便，本文假設A(n)-A(n+2)為16小片基帶信號)。
相對比較/確定部件574和校正值計算部件576基於圖10所示的流程圖來操作。
換言之，對於峰值檢測部件572中檢測的當前測量基帶信號的幅值峰值Max(n)(步驟800)，相對比較/確定部件574確定峰值Max(n)是否小於臨時峰值以及峰值抑制控制參數(hold-iter＝0)是否不等於設定值(hold-num本文假設為2)(步驟802)。
當步驟802中的確定結果為「是」時，換言之，在當前檢測的峰值小於臨時峰值且峰值連續減少的次數為1時，則遞增並更新峰值抑制控制參數(hold-iter)(步驟806)，而當結果為「否」時，即，當前檢測的峰值大於臨時峰值時或者連續減少2次時，將當前檢測的峰值設定為當前值，峰值抑制控制參數(hold-iter)被初始化並返回到零。
接著，校正值計算部件576將極限值(limit-value)和臨時峰值相比較(步驟808)，當臨時峰值更大時，用臨時峰值計算峰值抑制的校正值(步驟810)，而當臨時峰值更小時，使校正值為「1」，原因是不需要進行峰值抑制(步驟812)。
用基帶信號乘校正值(步驟814)，處理流程進入下一步(步驟816)。
圖11示出計算校正值的特殊示例。
如圖所示，峰值在時刻t(n-1)到t(n+1)期間增大，然後連續減小，在時刻t(n+5)減小到極限值(limit-value)以下。
在這種情況下，在每個時刻執行如圖所示的處理。注意，在時刻t(n+2)和t(n+3)，即使峰值減小，仍然使用基於峰值開始減小之前的大峰值的校正值即校正值(n+1)，由此著重對峰值抑制來執行自適應控制。
接著，在時刻t(n+4)，峰值連續減小(3次)，超過峰值抑制控制參數的設定值(hold-num＝2)。所以，為了防止信號品質下降，利用臨時峰值和減少的校正值即校正值(n+4)，來執行峰值限制。
接著，在時刻t(n+5)，由於不需要峰值限制，校正值為「1」。
增大峰值抑制控制參數的設定值(hold-num)導致著重於圖3所示的峰值抑制的自適應控制，並且能夠進行精細的調節。
圖12示出當峰值抑制控制參數的設定值(hold-num)為「0」或「2」時基帶信號的幅度抑制程度的變化。圖中，從實線包圍的部件A和B可見，峰值抑制控制參數為「2」時的設定值(hold-num)具有較大的峰值抑制效果。
通過合適地設定峰值抑制控制參數的設定值(hold-num)，在任何情況下，都能將多載波信號的峰值抑制在預定水平內，從而能夠保證滿足嚴格的規範。
下面參考圖13-17描述自適應峰值限制器。
圖13是示出自適應峰值限制器的結構的方框圖。
如上所述，基於表示是否使用各個頻道的開/關信息(F1-F4)以及表示是否對各個頻道上的小片數據由於HSDPA的另一個開/關信息(DP1-DP4)，極限值輸出部件350參考極限值表(查找表)354以輸出極限值LIM，其中上述信息是基站(BTS)控制部件900中的基帶控制板910基於小片通知的。
硬限制器300具有幅值計算部件310，計算每個輸入I和Q信號的幅值Xn；比較部件320，比較計算出的幅值和極限值LIM；校正值計算部件330，根據輸入的I和Q信號、幅值Xn和極限值LIM來計算校正值；以及開關電路SWT1和SWT2。
根據比較部件320中的比較結果，轉換每個開關SWT1和SWT2，當輸入信號的幅值超過極限值LIM時，開關被轉換到各自的「a」端子，而當輸入信號的幅值小於極限值LIM時，被轉換到各自的「b」端子。當開關SWT1和SWT2被轉換到各自的「b」端子時，輸入信號不經校正而被輸出。
圖14A是示出當極限值為P0、P1、P2時硬限制器的輸出信號特性的曲線圖，圖14B是示出極限值和傳輸信號的品質之間相對關係的視圖。
下面參考圖15和16，具體說明極限值輸出電路350中的地址變換電路352的操作和極限值表(ROM)354的結構。
圖15是示出四個頻道CH1-CH4的基帶信號狀態(每個信道有兩個信號序列I和Q，於是有8個輸入)與開/關信息狀態的關聯的時序圖，上述開/關信息包括表示是否使用各個頻道的開/關信息(F1-F4)以及表示是否對各個頻道上的小片數據應用HSDPA的另一個開/關信息(DP1-DP4)，其中上述開/關信息是基站(BTS)控制部件900中的基帶控制板910基於小片通知的。
為了方便，圖15沒有示出頻道CH2和CH3的數據。圖中，有陰影線的小片是應用HSDPA的小片。
如圖所示，在應用HSDPA的小片上，HSDPA應用開/關信息(DP1-DP4)為高電平，類似地，當使用頻道時，頻率開/關信息(F1-F4)為高電平。
如圖16所示，HSDPA應用開/關信息(DP1-DP4)和頻率開/關信息(F1-F4)集體變換為8比特的地址信息。在這種情況下，每段信息的「開」對應於「1」，而「關」對應於「0」。
這樣，總共存在256種模式。對於每個索引來說，ROM地址和ROM數據(極限值數據)相關，因此在ROM中寫入ROM數據(極限值的數據)以產生查找表。
如圖16所示，例如假設狀態(1)-(7)。
考慮每種狀態，如下設定極限值較高極限值被應用於使用HSDPA的頻道而不是不使用HSDPA的頻道，從而防止信號品質變差，以及在出現未使用頻道的情況下，由於未使用的頻道數增加，因此增大用於已使用頻道的極限值，從而防止信號品質變差。
如圖16所示，對於極限值L1和L2，L2大於L1。L3是這樣計算的得到分母為頻率開/關比特為開的頻道數、分子為4的分數，取該分數的1/2次方，再用L1乘上述結果。類似地，如下計算L4得到分母為頻率開/關比特為開的頻道數、分子為4的分數，取該分數的1/2次方，再用L2乘上述結果。
圖17A和17B是示出應用自適應峰值限制器時的效果示例的視圖。
圖17A是示出誤差向量值的測量(仿真)結果的視圖，誤差向量值是評價未應用HSDPA的採樣值(用白色圓圈標記)和應用DSDPA的採樣值(用有一半黑色陰影的菱形標記)的信號品質的指標。
圖中，標準A是3GPP R99中的要求(用於評價白色圓圈所標記的採樣值的準則)，標準B是3GPP R5中的要求(用於評價有一半黑色陰影的菱形所標記的採樣值)。
類似地，圖17B示出對峰值碼域誤差進行測量的採樣值，其中，標準C是3GPP R99中的要求，標準D是3 GPP R5中的要求。
應當理解，在圖17A和17B中都滿足信號品質的要求。
圖18A和18B是示出用3GPP的測試模型1或測試模型3測量從圖1所示的基帶信號處理LSI輸出的多載波傳輸信號的峰值抑制程度的結果示例的曲線圖。
從兩個曲線圖可見，測試模型的改變不改變峰值抑制特性的特性線形狀，因此總能夠實現所期望的峰值抑制。
因此，根據本發明，在任何情況下，都能夠在根據每個頻道的狀況精細地調節傳輸信號的幅度的同時，將整個多載波傳輸信號的瞬時峰值抑制在所期望的範圍內，從而實現峰值抑制和保證信號品質。
具體描述圖19(和圖1B)所示的混合失真補償電路(包含高頻放大器)。
如上所述，CDMA多載波通信比其他移動通信，要求更高的高頻功率放大器的線性。因此，功率效率會顯著變差，除非採用失真補償技術例如自適應預失真，來補償功率放大器的線性。
功率放大器的輸入信號具有例如15MHz-20MHz的帶寬。因此，失真頻帶的範圍約為100MHz-200MHz。
為了僅通過自適應預失真來補償失真分量，需要以與失真分量的頻帶相同的約100MHz-200MHz的採樣頻率，對經過預失真處理的數位訊號進行D/A轉換。
此外，當執行自適應預失真處理時，由於需要將功率放大器的輸出信號返回到數位訊號處理系統中，因此，同樣需要以與失真分量的頻帶相同的約100MHz-200MHz的採樣頻率執行A/D轉換。
而且，根據CDMA通信系統的規範，D/A轉換器和A/D轉換器需要12比特到16比特的解析度。
在當前的半導體製造工藝中，製造保證高解析度(12比特到16比特)的可在100MHz-200MHz範圍內操作的D/A轉換器和A/D轉換器是相當困難的。
而且，即使能夠製造這種D/A轉換器和A/D轉換器，操作時的功率消耗也非常巨大。這種產品不利於採用失真補償來改善功率效率。
所以，在圖19的混合失真補償電路中，將應用自適應預失真處理的信號(輸入基帶信號)的頻帶，限制到能夠使D/A轉換器和A/D轉換器達到12比特到16比特解析度的頻率。
接著，具有經過精確調節的特性的前饋失真補償電路，能夠通過數位訊號處理有效地消除更高頻帶中出現的失真(高階失真)。
以此，能夠採用現有LSI技術、以前所未及的極高精度實現失真補償。
下面具體說明。
如圖19所示，混合失真補償電路具有以下基本結構元件自適應預失真部件(數位訊號處理部件)14，高頻功率放大器32，帶2個輸入端子TA1和TA2的前饋失真補償電路(高頻功率模擬電路)30，選擇性地連接兩個輸入端子之一的高頻開關電路(下文簡稱開關電路)SW，前饋失真補償電路30的輸出信號和前饋迴路信號，控制/監視部件(屬於數位訊號處理系統)，調節提供給前饋失真補償電路30的輸入端子TA2的標準信號(即失真補償電路的輸入信號(IN))的幅度(增益)、相位和延遲的幅度/相位/延遲調節器51，和序列器80，序列器80控制開關電路SW的轉換，並且給這些部件提供使這些部件順序操作所需的信息(P1和P2)。
在數位訊號處理系統和模擬信號處理系統之間提供並接收信號的信號路徑，設置有D/A轉換器20和56、A/D轉換器28和頻率轉換電路。頻率轉換電路具有以下結構元件RF載波振蕩器24和混頻器22、26和58。
如圖所示，前饋失真補償電路30具有輸入端子TA1，向主路徑輸入包含失真分量(未被預失真失真補償處理消除而留下的線性失真分量)的信號；和輸入端子TA2，向前饋迴路輸入不包含失真的標準信號。此外，主路徑是連接輸入端子TA1和組合器38的線路。
前饋迴路具有衰減器42，調節信號幅度；組合器46，從主路徑的信號分離出失真分量；誤差放大器48，放大失真分量的信號幅度；移相器50，反轉誤差放大器46的輸出信號的相位；和組合器38，將移相器50的輸出信號返回到主路徑。
混合失真補償電路具有一種混合結構組合對基帶數位訊號進行自適應預失真處理的自適應預失真部件14和前饋失真補償電路30。
但是，不能簡單地組合兩個補償方案。因為正如名稱所示，前饋失真補償以輸入和輸出信號的順序執行失真補償，而自適應預失真補償是反饋型失真補償，因此信號通路是不同的，所以，為了組合兩個方案，需要將兩個方案分成各自的單位元件以方便兩個方案的組合，並且構造混合結構。
因此，在圖19的電路中，前饋失真補償電路30設有兩個輸入端子TA1和TA2，由此具有這樣的新結構彼此獨立地接收高頻功率放大器32的輸出信號(包含不能通過預失真失真補償消除的剩餘失真分量)和不包含失真的標準信號作為其輸入，從而組合不同類型的失真補償電路。
混合失真補償方法中的失真補償處理原理上被分成兩種處理。
換言之，全數字控制中的自適應預失真失真補償，能夠以高度穩定性消除高頻功率放大器的低階失真分量，所述分量是D/A轉換器20、56和A/D轉換器28的採樣頻帶內的具有高電平的失真分量。
接著，通過前饋失真補償處理消除具有低電平的剩餘高階IM失真分量(採樣頻帶外部的分量)。因此，能夠以前所未及的高準確性實現寬帶失真補償。
問題是除非利用模擬電路的前饋失真補償具有很高的精度，否則就不能充分消除不能通過自適應預失真失真補償消除的具有低電平的高階IM失真分量，因此不能在體現本發明目的的消除失真方面獲得顯著的精度改善。
前饋失真補償電路30中高精度的失真消除是基於如下假設獲得的分別輸入到兩個輸入端子TA1和TA2的兩個信號在輸入電平(幅度)、相位和延遲上完全一致。
因此，圖19的失真補償電路(混合失真補償電路)設有執行調節的調節機構，以便使輸入到前饋失真補償電路30中的兩個信號的幅度和其他因素彼此完全一致，在這方面，本發明的失真補償電路具有極重要的特徵。
換言之，在圖19的失真補償電路中，著重於在自適應預失真處理中不可避免的反饋路徑(將經過前饋失真補償處理的信號返回給自適應預失真部件14的信號路徑)，利用反饋路徑，將前饋失真補償電路30的兩個輸入信號(圖19中的信號A1和A2)和前饋迴路的信號(圖19中的信號A3)返回給數位訊號處理系統。
接著，利用高精度的數位訊號處理，控制/監視部件60精確地測量前饋失真補償電路30的兩個輸入信號之間的幅度(增益)、初始相位和傳輸延遲之差(至少其中一個特性之差)。
接著，用於幅度及其他特性的調節器50最好至少調節標準信號(失真補償電路的輸入信號(IN))的幅度、相位和延遲其中之一，以便消除測量差。此外，實際上，最好是調節所有特性。
以這種方式，使前饋失真補償電路30的兩個輸入信號的特性例如幅度(增益)、初始相位和傳輸延遲彼此完全一致，並滿足執行前饋失真補償的條件。
在輸入到前饋失真補償電路30中的高頻功率放大器33的輸出信號中，通過預失真失真補償消除具有高電平的失真。
因此，具有高電平的失真分量沒有被輸入到位於前饋迴路中的誤差放大器48，從而能將誤差放大器設定在低功率放大率，從而有助於減少功率消耗。
在完成前饋失真補償電路30的兩個信號的預失真處理和特性調節之後，開關電路SW將前饋失真補償電路30的輸出信號(圖19中的信號A4)輸出以返回到數位訊號處理系統。
控制/監視部件60監視反饋信號的特性，當失真補償不能保證所期望的精度時，再次繼續執行前饋失真補償電路30的兩個信號的預失真處理和特性調節。信號處理的順序由序列器80控制。
上述基本操作(和電路的基本狀態)歸納如圖20所示。
即，首先，將開關電路(SW)切換到「d」端子側，執行自適應預失真處理(狀態1，步驟100)。
接著，將開關電路(SW)轉換到「a」端子側。
測量前饋失真補償電路30的兩個輸入信號(進入主路徑的信號和標準信號)之間的增益(幅度)、延遲和相位上的不平衡，消除不平衡，調節標準信號的特性(狀態2，步驟102)。
接著，將開關電路(SW)轉換到「b」端子側，從而轉移到狀態3，檢測狀態2中的調節結果。
在狀態3中，除前饋迴路中的失真信號以外，測量標準信號分量的功率電平(標準信號的漏電平)(步驟104)。確定漏電平是否超過閾值，即漏量是否是允許(OK)的，在NG時，處理流程返回到步驟102，同時在OK時進入狀態4(步驟106)。
在狀態4中，將開關電路(SW)轉換到「c」端子側。接著，測量失真補償電路的最終輸出信號的頻譜，將其與預定的標準掩模圖(spectrum emissionmask pattern，譜發射掩模圖)相比較，確定頻率軸上失真的抑制狀態(步驟108)。
確定結果是，當頻譜被抑制到允許範圍以內時(步驟110)，處理流程返回到步驟108繼續監視，而當頻譜未得到抑制時(步驟110)，則返回到步驟100，繼續執行上述處理。
圖21A-21D分別示出圖19電路中的輸入信號(載波數為「3」)、預失真信號、前饋失真補償中的標準信號和輸出信號的頻譜。
從圖中可見，根據本發明，能以高精度實現寬範圍的失真補償。
這樣，圖19中的混合失真補償電路具有自適應預失真部件14，提供特性與功率放大器的非線性特性相反的帶有失真的輸入數位訊號；和前饋失真補償電路30，通過前饋迴路補償不能在自適應預失真部件14中得到補償的失真分量，其中，前饋失真補償電路30具有能獨立輸入兩個信號的信號輸入端子TA1和TA2，將經過預失真部件14中的自適應預失真處理的信號輸入到其中一個信號輸入端子TA1，而將標準信號輸入到另一個信號輸入端子TA2，以及標準信號對應於預失真部件14中的預失真處理之前的輸入數位訊號，從而能夠以得到每個電路的最大特性的方式來連接兩個電路。
換言之，圖19中的失真補償電路是全數字控制中的一種新型失真補償電路，其具有如下電路結構通過包含D/A轉換器和A/D轉換器的信號路徑，連接數位訊號處理電路和高頻功率模擬電路。
失真補償電路最好執行以下(1)-(5)項的處理，從而獲得下述效果。
(1)在數位訊號處理中執行自適應預失真處理。
由於通過數位訊號處理實現預失真，因此能夠以高於模擬預失真的精度來執行處理。
(2)從前饋失真補償電路30獲取高頻模擬信號，將所取得的模擬信號轉換為數位訊號，採用高級數位訊號處理例如頻譜分析，以極高精度來測量數位訊號的期望特性，並且將測量結果作為控制和監視整個電路的基礎。
換言之，由於控制和監視是採用模擬信號處理所無法比擬的高精度數據作為基礎來執行的，所以能夠顯著增強自適應預失真處理功能和前饋失真補償功能，並且顯著提高失真補償能力。
(3)將失真補償處理劃分成順序控制的多個階段。
儘管通信環境時刻在改變，但信號的有關特性不會在短期內改變。側重這個方面，通過根據預定程序順序執行多個階段，能夠合理地執行數字控制中的失真補償處理。
(4)多個階段包含例如第一階段，執行自適應預失真處理；第二階段，調節和匹配獨立輸入到前饋失真補償電路30中的兩個輸入信號的特性，例如幅度、相位和延遲量，兩個輸入信號為包含非線性失真的進入主路徑的輸入信號和不包含非線性失真的標準信號(被輸入到前饋迴路的信號)；第三階段，檢查第二階段的調節結果；和第四階段，監視經過前饋失真補償的信號特性。
由於總是能夠精確地執行調節以匹配前饋失真補償電路30的兩個獨立輸入信號的特性，所以能夠在前饋失真補償的前半部分中消除自適應預失真部件14的出現所帶來的負面影響。因此，在自適應預失真和前饋失真補償中都能夠保證精度，兩個處理的最佳協同作用能夠顯著改善失真補償性能。
也就是說，數字控制中的自適應預失真失真補償電路不能消除A/D轉換器和D/A轉換器的採樣頻帶以外的具有低電平的高階IM失真分量(互調失真分量)。
但是，能夠高度可靠地消除功率放大器的低階失真分量，其是採樣頻帶內的高電平失真分量。接著，在高精度的前饋失真補償處理中有效地消除具有低電平的剩餘高階IM失真分量，從而能夠可靠且高度準確地執行對寬帶信號的失真補償。
而且，由於能夠準確地抑制失真，因此能夠降低設置在前饋失真補償電路300的前饋迴路中的誤差放大器的增益，從而降低功率消耗。
(5)通過上述第一至第三階段，當在整個失真補償電路上完成了一系列調節時，處理流程進入監視階段(第四階段)。只要將失真抑制到預定範圍內，就不執行例如預失真特性的自適應調節和前饋失真補償電路300的輸入信號特性調節等調節，並且在這段時期內每個電路的特性是固定的。因此，同樣關於這個方面，能夠減少功率消耗，這與總是執行自適應控制的模擬電路截然不同。
(6)而且，由於能夠利用現代移動通信設備通常具有的數位訊號處理功能(例如相關檢測和功率測量)，因此實現本發明的失真補償方法相對容易，而且具有很高的實用價值。
如圖1A和1B所示，提高結合本發明的技術，能夠得到前所未及的出色優點。
也就是說，利用抑制多載波傳輸信號峰值的技術，在任何情況下，都能夠將整個多載波傳輸信號的瞬時峰值抑制在規範之內，從而能夠防止其後設置的高頻功率放大器的功率效率變差。
換言之，當多載波信號的峰值抑制不充分時，由於需要大裕量，因此要求提供圖22的區域A2周圍的動態範圍，圖22示出高頻放大器的輸入/輸出特性。但是，當多載波信號的峰值抑制充分時，能夠在A1周圍操作高頻放大器，從而防止高頻功率放大器的功率效率變差。
而且，當通過利用自適應峰值限制器技術，在W-CDMA中應用HSDPA時，即當由於自適應地轉換調製方案而需要更嚴格的控制時，能夠獲得峰值限制和信號品質。
而且，由於在混合失真補償電路中執行高精度的失真補償，因此能夠保證具有期望電平的傳輸信號品質。
因此，能夠實現符合3GPP規範的下一代移動通信。
雖然前面將W-CDMA通信系統作為示例來描述，但是也能夠將本發明應用於其他通信系統。例如，本發明的峰值限制器可應用於支持高速分組傳輸的其他CDMA通信系統。
因此，在本發明中，關於CDMA系統(包含W-CDMA系統)中的傳輸電路所不可避免的限制峰值和補償失真技術，通過考慮到實現高速數據分組傳輸等而採取切實措施，能夠在取消施加在移動通信設備上的嚴格限制的同時，獲得例如W-CDMA系統中的高速下行分組接入(HSDPA)。
本發明不限於上述實施例，並且可以在不脫離本發明範圍的情況下，作出各種變形和修改。
本申請基於2002年7月31日提交的日本專利申請No.2002-224221，其全部內容以引用方式包含在本文的內容中。
權利要求
1.一種傳輸系統中抑制多載波傳輸信號峰值的方法，在所述傳輸系統中，利用濾波器對分別對應多個頻道的每個基帶信號執行濾波處理，經過所述濾波處理的每個所述信號都被乘以預定載波以成為單載波信號，並且所述單載波信號被組合起來得到多載波傳輸信號，所述方法包括以下步驟從常規信號處理通路中分支出每個所述基帶信號，對分支出來的每個所述基帶信號進行濾波處理，在與乘以所述預定載波相同的定時，用與所述預定載波相同的載波乘分支出來的每個所述基帶信號，組合所得到的信號，從而獲得用於計算峰值抑制校正值的多載波信號；檢測用於計算所述校正值的所述多載波信號的瞬時峰值，並且根據檢測結果，獲得所述峰值抑制校正值；以及用所述校正值乘所述常規信號處理通路上的每個所述基帶信號，以執行峰值抑制校正。
2.根據權利要求1所述的抑制多載波傳輸信號峰值的方法，其中，所述獲得峰值抑制校正值的步驟包括以下步驟檢測每個預定數據項的峰值；以及當檢測到的當前峰值超過預定閾值且大於最後峰值時，計算所述校正值並輸出，使得所述校正值適合於所述當前峰值，而當所述峰值連續下降不超過預定次數的次數時，輸出與所述峰值開始下降之前所獲得的峰值相對應的校正值而不進行更新。
3.一種具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路，包括常規信號處理通路，用於將對應於多載波傳送的每個頻道的每個基帶信號分支成兩個信號序列，在延遲器中延遲一個信號序列中的每個基帶信號，在乘法器中用峰值抑制校正值乘每個所述信號，對乘以所述校正值的每個信號執行n次(n是2或大於2的整數)內插處理，用濾波器對所述信號進行濾波處理，用載波乘每個所述信號以得到單載波信號，並且組合所述單載波信號以輸出多載波傳輸信號；和校正值發生通路，在與所述常規信號處理通路中的所述n次內插處理、所述濾波處理和所述乘以載波以獲得單載波信號的處理基本相同的定時，對另一個信號序列中的每個基帶信號執行基本相同的處理，從而獲得用於計算所述校正值的多載波信號，檢測用於計算所述校正值的所述多載波信號的瞬時峰值，並且根據所述檢測值獲得所述峰值抑制校正值以提供給所述常規信號處理通路中的所述乘法器。
4.根據權利要求3所述的具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路，其中，在所述常規信號處理通路中乘以所述載波的定時，被控制為從所述校正值發生通路中乘以所述載波的定時開始被延遲如下時間的定時計算所述校正值所需的時間和與所述濾波相關聯的信號群延遲相對應的時間。
5.一種自適應峰值限制器，包括多個硬限制器，分別提供給可能包含通信數據的多個頻道，對所述通信數據應用預定的數據分組傳輸方案，所述硬限制器利用從外部提供的自適應極限值限制每個所述頻道的基帶信號的幅值；和極限值表，使用表示是否應用所述預定數據分組傳輸方案的開/關比特信息和表示是否使用每個所述頻道的另一個開/關比特信息作為地址變量來訪問該表，兩個所述信息都由每個所述頻道的上層報告，並且該表輸出自適應極限值作為訪問結果，提供給所述多個硬限制器中的至少一個。
6.根據權利要求5所述的自適應峰值限制器，其中，所述預定數據分組傳輸方案是符合IMT 2000的高速下行分組接入(HSDPA)方案。
7.根據權利要求6所述的自適應峰值限制器，其中，以如下方式設定所述極限值將較大極限值應用於使用HSDPA的頻道而不是不使用HSDPA的頻道，以及在出現未使用頻道的情況下，隨著未使用頻道數的增加，用於已使用頻道中的極限值被增大。
8.一種基帶信號處理LSI，其中，從根據權利要求5所述的自適應峰值限制器輸出的所述頻道的相應信號被輸入到根據權利要求3所述的具有峰值抑制功能的多載波傳輸信號發生電路中，從而產生經過峰值抑制處理的多載波傳輸信號，使得PAR(峰值平均值比)值和CCDF(互補累積分布函數)保持在各自期望的允許範圍內。
9.一種安裝有根據權利要求8所述的基帶信號處理LSI的CDMA多載波傳輸設備。
10.一種CDMA多載波傳輸設備，包括根據權利要求8所述的基帶信號處理LSI；和數字控制的混合失真補償電路，執行預失真處理和前饋失真消除處理。
全文摘要
一種支持高速數據分組傳輸的下一代移動通信的無線傳輸系統中的多載波傳輸設備，其能夠獲得高頻放大器的功率效率和傳輸信號的品質。在該設備中，自適應峰值限制器400對用戶的經過復用部件200a－200d的頻道基帶信號進行自適應硬限制處理，具有峰值抑制功能的多載波信號發生電路500對合成的多載波信號進行峰值限制處理，混合失真補償電路700校正由高頻放大器32引起的非線性失真，並且從天線(ANT)發送多載波信號。
文檔編號H04B1/04GK1496037SQ03132789
公開日2004年5月12日 申請日期2003年7月31日 優先權日2002年7月31日
發明者板原弘, 萩原雄一, 一 申請人:松下電器產業株式會社