基於階躍恢復二極體的雷達時鐘倍頻器的製作方法
2023-05-21 07:05:01
本實用新型雷達數字接收系統領域，具體涉及一種基於階躍恢復二極體的雷達時鐘倍頻器。
背景技術：
近幾十年來，我國軍用、民用雷達都得以高速發展，大量的先進雷達也得以大規模部署。
隨著數位化時代的到來，雷達數字接收機已經取代了技術老舊的模擬信號處理系統，雷達數字接收機主要由高速數字採樣、數字解調、平滑濾波、脈衝壓縮等幾部分組成。雷達數字接收機相對於模擬接收機有集成度高、易於調試、抗幹擾性好等優點，但數字接收機所有工作及其性能均依賴於數字系統時鐘及其質量。雷達時鐘信號的質量、穩定性、可靠性將嚴重影響雷達對目標探測輸出產品的質量及整個雷達系統工作的穩定性。由於雷達的信號頻率、帶寬等限制，一般要求時鐘頻率較高以滿足較高的採樣率。在現有的大多數雷達中，一般採取晶振輸出較低頻率時鐘，再通過倍頻器倍頻輸出高頻時鐘信號。
現有雷達系統的時鐘信號輸出方案一：
採用鎖相環鎖相倍頻輸出，其主要結構框圖如圖1所示。
鎖相環倍頻法是目前雷達系統時鐘倍頻最常用的方法之一，鎖相環是一個閉環的跟蹤系統，其主要結構由壓控振蕩器(簡稱VCO)、相位比較器(又叫鑑相器，簡稱PD)、低通環路濾波器(簡稱LF)和分頻器組成；
在鎖相環中，相位比較器比較基準信號Ui(t)與輸出信號Uo(t)的N分頻之間的相位偏差Φe(t)，並由此產生誤差信號Ud(t)，Ud(t)經過低通環路濾波器平滑濾波，以改善環路的穩定性和跟蹤性能，濾除高頻成分後輸出控制電壓Uc(t)，VCO 為電壓控制振蕩器，產生本地振蕩頻率，其頻率可根據Uc(t)的控制產生相應的偏移，從而達到跟蹤基準頻率並輸出基準頻率的N倍頻Uo(t)的功能。
方案一存在著以下缺陷：
1)系統複雜，不易調試；
2)穩定性差，容易收外界環境影響；
3)成本高；
4)輸出信號相位噪聲大。
現有雷達系統的時鐘信號輸出方案二：
採用乘法器倍頻法，在已有的時鐘倍頻方法裡，乘法器倍頻也是比較常見的，其主要結構框圖如圖2所示。
該方案當中，通過晶振產生一個基準頻率Fr，並將其功分兩路得到Fr1和Fr2後分別送入乘法器的兩個輸入端，乘法器輸出將得到Fr1+Fr2和Fr1-Fr2的兩個邊帶信號，將乘法器輸出信號經過一高通濾波器濾除下邊帶信號後得到較為純淨的Fr1+Fr2信號，由於Fr1＝Fr2，所以高通濾波器輸出信號頻率即為基準頻率的兩倍。由此，多級乘法器級聯便可得到基準頻率的任意整數倍頻率，乘法器級聯結構如圖3所示。
方案二存在著以下缺陷：
1)系統複雜，信號質量惡化，
2)成本高；
3)應用靈活性差。
技術實現要素：
本實用新型的目的就在於為了解決上述問題而提供一種基於階躍恢復二極體的雷達時鐘倍頻器。
本實用新型通過以下技術方案來實現上述目的：
一種基於階躍恢復二極體的雷達時鐘倍頻器，包括偏置電路、階躍管脈衝發生器、放大電路和帶通濾波電路，所述偏置電路的信號輸入端作為整個雷達時鐘倍頻器的信號輸入端，所述偏置電路的信號輸出端與所述階躍管脈衝發生器的信號輸入端連接，所述階躍管脈衝發生器的信號輸出端與所述放大電路的信號輸入端連接，所述放大電路的信號輸出端與所述帶通濾波電路的信號輸入端連接，所述帶通濾波電路的信號輸出端作為整個雷達時鐘倍頻器的信號輸出端。
具體地，所述偏置電路包括隔直電容和第一高頻扼流圈，所述隔直電容的一端作為所述偏置電路的信號輸入端，所述隔直電容的另一端與所述第一高頻扼流圈的一端連接並作為所述偏置電路的信號輸出端，所述第一高頻扼流圈的另一端接地。
具體地，所述階躍管脈衝發生器包括階躍恢復二極體、激勵電感和調諧電容，所述激勵電感的一端與所述調諧電容的一端連接並作為所述階躍管脈衝發生器的信號輸入端，所述激勵電感的另一端與階躍恢復二極體的正極連接並作為所述階躍管脈衝發生器的信號輸出端，所述階躍恢復二極體的負極與所述調諧電容的另一端連接並接地。
具體地，所述放大電路包括放大器、偏置電阻、第二高頻扼流圈和電源退耦電容、耦合輸出電容，所述放大器的型號為PSA4-5043+，所述放大器的第三管腳作為所述放大電路的信號輸入端，所述放大器的第二管腳和第四管腳均接地，所述放大器的第一管腳同時與所述第二高頻扼流圈的一端和所述耦合輸出電容的一端連接，所述耦合輸出電容的另一端作為所述放大電路的信號輸出端，所述第二高頻扼流圈的另一端與所述偏置電阻的一端連接，所述偏置電阻的另 一端與所述電源退耦電容的一端連接後接入電源，所述電源退耦電容的另一端接地。
具體地，所述帶通濾波電路由兩級5階LC諧振帶通濾波器級聯而成。
本實用新型的有益效果在於：
本實用新型提高了時鐘信號質量，提高了雷達數字接收機信號處理性能，降低了硬體成本，增強了系統穩定性與抗幹擾性能，降低系統調試難度。
附圖說明
圖1是現有技術中鎖相環倍頻器的結構框圖；
圖2是現有技術中乘法器倍頻器的結構框圖；
圖3是多級乘法器級聯的原理框圖；
圖4是本實用新型所述基於階躍恢復二極體的雷達時鐘倍頻器的結構框圖；
圖5是本實用新型所述偏置電路的電路原理圖；
圖6是本實用新型所述階躍管脈衝發生器的電路原理圖；
圖7是本實用新型所述放大電路的電路原理圖。
具體實施方式
下面結合附圖對本實用新型作進一步說明：
如圖4所示，本實用新型包括偏置電路、階躍管脈衝發生器、放大電路和帶通濾波電路，偏置電路的信號輸入端作為整個雷達時鐘倍頻器的信號輸入端，偏置電路的信號輸出端與階躍管脈衝發生器的信號輸入端連接，階躍管脈衝發生器的信號輸出端與放大電路的信號輸入端連接，放大電路的信號輸出端與帶通濾波電路的信號輸入端連接，帶通濾波電路的信號輸出端作為整個雷達時鐘倍頻器的信號輸出端。
偏置電路為階躍管脈衝發生器提供合適的偏置電壓，48MHz基準信號經過 偏置電路後，進入階躍管脈衝發生器，利用階躍管脈衝發生器中階躍恢復二極體SRD的強非線性特性產生豐富的高次諧波，經過放大電路和帶通濾波電路選出所需要的諧波頻率即可。
如圖5所示，偏置電路包括隔直電容C1和第一高頻扼流圈L1，隔直電容C1的一端作為偏置電路的信號輸入端，隔直電容C1的另一端與第一高頻扼流圈L1的一端連接並作為偏置電路的信號輸出端，第一高頻扼流圈L1的另一端接地。
由於階躍恢復二極體SRD利用夾斷後的反向恢復電流的快速突變產生豐富的諧波，因此需要偏置網絡為二極體提供一個合適的偏壓，以便SRD恰好在負電流最大的瞬間產生電流階躍，以得到最大的電流階躍值。
本設計採用自給零偏置電壓，第一高頻扼流圈L1可防止高頻成分分流到地網絡，隔直電容C1用於阻斷基準頻率源與偏置網絡的直流通路。
如圖6所示，階躍管脈衝發生器包括階躍恢復二極體SRD、激勵電感L2和調諧電容C2，激勵電感L2的一端與調諧電容C2的一端連接並作為階躍管脈衝發生器的信號輸入端，激勵電感L2的另一端與階躍恢復二極體SRD的正極連接並作為階躍管脈衝發生器的信號輸出端，階躍恢復二極體SRD的負極與調諧電容C2的另一端連接並接地。
激勵電感L2用於存儲和釋放能量，調諧電容C2使激勵電感L2在輸入頻率上失諧，並對輸出頻率以外的其它諧波構成旁路。階躍恢復二極體SRD在PN結邊界處具有陡峭的雜質分布區，從而形成「自助電場」。由於PN結在正向偏壓下，以少數載流子導電，並在PN結附近具有電荷存貯效應，使其反向電流需要經歷一個「存貯時間」後才能降至最小值。階躍恢復二極體SRD的「自助電場」縮短了存貯時間,使反向電流快速截止。當處於導通狀態的二極體突然加上 反向電壓時，瞬間反向電流立即達到最大值，並維持一定的時間ts，接著又立即恢復到零。階躍恢復二極體SRD在正向電壓偏置下呈現低阻抗導通狀態，在反向電壓偏置下二極體阻抗很高，並幾乎不隨偏壓變化。如果對階躍恢復二極體SRD施加正弦波激勵，因為該二極體關斷時間極短，能對輸出波形急驟的夾斷，因此它相當於一個脈衝發生器，能夠產生含有豐富諧波成分的窄脈衝。
如圖7所示，放大電路包括放大器U、偏置電阻R、第二高頻扼流圈L3和電源退耦電容C4、耦合輸出電容C3，放大器U的型號為PSA4-5043+，放大器U的第三管腳作為放大電路的信號輸入端，放大器U的第二管腳和第四管腳均接地，放大器U的第一管腳同時與第二高頻扼流圈L3的一端和耦合輸出電容C3的一端連接，耦合輸出電容C3的另一端作為放大電路的信號輸出端，第二高頻扼流圈L3的另一端與偏置電阻R的一端連接，偏置電阻R的另一端與電源退耦電容C4的一端連接後接入電源，電源退耦電容C4的另一端接地。
由於脈衝發生器輸出諧波信號比較豐富，因此輸出信號能量比較分散，為了滿足數字接收機對時鐘信號的功率要求，需要一放大電路對諧波信號進行功率放大。本設計放大電路採用mini電路公司生產的PSA4-5043+低噪聲放大晶片，該晶片50Ω阻抗，工作頻率範圍50MHz～4GHz，最大輸入23dBm不超過5分鐘，最大持續輸入功率17dBm，3.3V供電，500MHz最大增益21.2dBm，噪聲係數最大0.66。
偏置電阻R為放大器U提供直流偏置電流，第二高頻扼流圈L3可防止偏置電阻R對諧波信號的分流作用。電源退耦電容C4用於淨化電源。第二高頻扼流圈L3、偏置電阻R、電源退耦電容C4的安裝位置應該儘量靠近放大器U的1腳(輸出引腳)。耦合輸出電容C3用於將放大後的高頻諧波信號耦合輸出。
帶通濾波電路由兩級5階LC諧振帶通濾波器級聯而成。
本實用新型基於階躍恢復二極體SRD的雷達時鐘倍頻器，降低了成本、提高了雷達數字接收機信號處理性能，輸入基準頻率48MHz，倍頻數為5倍，輸出240MHz，該倍頻器輸出時鐘信號性能優異，滿足數字接收機對時鐘的性能要求。
以上僅為本實用新型的較佳實施例而已，並不用以限制本實用新型，凡在本實用新型的精神和原則之內所作的任何修改、等同替換和改進等，均應包含在本實用新型的保護範圍內。