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輸出電壓可調的射頻電源的製作方法

2023-04-29 18:35:46

專利名稱:輸出電壓可調的射頻電源的製作方法
技術領域:
本實用新型涉及一種射頻電源,特別是一種可調輸出電壓的射頻電源。
背景技術:
射頻電源廣泛應用於半導體加工、雷射發生器、鍍膜設備行業,是射頻應用的一個 重要領域。現有技術的射頻電源,通常採用線性射頻放大的方法,先形成一個穩定、精確的 小幅值正弦波,再用多級放大電路對該正弦波進行放大後輸出。各級放大電路需要採用復 雜的線性化電路來確保放大的線性特性。由於線性放大電路本身效率不高,導致射頻電源 整體效率較低,特別是,這種射頻電源輸出波形較容易被放大器件內外部的熱、電磁噪聲所 幹擾。
發明內容本實用新型的目的是提供一種輸出電壓可調的射頻電源,要解決的技術問題是提 高射頻電源的整體效率。本實用新型採用以下技術方案一種輸出電壓可調的射頻電源,所述輸出電壓可 調的射頻電源直流變換器由直流變換器、E類開關放大器和匹配網絡順序連接,射頻電壓檢 測器從匹配網絡提取輸出的電壓幅值信號給比例積分微分脈衝寬度調製控制器,比例積分 微分脈衝寬度調製控制器輸出脈衝寬度調製信號驅動直流變換器。本實用新型的直流變換器的第一功率場效應管的漏極與直流電源的正極和第 一二極體的負極相連,第一功率場效應管的源極與第二二極體的負極和變壓器的初級繞組 同名端相連,變壓器的初級繞組的異名段與第二功率場效應管的漏極和第一二極體的正極 相連,第二功率場效應管的源極與直流電源的負極和第二二極體的正極相連,第一功率場 效應管的柵極接比例積分微分脈衝寬度調製控制器的脈衝寬度調製信號輸出端,變壓器的 次級繞組同名端接第三二極體的正極,第三二極體的負極與第四二極體的負極和第一電感 相連,第一電感的另一端接第一電容和射頻扼流圈,第一電容的另一端接地,變壓器的異名 端和第四二極體的正極接地。本實用新型的E類開關放大器的高頻電感一端與第一電感相連,另一端與高頻場 效應管的漏極相連,高頻場效應管的源極接地,第二電容一端接高頻場效應管的漏極,一端 接地,高頻場效應管的漏極還與匹配網絡的第三電容相連,高頻場效應管的柵極接驅動電 壓。本實用新型的匹配網絡由第三電容、第二電感和第三電感串聯連接組成。本實用新型的述比例積分微分脈衝寬度調製控制器的第一電阻一端接輸出電壓 檢測器,另一端經並聯的第二電阻、第四電容接運算放大器的反相輸入端,運算放大器的反 相輸入端與輸出端接有串聯的第三電阻、第五電容,運算放大器的同相輸入端通過第四電 阻接給定電壓,運算放大器輸出端接比較器輸入端,比較器另一端輸入三角波,比較器輸出 端輸出脈衝調製信號給第一功率場效應管和第二功率場效應管的柵極。[0009]本實用新型的輸出電壓檢測器輸入端1與第五二極體的正極相連且經第七電容 接地,第五二極體的負極與輸出電壓檢測器輸出端2相連且分別經第六電容、第五電阻接 地。本實用新型與現有技術相比,採用Class-E開關放大器作為核心電路,利用串聯 諧振電路對其源漏極電壓濾波,形成射頻正弦波輸出,理論效率高達100%、整機效率可達 85%以上,利用直流變換器對輸入Class-E開關放大器的直流電壓進行調節,在起到電氣 隔離功能的同時實現了射頻電源輸出電壓幅值靈活可調。

圖1是本實用新型的電路框圖。圖2是本實用新型實施例的電路原理圖。圖3(a)是本實用新型的Class-E開關放大器開關管的源漏極電壓波形圖。圖3(b)是本實用新型的Class-E開關放大器開關管的源漏極電流波形圖。圖4是本實用新型的輸出電壓耦合器連接圖。圖5是本實用新型的輸出電壓檢測器電路圖。
具體實施方式
以下結合附圖和實施例對本實用新型作進一步詳細說明。如圖1所示,本實用新 型的輸出電壓可調的率射頻電源,由DC/DC直流變換器、Class-E開關放大器、匹配網絡、射 頻電壓檢測器、比例積分微分脈衝寬度調製PID PWM控制器組成。來自直流DC電源的固定 幅值直流電壓經DC/DC直流變換器變換後輸出電壓可調的直流電壓提供給E類Class-E開 關放大器,Class-E開關放大器輸出的脈動電壓經過匹配網絡的串聯諧振電路後形成射頻 正弦波送入射頻負載,射頻電壓檢測器從匹配網絡提取輸出射頻電壓,產生的輸出電壓幅 值信號提供給PID PWM控制器,PID PWM控制器輸出PWM脈衝驅動DC/DC直流變換器。如圖2所示,所述DC/DC直流變換器採用雙正激電路,包括第一功率場效應管Si、 第二功率場效應管S2、第一至第四二極體Dl D4、變壓器T、第一電感Ll和第一電容Cl。 第一功率場效應管Sl的漏極與直流電源Udc的正極和第一二極體Dl的負極相連,第一功 率場效應管Sl的源極與第二二極體D2的負極和變壓器T的初級繞組同名端相連,變壓器 T的初級繞組的異名端與第二功率場效應管S2的漏極和第一二極體Dl的正極相連,第二 功率場效應管的源極與直流電源Udc的負極和第二二極體D2的正極相連,第一功率場效應 管Sl的柵極接PID PWM控制器的PWM脈衝輸出端,第二功率場效應管S2的柵極接PID PWM 控制器的PWM脈衝輸出端。變壓器T的次級繞組同名端接第三二極體D3的正極,第三二極 管D3的負極與第四二極體D4的負極和第一電感Ll相連,第一電感Ll的另一端接第一電 容Cl和Class-E開關放大器的高頻電感RFC,第一電容Cl的另一端接地,變壓器T的異名 端和第四二極體D4的正極接地。通過調節PWM脈衝的佔空比,DC/DC直流變換器輸出直流 電壓Ut相應進行改變。Class-E開關放大器包含高頻場效應管Ql、高頻電感RFC和第二電容C2,高頻電感 RFC —端與第一電感Ll相連,另一端與高頻場效應管Ql的漏極相連,高頻場效應管Ql的源 極接地,第二電容C2 —端接高頻場效應管Ql的漏極,一端接地,高頻場效應管Ql的漏極還與匹配網絡的第三電容C3相連,高頻場效應管Ql的柵極接電阻電容振蕩電路產生的驅動 電壓Vin。Vin為數MHz、50%佔空比的方波脈衝,輸出波形ViruRFC和C2共同作用形成軟 開關狀態,Ql源漏極電壓Vds、源漏極電流Is如圖3 (a)和圖3(b)所示,即兩者不重疊,從 而理論損耗為零。以一個開關周期對應2 π電角度,電路具體的時序關係如下,在0時刻由 於Vin為低電平,從而Ql關斷,Ql的源漏極電流is隨即為零,同時高頻電感RFC的電流一 部分注入第二電容C2,使Vds由0電壓上升,另一部分通過匹配網絡的C3、L2、L3向負載RL 輸出,因為C3、L2、L3的諧振作用,其電流是正弦波,C2中電流也接近正弦波,故Vds電壓呈 脈動狀上升和下降。到π時刻,Vds恰為0。此時,Vin為高高電平,使Ql零電壓導通,高 頻電感RFC在DC/DC直流變換器輸出直流電壓Ut的作用下,電流上升,故Ql的電流is上 升,直至2 π時刻,開始另外一個周期。Ql源漏極電壓Vds作為Class-E開關放大器的輸出 電壓送入匹配網絡。匹配網絡由第三電容C3、第二電感L2和第三電感L3組成,輸入的電壓Vds經順序 串聯的第三電容C3、第二電感L2和第三電感L3後送往輸出功率解耦器。C3與L2、L3構成 高品質因數的串聯諧振電路,其諧振頻率為Vin方波脈衝的頻率。匹配網絡將輸入Vds的 諧波成分大大抑制,將其基波正弦波濾出,形成射頻正弦波波形,通過輸出功率解耦器給負 載使用。如圖4所示,輸出功率耦合器的輸入端1接第三電感L3,輸出端2接負載RL,耦合 端3接輸出電壓檢測器輸入端1,隔離端4接電壓檢測環節的第3端子。輸出功率耦合器通 過內部耦合線圈提取輸出正弦波電壓信號送人輸出電壓檢測器。如圖5所示,輸出電壓檢測器輸入端1與第五二極體D5的正極相連且經第七電容 C7接地,第五二極體D5的負極與輸出電壓檢測器輸出端2相連且分別經第六電容C6、第五 電阻R5接地。來自輸出功率耦合器的輸出正弦波電壓信號經第五二極體D5整流,第六電 容C6濾波後得到輸出電壓幅值信號送往PIDPWM控制器。如圖2所示,PID PWM控制器包含第一電阻R1、第二電阻R2、第四電容C4、第三電 阻R3、第五電容C5、第四電阻R4、運算放大器Ul以及比較器U2。第一電阻Rl—端接輸出 電壓檢測器輸出端2,另一端經並聯的第二電阻R2、第四電容C4接運算放大器Ul的反相輸 入端,運算放大器Ul的反相輸入端與輸出端接有串聯的第三電阻R3、第五電容C5,運算放 大器Ul的同相輸入端通過第四電阻R4接設定電壓Vref。來自輸出電壓檢測器的電壓幅值 信號經過R1、R2、C4後送入運算放大器反相輸入端,經與設定電壓Vref比較,將誤差信號通 過運算放大器Ul和R1、R2、R3、C4、C5構成的比例積分電路,得到輸出調節電壓Vt,Vt與電 阻、電容振蕩構成的三角波信號同時送往比較器U2進行比較,即形成控制DC/DC直流變換 器的PWM脈衝。用戶可通過設定Vref來調整輸出射頻電壓的幅值,三角波頻率由RC乘積 決定,幅值可在1-5V。本實用新型的輸出電壓可調的率射頻電源的工作過程如下用戶通過設定Vref 來確定輸出射頻電壓的幅值。PID PWM控制器將輸出電壓解耦器、輸出電壓檢測器測出的射 頻電源實際輸出電壓幅值信號與給定電壓Vref比較,將誤差比例積分後得到調節控制電 壓Vt,並送給PWM脈衝形成環節的比較器,經與幾十kHz的三角波比較後,形成一定佔空比 的PWM脈衝,並驅動DC/DC直流變換器的S1A2開關。DC/DC直流變換器根據輸入PWM脈衝 的佔空比大小,輸出相應幅值的直流電壓Ut。Ut隨後被送入Class-E開關放大器,Q1在數MHz、50 %佔空比的方波驅動脈衝Vin驅動下開關動作,形成需要幅值的脈動電壓Vds。匹配 網絡的串聯諧振電路將Vds的基波濾出,形成射頻正弦波波形,經過輸出電壓解耦器送給 負載使用。當負載變動或本射頻電源輸入直流電壓Udc變動時,通過上述過程,控制電路會 迅速穩定輸出,使其等於用戶設定幅值。
權利要求一種輸出電壓可調的射頻電源,其特徵在於所述輸出電壓可調的射頻電源直流變換器由直流變換器(DC/DC)、E類(Class E)開關放大器和匹配網絡順序連接,射頻電壓檢測器從匹配網絡提取輸出的電壓幅值信號給比例積分微分脈衝寬度調製控制器(PID PWM),比例積分微分脈衝寬度調製控制器(PID PWM)輸出脈衝寬度調製信號驅動直流變換器(DC/DC)。
2.根據權利要求1所述的輸出電壓可調的射頻電源,其特徵在於所述直流變換器 (DC/DC)的第一功率場效應管(Si)的漏極與直流電源(Udc)的正極和第一二極體(Dl)的 負極相連,第一功率場效應管(Si)的源極與第二二極體(D2)的負極和變壓器(T)的初級 繞組同名端相連,變壓器(T)的初級繞組的異名段與第二功率場效應管(S2)的漏極和第 一二極體(Dl)的正極相連,第二功率場效應管的源極與直流電源(Udc)的負極和第二二極 管(D2)的正極相連,第一功率場效應管(Si)的柵極接比例積分微分脈衝寬度調製控制器 (PID PWM)的脈衝寬度調製信號輸出端,變壓器(T)的次級繞組同名端接第三二極體(D3) 的正極,第三二極體(D3)的負極與第四二極體(D4)的負極和第一電感(Li)相連,第一電 感(Li)的另一端接第一電容(Cl)和射頻扼流圈(RFC),第一電容(Cl)的另一端接地,變壓 器(T)的異名端和第四二極體(D4)的正極接地。
3.根據權利要求1所述的輸出電壓可調的射頻電源,其特徵在於所述E類(Class-E) 開關放大器的高頻電感(RFC) —端與第一電感(Li)相連,另一端與高頻場效應管(Ql)的 漏極相連,高頻場效應管(Ql)的源極接地,第二電容(C2) —端接高頻場效應管(Ql)的漏 極,一端接地,高頻場效應管(Ql)的漏極還與匹配網絡的第三電容(C3)相連,高頻場效應 管(Ql)的柵極接驅動電壓Vin。
4.根據權利要求1所述的輸出電壓可調的射頻電源,其特徵在於所述匹配網絡由第 三電容(C3)、第二電感(L2)和第三電感(L3)串聯連接組成。
5.根據權利要求1所述的輸出電壓可調的射頻電源,其特徵在於所述比例積分微分 脈衝寬度調製控制器(PID PWM)的第一電阻(Rl) —端接輸出電壓檢測 器,另一端經並聯 的第二電阻(R2)、第四電容(C4)接運算放大器的反相輸入端,運算放大器的反相輸入端與 輸出端接有串聯的第三電阻(R3)、第五電容(C5),運算放大器的同相輸入端通過第四電阻 (R4)接給定電壓(Vref),運算放大器輸出端接比較器輸入端,比較器另一端輸入三角波, 比較器輸出端輸出脈衝調製信號給第一功率場效應管(Si)和第二功率場效應管(S2)的柵 極。
6.根據權利要求5所述的輸出電壓可調的射頻電源,其特徵在於輸出電壓檢測器輸 入端1與第五二極體(D5)的正極相連且經第七電容(C7)接地,第五二極體(D5)的負極與 輸出電壓檢測器輸出端2相連且分別經第六電容(C6)、第五電阻(R5)接地。
專利摘要本實用新型公開了一種輸出電壓可調的射頻電源,要解決的技術問題是提高射頻電源的整體效率。本實用新型由直流變換器、E類開關放大器和匹配網絡順序連接,射頻電壓檢測器從匹配網絡提取輸出的電壓幅值信號給比例積分微分脈衝寬度調製控制器,比例積分微分脈衝寬度調製控制器輸出脈衝寬度調製信號驅動直流變換器。本實用新型與現有技術相比,採用Class-E開關放大器作為核心電路,利用串聯諧振電路對其源漏極電壓濾波,形成射頻正弦波輸出,理論效率高達100%、整機效率可達85%以上,利用直流變換器對輸入Class-E開關放大器的直流電壓進行調節,在起到電氣隔離功能的同時實現了射頻電源輸出電壓幅值靈活可調。
文檔編號H02M3/155GK201750341SQ201020116318
公開日2011年2月16日 申請日期2010年2月9日 優先權日2010年2月9日
發明者劉衛光, 劉虹, 和軍平, 孫偉遠 申請人:深圳市貴鴻達電子有限公司

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