使用在功率控制方法中的無偏信幹比估計的製作方法

2023-05-18 15:51:56

專利名稱：使用在功率控制方法中的無偏信幹比估計的製作方法
技術領域：
本發明涉及無線通信系統領域，尤其涉及一種給出無偏SIR估計的估計信幹比(SIR)的改進方法。無偏SIR估計例如可以使用於W-CDMA系統中的上行鏈路功率控制方法中。
背景技術：
把所有無線通信系統中存在的幹擾保持在儘可能低的電平很重要。過多幹擾會降低通信質量，或者在最壞的情況下，會中斷一個正在進行的通信。有若干種方法來設法控制幹擾，功率控制是對付它的重要手段之一。
CDMA(碼分多址)系統的容量是幹擾受限的，因為信道的隔離既不在於頻率也不在於時間，而是通過碼來隔離的，並且同信道幹擾很強。考慮到多個用戶共享同一頻段，由此其它用戶的信號變成幹擾信號並降低一特定用戶的通信質量，因此在CDMA系統中控制幹擾尤為重要。
另外，當基站同時與近端和遠端移動臺通信時，它接收來自近端移動臺的高電平發射信號，並且接收來自遠端移動臺的低得多的電平的發射信號。另外，發射信號被快衰落無線信道降低。這樣，基站和遠端移動臺之間的通信出現一個問題信道質量被來自近端移動臺的幹擾和快衰落劇烈地降低。發射功率控制(TPC)是用於解決衰落問題的技術之一。TPC控制發射功率，以使不管移動臺的位置在哪裡，用於接收的移動臺的接收功率或SIR(信號幹擾加噪聲功率比)都保持在一恆定電平。
為了擁有一個正確調整移動臺功率的功率控制方法，重要的是要能夠精確地估計SIR值。特別地，重要的是SIR測量值是線性的，以使從基站發送的功率命令精確地反映真實輸入信號強度的適當調整。在非線性估計的情況下，基站可以提供與真實輸入信號電平具有少許關係的功率電平調整。
Tomohiro Dohi等人的US 6,034,952描述了一種當前所使用的用於估計SIR值的方法。
S.Seo、T.Dohi和F.Adachi的″SIR-based Transmit Power Controlof Reverse Link for coherent DS-CDMA Mobile Radio″(IEICE Trans.Vol.E81-B，no.7，第1508-1516頁，1998年7月)也描述了一種當前所使用的用於估計SIR值的方法。
在下面的詳細說明中將更詳細地描述這兩個方法。
由於發生在瑞克接收機(在瑞克合併之後)內的多徑傳播且多徑傳播在SIR測量中未被考慮，則存在著徑間幹擾或自幹擾。在上面提及的文獻中描述的SIR算法當中都沒有考慮徑間幹擾，並且在多徑衰落由一個以上徑組成的情況下這些算法不是線性的。其中，非線性由徑間幹擾引起並且必須被去掉或者校正以便獲得線性的SIR估計。
Branislav M.Popovic的公開美國專利6,292,519代表了最接近的現有技術。在這個文獻中，已測量的SIR值被校正非線性，以便獲得校正的SIR值。根據當前接收的SIR值可以實時計算校正函數，或者，校正函數可用來對於被測SIR值的期望範圍生成儲存在存儲器中的查詢表。
可是，雖然這個文獻考慮了內部幹擾，並且校正函數把非線性補償到某種程度，但是已知的該方法沒有精確地考慮接收機的實際情況。另外，由於最毫無疑問地涉及內插法，查詢表的使用通常不提供與遞歸計算一樣精確的估計。這樣，需要一種改進方法用於校正SIR值中的非線性。

發明內容
本發明的目的是提供一種用於校正估計SIR值的改進方法，尤其例如應用於功率控制方法中。
本發明進一步的目的是提供反映對SIR值非線性影響的改進SIR值。
根據本發明的第一方面，通過如下方法來達到這些目的
一種無線通信系統的接收機中提供無偏信號幹擾比估計的方法，包括如下步驟接收發射信號，估計接收信號的信號能量和接收信號的幹擾值，基於估計的信號能量和幹擾值計算第一SIR估計，通過校正函數校正第一估計SIR值的非線性並由此獲取校正SIR值，在考慮路徑間幹擾的同時，根據接收信號樣本重複計算校正SIR值，由此與接收機中出現的徑數目無關地獲得相同的估計精度。
根據本發明的修改的SIR估計算法考慮了由接收機中的多徑幹擾而引起的對SIR值的非線性影響，並且所述改進算法給出了相同的估計精度，不管接收機中使用了多少徑，因此克服了現有技術的缺點，現有技術中不管徑數目，即，不管用於瑞克接收機中的分支數目，而按照相同的方式補償非線性。
根據該方法的一個實施例，通過計算第一SIR估計和由D=1+Nr-1Nr(c2+d2)G2]]>給出的倍增因子D之間的乘積來獲得所述校正SIR值，其中，G是功率控制的增益因子，G2通過G2=Eb-ScNrNs((Scc)2+Sc(Nr-1)Ns(c2+d2))]]>得到，Ns是用於估計中的導頻比特數目，Nr是用於瑞克接收機中的瑞克分支數目，Eb是每一數據比特的接收信號能量，Sc是控制信道的擴頻因子，βc和βd是設置在專用物理控制信道(DPCCH)和專用物理數據信道(DPDCH)之間的功率比的增益因子(細節參見第三代合夥計劃(3GPP，TS25，213)。
這個實施例因此考慮了使用於接收機中的徑數，並因此給出了考慮多徑幹擾後的精確SIR估計。
根據本方法的另一實施例，所述方法為甚至高於12dB的SIR值提供了線性校正SIR值。這樣，甚至能為相當高的SIR值提供無偏SIR估計，沒有低估也沒有高估實際的SIR值。
按照該方法的還有另一個實施例，最近已知的βc和βd對用於時間發射時間間隔(TTI)中的第一個幀，並且正確的βc和βd值用於其它幀。這個實施例給出了比目前所使用的方法甚至更好的結果，甚至在βc和βd之間的比值儘可能多地改變時的最壞情況中也是如此。
本發明還涉及一種使用所述用於估計SIR值改進方法的功率控制方法。所述功率控制方法包括如下步驟根據計算出的校正SIR值來控制發射機中的發射功率。本發明還涉及一種接收機，包括用於實現所述用於估計SIR值改進方法的裝置。本發明還涉及一種包括至少一個所述接收機的無線通信系統。
上述的相應優點由接收機和無線通信系統實現。
所述接收機描述如下一種用於使用在通信系統內的接收機，包括用於接收發射信號的裝置，用於估計接收信號的信號能量和接收信號的幹擾值的裝置，用於基於估計的信號能量和幹擾值來計算第一SIR估計的裝置，所述接收機還包括用於通過校正函數校正第一估計SIR值的非線性並由此獲得校正SIR值的裝置，其中用於獲得校正SIR值的裝置安排在考慮徑間幹擾的同時根據接收信號樣本重複計算校正SIR值，並且與接收機中出現的徑數目無關地給出相同的估計精度。
在至少兩個接收機之間信號通信的無線通信系統包括至少一個如上所述的接收機。另外，無線通信系統包括至少一個基站，所述基站裝備有至少一個所述接收機和用於發射功率命令信號給位於基站相應範圍內的移動通信單元的至少一個發射機。
使用在如上所述無線通信系統中的移動通信單元，包括用於接收功率命令信號的接收機，和，用於以由基於無偏SIR估計的功率命令信號控制的功率電平發射通信信號的發射機。


圖1示出了上行鏈路功率控制環的基礎。
圖2示出了UTRA/FDD中的上行鏈路擴頻方案。
圖3示出了是時間函數的TTI，在此，新的TTI中的第一個幀附有陰影。
圖4示出了真實的SIR和估計的SIR之間的誤差。
圖5示出了無功率控制的SIR估計。
具體實施例方式
在如下說明中，用CDMA系統--特別是W-CDMA系統來解釋本發明。本發明也同樣可以應用於其它系統中，並且可以用於除所述上行鏈路功率控制之外的其它應用中。為了更好理解如下的描述，參照圖1簡單地介紹通信系統中的功率控制。
在使用功率控制的通信系統中執行兩種不同的環路。首先，有一種外環反饋環路(未示出)，在此環路中，無線網絡控制器(RNC)設置目標SIR或者參考SIR，並且通知基站(Node B)關於這個目標SIR。接著，基站使用目標SIR並相應地降低或提高移動臺使用的功率。在這種反饋環路中，必要時基於期望的誤碼塊率調整設置的目標SIR。在基站和移動臺之間還有一種更快的環路--內環，如圖1所示，在此環路中，基於各自接收機中的接收功率電平來增減功率。
UTRA/FDD(UMTS陸上無線接入/頻分雙工)中的上行鏈路內環功控的一個任務是降低快衰落無線信道的影響。W-CDMA系統的基站將上行鏈路發射功率控制(TPC)命令發送給用戶設備(UE)。如圖1所示，TPC命令以在基站處估計的信號幹擾比(SIR)為基礎。SIR定義為每一數據比特(Eb)的能量與平均接收幹擾功率(I)之比。因此，SIR是接收機輸入處的信號幹擾比。這意味著在多徑信道情況下，應該相加所有的接收信號分量功率來計算接收信號比特能量。同時，應該只測量輸入(即外部)幹擾。
正如上面解釋的以及在上面提及的US 6,292,519中，由於在瑞克接收機內出現的多徑傳播，因此存在有自幹擾。根據上面的定義，在SIR測量中不應該考慮自幹擾。當SIR測量值是線性時，來自基站的功率命令將精確地反映真實輸入信號強度的適當調整。但是在非線性估計的情況下，基站提供不反映真實輸入信號電平的功率電平調整。
在隨機接入過程期間，用戶發送它的接入請求給網絡，每一後續接入嘗試以比前一功率電平高一特定量(例如1dB)的功率電平來發射。在每個接入嘗試發射之後，移動臺等待一特定周期以便接收來自基站的確認。當接收到確認時，接入嘗試結束，並且移動臺在業務信道上的後續發射中保持同一個功率電平。因此，當基站開始接收移動臺發射的業務信道信號時，移動臺發射的功率可以很高並且十分可能使基站處的SIR測量飽和。只要業務信道功率控制環路，比如上述內部功率環路，沒有降低移動臺的發射功率，則這可能繼續成為一個問題。可是，如果測量的SIR值不正確，則功率控制環路需要更多時間並且甚至可能不能降低移動臺的發射功率。因此能夠提供儘可能精確的SIR估計是最重要的。
在下面，驗證當前的SIR估計算法(如在上面提及的文獻US 6,034,952和S.Seo等人中所公開的算法)，並且根據本發明給出的更精確的SIR估計，提出新的修正算法。在目前所使用的方法和本發明之間的比較使得所做出的改善明晰。
當前SIR估計算法的分析UTRAN/FDD中的上行鏈路擴頻方案如圖2所示。如圖2中所示，接收信號y(m)可以被表示為y(m)=n=1Nr(n)(jc+dCd(m))Gc(m-n)+w(m)]]>圖2中的解擴符號pk(i)表示為
pk(i)=m=1+iSc(i+1)Scy(m)c*(m-k)]]>為了簡單起見， 替代 然後得到pk(i)=m(n=1Nr(n)(jc+dCd(m))Gc(m-n)+w(m))c*(m-k)]]>pk(i)=m(k)(jc+dCd(m))Gc(m-k)c*(m-k)]]>+m(nkn=1Nr(n)(jc+dCd(m))Gc(m-n))c*(m-k)]]>+mw(m)c*(m-k)]]>由於c(m-k)c*(m-k)=1,mCd(m)=0]]>以及wk(i)=mw(m)c*(m-k)]]>所以pk(i)=j(k)cGSc+mn=1nkNr(n)(jc+dCd(m))Gc(m-c)c*(m-k)+wk(i).]]>解擴符號pk(i)因此表示成pk(i)=j(k)cScG+mn=1nkNr(n)(jc+dCd(m))Gc(m-n)c*(m-k)+wk(i)---(1)]]>其中，wk(i)=mw(m)c*(m-k),]]>w(m)＝wre(m)+Jwim(m)，wre(m)和wim(m)N(0,12),]]>下標k代表路徑k，τk是路徑k的時延，d閉是路徑k的信道係數，
Cd(m)是DPDCH的信道化碼，Cc是DPCCH的信道化碼，對於所有的下標它等於1，並且因此沒有在(1)中示出，C是擾碼，C*是擾碼的復共扼，Sc是控制信道(＝256)的擴頻因子，Nr是用於瑞克接收機中的工作的瑞克分支數目，G是功率控制的增益因子，βc和βd是確定專用物理控制信道(DPCCH)和專用物理數據信道(DPDCH)之間功率比的增益因子。即，βc是信號的控制部分的增益因子，而βd是信號的數據部分的增益因子，並且因子βc和βd可以對於每一TFC而變化(傳送格式組合，參見第三代合夥計劃(3GPP)，TS 25.212)，並且可以在無線幀基礎上變化。
信道係數的總功率等於1，k=1Nr2(k)=1]]>在此說明書中，假設α(k)是一個接收符號上的常數。真實的SIR近似於SIRtrue=EbISc(cG)2---(2)]]>例如在上述US 6,034,952中目前使用的SIR估計算法可以由如下方程式表示SIRest=EbI-NrNs,---(3)]]>Eb=k=1Nr|S(k)|2,---(4a)]]>S(k)=1Nsi=1Nspk(i)(-jPp(i)),-----(4b)]]>
I＝(1-α)I″+α·I，(5a)I=1Nrk=1NrN(k),---(5b)]]>N(k)=1Ns-1i=1Ns|pk(i)(-jPp(i))-S(k)|2,---(5c)]]>其中Ns是用於估計的導頻比特數目，Nr是徑數目，pk(i)是第i個解擴符號，Pp(i)是第i個發射導頻比特，和α是幹擾估計的濾波係數，用於當前算法中的值是=302303.]]>通過使用導頻比特來估計每一徑中的信號功率，然後累加來自所有徑的能量之後，通過把估計功率與擴頻因子相乘來估計比特能量，如(3)、(4a)和(4b)中所示。通常，由於導頻符號通常以較高的功率電平發射，所以估計導頻符號的功率比估計話音(或者數據)符號的功率更可靠。當然，估計除導頻符號之外的其它符號功率認為是在本發明的範圍之內。通過對已估計信號幅度和接收信號樣本之間差值的方差估計來獲得幹擾功率，如式(5a)到(5c)中所示。
SIR估計(3)的期望值E{SIRest}由下式給出(細節參見最後一節「式(6)的推導」)E{SIRest}=Sc(cG)2(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2)---(6)]]>從(6)中可見，如果Nr＝1，則估計值將與由(2)給出的SIRtrue相同。但是如果接收一個以上的徑，則所述算法將低估SIR(幹擾實際上將由AWGN(平均白高斯噪聲)和徑間幹擾(IPI)組成)。如果設置SIR目標過高(超過10dB)，則這可能引起問題，因為導致發射功率增加的不必要的功率增加命令將被發出。
UE(用戶設備)將可能以最大允許的發射功率而結束。當非線性SIR測量引起與功率控制環路的問題時的兩個情況示例是SIR測量分別被低估和高估。低估SIR的情況將導致不必要的功率增加命令，這意味著外環功率控制將比在線性SIR測量情況下更快。可是，UE將發射比所需功率更高的功率，這樣引起比系統中必然的幹擾更多的幹擾，並且還不必要地縮短了UE的電池壽命。第二種情況，SIR被過高估計，更多功率降低命令將發給UE，並且外環功率控制將比線性SIR估計情況下慢。當SIR測量值是線性的時，來自基站的功率命令將精確地反映真實輸入信號強度的適當調整。但是，當存在非線性估計時，正如前面解釋的，基站可以提供與真實輸入信號電平具有少許關係的功率電平調整。
目前所使用的方法可以總結如下1.每一數據比特的信號能量Eb被估計為解擴導頻符號pk(i)的平均值平方和。
Eb=k=1Nr|1Nsi=1Nspk(i)|2]]>2.瞬時幹擾I″被估計為導頻符號和導頻符號的平均值之間的差值平方和。
I=1Nrk=1Nr1Ns-1i=1Ns|pk(i)-1Nsj=1Nspk(j)|2.]]>3.當形成SIR估計時使用的平均接收幹擾功率I是瞬時幹擾和前一幹擾I的濾波。
I＝(1-α)I″+α·I。
4.然後，第一SIR的估計SIR′被計算為Eb和I之間的比值。
SIR=EbI.]]>5.然後，最後的SIR估計，SIR，被計算為
SIR=SIR-NrNs,]]>其中，Nr是徑數目並且Ns是所使用的導頻符號數。
根據本發明，使用一種修改了的算法，其考慮了多徑幹擾並且不管正在接收的徑數而給出相同的估計精度。
通過比較真實的SIR(2)和估計(6)，可見倍增因子D為D=1+Nr-1Nr(c2+d2)G2---(7),]]>它使得SIR估計值有偏。這個因子由加性噪聲和徑間幹擾組成。從(6)與(7)的相乘中，接著E{SIRproposed}=Sc(cG)2(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2)D=]]>=Sc(cG)2.]]>換言之，這個校正SIR估計將與(2)相同，即，它將是無偏的。
在此校正中，出現了增益因子G2。可是G2不是已知的，因此必須按照某些方式估計。Eb定義為Eb=(SccG)2+ScNrNs(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2).------(8)]]>通過解(8)，獲得G2=Eb-ScNrNs((Scc)2+Sc(Nr-1)Ns(c2+d2))---(9)]]>由於Eb是計算出的參數，並且Sc、Nr和Ns是已知常數，(9)中的唯一的未知參數是增益因子βc和βd。當傳送格式組合指示符(TFCI)被解碼時(參見3GGP，TS 25.212)，即，在每個時間發射間隔(TTI)中的第一個幀之後，這些增益因子是已知的。這意味著對於每個TTI中的第一個幀不能正確地計算出校正項(7)。處理這個問題的一個方法是簡單地使用最近已知的βc和βd對，並且這在下面進一步分析。
由於未知的βc和βd，所以降低了性能，並且使用最近已知的βc和βd對將導致每個TTI中第一個幀的不正確補償，但是對於TTI中的其它幀，校正項(7)中將使用正確的βc和βd值。這在圖3中說明。
定義 為用於新TTI中第一個幀中的比值， 為TTI中其餘幀使用的比值。對於每個TTI的第一個幀中的建議算法，降低量主要取決於最近已知的βc和βd值以及新的βc和βd值之間的差值。通常，βc和βd之間的比值在1/15-1的範圍中，但是對於專用物理數據信道(DPDCH)上不同的擴頻因子，實際上使用的範圍是在4/15，5/15，…，10/15的範圍中。通過使用(7)和(9)，以dB表示的本發明無偏算法的真實的和估計的SIR之間的誤差enew為enew=10log10(1+Nr-1Nr(c,old2+d,old2)Gold2)-10log10(1+Nr-1Nr(c,new2+d,new2)Gnew2)]]>目前有偏算法的真實的和估計的SIR之間的誤差eold為eold=10log10(1+Nr-1Nr(c,new2+d,new2)Gnew2)]]>圖4示出了真實的SIR和估計的SIR之間的誤差enew和eold，當βc和βd之間的比值改變時，誤差enew和eold將被引入在新的TTI中的第一個幀中。以dB為單位沿著Y軸示出了真實的SIR和SIR估計之間的誤差。當enew和eold為正並且具有最大絕對值時出現兩個方法的最壞情況。在這種情況下，SIR被低估並且將生成不必要的功率增加命令。這些正誤差中的絕對值越大，則發出的功率增加命令越多。當βc和βd之間的比值從10/15改變為4/15時發生這種最壞情況。正如從圖4中能夠看見的，對於這種情況，無偏算法的誤差enew小於有偏算法的誤差eold。
當enew和eold為負時，例如就象在當βc和βd從4/15改變為10/15時的情況下那樣，可以出現enew的絕對值大於eold的絕對值。可是，負誤差意味著SIR被高估計，因此將發出功率降低命令。由於UE的正常工作點大約在5-10dB，而超出12dB發生SIR估計失真，UE不管怎樣都將降低它的功率，因此SIR高估所生成的功率降低命令將不會有任何害處。
在圖4中能夠看出，對於最壞情況c,oldd,old=10/15]]>和c,newd,new=4/15,]]>對於本發明的無偏算法，TTI的第一個幀中的誤差enew大約在1.7dB；對於當前的有偏算法，eold大約在2.3dB。可是，TTI通常大於一個幀周期，這意味著對於TTI中的其餘幀，所建議方法的誤差將為零，而當前方法的誤差將對於TTI中的所有幀保持相同。
仿真結果當前SIR估計算法和根據本發明的SIR估計算法的精確度已被仿真。已仿真兩個不同的傳播信道，第一個是一徑平坦衰落信道，而第二個是四徑衰落信道。
在仿真中，假設增益因子βc和βd極易獲得。每個TTI的第一個幀中的未知增益因子的影響已在上面分析。SIR估計算法的一徑和四徑的仿真結果如圖5所示。由於徑間幹擾(IPI)，對於超出12dB的SIR值無疑會看到當前算法的SIR被低估。
本發明由此修改當前算法，此修改甚至在SIR超出12dB時的情況下也給出一個無偏SIR估計。
總之，例如象在US 6,034,952中的當前使用的SIR估計算法沒有考慮徑間幹擾(IPI)，這可能導致發送給移動臺不必要的功率增加命令，這將引入更多幹擾並且限制系統中的用戶數目。通過在SIR估計中引入校正因子，即使在SIR超出12dB時的情況下也能夠實現線性估計。不管接收機使用多少徑，本SIR估計算法都給出相同的結果；相同的結果意味著相同的估計精度或者真實的SIR和估計SIR之間相同的差值。
利用無偏SIR估計方法，無線通信系統中的發射功率控制方法包括如下步驟根據計算出的校正SIR值來控制發射機中的發射功率；計算無線通信系統基站中的校正SIR值，基於校正SIR值發射功率命令信號給移動通信單元，所述移動通信單元位於基站相應範圍內並且包括發射機，該發射機的發射功率由所述功率命令信號控制。
對於無線通信的接收機中的無偏SIR估計方法，所述接收機包括用於接收發射信號的裝置，用於估計信號能量和接收信號幹擾值的裝置，用於根據估計的信號能量和幹擾值來計算第一SIR估計的裝置，用於通過校正函數校正第一估計SIR值非線性並由此獲得校正SIR值的裝置，其中用於獲得校正SIR值的裝置安排在考慮路徑間幹擾的同時根據接收信號樣本重複計算校正SIR值，並且無論接收機中出現的徑數目的多少，給出相同的估計精度。用於獲取校正SIR值的裝置可以被安排來計算由用於校正第一估計SIR值的裝置提供的第一估計SIR值和由公式(7)給出的倍增因子D之間的乘積。第一估計SIR值由公式(6)給出。優選地，接收機還包括為甚至高於12dB的SIR值提供線性校正SIR值的裝置。優選地，接收機還包括為時間發射間隔(TTI)的第一個幀使用最近已知βc和βd對的裝置和為W-CDMA系統中其它幀使用正確的βc和βd值的裝置。
用於至少兩個接收機之間信號通信的無線通信系統，包括如上所述的至少一個接收機，至少一個基站，所述至少一個基站裝備有所述至少一個接收機和至少一個發射機，該發射機用於發射功率命令信號給位於基站相應範圍內的移動通信單元。
移動通信單元包括接收功率命令信號的接收機，和，以由基於無偏SIR估計的功率命令信號控制的功率電平發射通信信號的發射機。
式(6)的推導在本節自始至終使用如下定義。
wk(i)=mw(m)c*(m-k),]]>w(m)＝wre(m)+jwim(m)，wre(m)andwim(m)N(0,12),]]>下標k代表k徑，τk是k徑的延時，α(k)是k徑的信道係數，Cd(m)是DPDCH的信道化碼，C是擾碼，C*是擾碼的復共扼，Sc是控制信道(＝256)的擴頻因子，Nr是用於瑞克接收機中的工作的瑞克分支數目，G是功率控制的增益因子，βc和βd是設置在專用物理控制信道(DPCCH)和專用物理數據信道(DPDCH)之間功率比的增益因子。
每個符號由三個獨立的部分組成期望信號、徑間幹擾(IPI)和加性白噪聲。第一部分的期望值和方差由如下給出E{jα(k)βcGSc}＝jα(k)βcGSc，Var{jα(k)βcGSc}＝[常數的方差]＝0.(A.1)定義zk(i)作為k徑和符號i的IPIzk(i)=mn=1nkNr(n)(jc+dCd(m))Gc(m-n)c*(m-k)]]>乘積v(m)＝c(m-τn)c*(m-τk)和v′(m)＝Cd(m)c(m-τn)c*(m-τk)採用具有相等概率1/4隻能取值1，-1，-j，j。v(m)和v′(m)的期望值和方差計算為E{v(m)}=E{v(m)}=14(1+(-1)+j+(-j))=0,]]>Var{v(m)}=Var{v(m)}=14(12+(-1)2+j-j+(-j)j)=1.---(A.2)]]>
乘積v(m)和v′(m)是獨立的。通過使用(A.2)，zk(i)的期望值和方差被計算為E{zk(i)}=E{mn=1nkNr(n)(jcGv(m)+dGv(m))}]]>=mn=1nkNr((n)(jcGe{v(m)}+dGe{v(m)}))=0]]>Var{zk(i)}=E{zk(i)zk*(i)}]]>=mn=1nkNr((n)(jcGE{v(m)}+dGE{v(m)}))((n)(jcGE{v(m)}+dGE{v(m)}))*]]>=n=1nkNr2(n)(c2G2ScE{v(m)v*(m)}+d2G2ScE{v(m)v*(m)})]]>=n=1nkNr2(n)(c2+d2)G2Sc.---(A.3)]]>噪聲項的期望值和方差由如下給出 =mE{w(m)}E{c*(m-k)}=0]]>Var{wk(i)}=mE{(w(m)c*(m-k))(w(m)c*(m-k))*}]]>=m1=Sc.-------(A.4)]]>可以通過(A.1)、(A.3)和(A.4)來計算解擴符號pk(i)的期望值和方差。
E{pk(i)}＝jα(k)GScVar{pk(i)}=(c2+d2)G2Scn=1nkNr2(n)+Sc.---(A.5)]]>SIR估計是以(3)、(4)和(5)為基礎的。
SIR估計的期望值由如下給出
E{SIRest}=E{EbI-NrNs}]]> =E{Eb}E{I}-NrNs.---(A.6)]]>通過使用(4)，E{Eb}的期望值由如下給出E{Eb}=E{k=1NrS(k)S*(k)}]]>=1Ns2k=1NrE{(i=1Nspk(i))(u=1Nspk(u))*}]]>=1Ns2k=1NrE{(i=1Ns((k)cGSc+n=1nkNrzk(i)+wk(i)))(u=1Ns((k)cGSc+n=1nkNrzk(u)+wk(u)))*}]]>=1Ns2k=1NrE{Ns2((k)cGSc)2+i=1Ns(n=1nkNrzk(i))n=1Ns(n=1nkNrzk(u))*+i=1Ns(wki(u))u=1Ns(wki(u))*}]]>=1Ns2k=1Nr((Ns(k)cGSc)2+Ns(c2+d2)G2Scn=1nkNr2(n)+NsSc)]]>=(cGSc)2+NrNsSc(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2).]]>通過使用(5)，期望值E{I}可以獲得為E{I}=1Nrk=1NrN(k)]]>=1Nrk=1NrVar{pk(i)}]]>=1Nrk=1Nr((c2+d2)G2Scn=1nkNr2(n)+Sc)]]>
=Sc(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2)]]>最後，(A.6)為E{SIRest}=(cGSc)2+NrNsSc(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2)Sc(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2)-NrNs-Sc(cG)2(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2)]]>結合優選實施例已經描述了本發明。很明顯，考慮到上述描述，很多的選擇、修改、變化和使用對本領域技術人員來說將是顯而易見的。
權利要求
1.一種無線通信系統的接收機中提供無偏信幹比(SIR)估計的方法，其特徵在於，包括如下步驟接收發射信號，估計接收信號的信號能量和接收信號的幹擾值，基於估計的信號能量和幹擾值計算第一SIR估計，通過校正函數校正第一估計SIR值的非線性並由此獲取校正SIR值，在考慮徑間幹擾的同時，根據接收信號的樣本重複計算校正SIR值，由此與接收機中出現的徑數目無關地獲得相同的估計精度。
2.根據權利要求1的方法，其特徵在於，通過重複計算第一估計SIR值和倍增因子(D)之間的乘積來獲得所述校正SIR值。
3.根據權利要求2的方法，其特徵在於，根據接收機中出現的徑數目重複計算所述倍增因子。
4.根據權利要求1的方法，其特徵在於，通過重複計算第一估計SIR值和倍增因子D之間的乘積來獲得所述校正SIR值，其中D=1+Nr-1Nr(c2+d2)G2]]>上式中，G是功率控制的增益因子，G2通過G2=Eb-ScNrNs((Scc)2+Sc(Nr-1)Ns(c2+d2))]]>得到Ns是用於估計中的導頻比特數目，Nr是用於瑞克接收機中的瑞克分支數目，Eb是每一數據比特的接收信號能量，Sc是控制信道的擴頻因子，βc和βd是設置在專用物理控制信道(DPCCH)和專用物理數據信道(DPDCH)之間功率比的增益因子，並且其中第一估計SIR值由如下E{SIR}=Sc(cG)2(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2)]]>給出。
5.根據權利要求1的方法，其特徵在於，進一步包括，為甚至高於12dB的SIR值提供線性校正SIR值。
6.根據權利要求1的方法，其特徵在於，所述無線通信系統是一個W-CDMA系統。
7.根據權利要求6的方法，其特徵在於，最近已知βc和βd對用於時間發射間隔(TTI)的第一個幀，正確的βc和βd值用於其它幀。
8.一種無線通信系統中的發射功率控制方法，其特徵在於，包括按照前述任何權利要求中定義的方法計算校正SIR值，根據校正SIR值控制發射機中的發射功率。
9.根據權利要求8的方法，其特徵在於，進一步包括計算無線通信系統的基站中的校正SIR值，基於校正SIR值發射功率命令信號給移動通信單元，所述移動通信單元位於基站相應範圍內並且包括發射功率由所述功率命令信號控制的發射機。
10.一種在通信系統內使用的接收機，包括用於接收發射信號的裝置，用於估計接收信號的信號能量和接收信號的幹擾值的裝置，用於基於估計的信號能量和幹擾值計算第一SIR估計的裝置，其特徵在於，所述接收機還包括用於通過校正函數校正第一估計SIR值非線性並由此獲得校正SIR值的裝置，其中用於獲得校正SIR值的裝置安排在考慮徑間幹擾的同時根據接收信號樣本重複計算校正SIR值，並且與接收機中出現的徑數目無關地給出相同的估計精度。
11.根據權利要求10所述的接收機，其特徵在於，所述校正SIR值通過重複計算第一估計SIR值和倍增因子(D)之間的乘積來獲得。
12.根據權利要求11所述的接收機，其特徵在於，所述倍增因子根據接收機中出現的徑數目重複計算。
13.根據權利要求10所述的接收機，其特徵在於，所述用於獲取校正了的SIR值的裝置被安排來計算由用於校正第一估計SIR值的裝置提供的第一估計SIR值和由D=1+Nr-1Nr(c2+d2)G2]]>給出的倍增因子D之間的乘積來獲得所述校正SIR值，其中G是功率控制的增益因子，G2通過G2=Eb-ScNrNs((Scc)2+Sc(Nr-1)Ns(c2+d2))]]>得到Ns是用於估計中的導頻比特數目，Nr是用於瑞克接收機中的瑞克分支數目，Eb是每一數據比特的接收信號能量，Sc是控制信道的擴頻因子，βc和βd是設置在專用物理控制信道(DPCCH)和專用物理數據信道(DPDCH)之間功率比的增益因子，並且其中第一估計SIR值由如下E{SIR}=Sc(cG)2(1+Nr-1Nr(c2+d2)G2)]]>給出。
14.根據權利要求10所述的接收機，其特徵在於，所述接收機還包括為甚至高於12dB的SIR值提供線性校正SIR值的裝置。
15.根據權利要求10的接收機，其特徵在於，所述通信系統是W-CDMA系統。
16.根據權利要求15的接收機，其特徵在於，所述接收機包括用於對於時間發射間隔(TTI)中的第一個幀使用最近已知βc和βd對的裝置，以及用於對於其它幀使用正確的βc和βd值的裝置。
17.一種用於在至少兩個接收機之間的信號通信的無線通信系統，其特徵在於，包括如權利要求10-16任何一個中所請求的至少一個接收機。
18.根據權利要求17的所述系統，其特徵在於，還包括至少一個基站，所述基站裝備有至少一個所述接收機和至少一個發射機，該發射機用於發射功率命令信號給位於基站相應範圍內的移動通信單元。
19.一種使用在如權利要求18所述的無線通信系統中的移動通信單元，其特徵在於，包括用於接收功率命令信號的接收機，和，用於以由基於無偏SIR估計的功率命令信號控制的功率電平發射通信信號的發射機。
全文摘要
本發明提供一種用於在無線通信系統的接收機中提供無偏信幹比(SIR)估計的方法。該方法包括如下步驟接收發射信號，估計接收信號的信號能量和接收信號的幹擾值，基於估計的信號能量和幹擾值計算第一估計SIR，通過校正函數校正第一估計SIR值的非線性，並由此獲取校正SIR值，在考慮徑間幹擾的同時，根據接收信號樣本重複計算校正SIR值，因此與接收機中出現的路徑數目無關地獲得相同的估計精度。本發明還涉及一個接收機、系統以及功率控制方法。
文檔編號H04B1/707GK1695332SQ02829965
公開日2005年11月9日 申請日期2002年12月2日 優先權日2002年12月2日
發明者約安遜·楊 申請人:華為技術有限公司