放電燈點燈電路的製作方法
2023-05-02 03:35:01
專利名稱：放電燈點燈電路的製作方法
技術領域：
本發明涉及在適合小型化和高頻化的放電燈點燈電路中，用於保證放電燈的點燈維持和熄燈時的再起動的控制技術。
背景技術：
在用於汽車照明光源的金屬滷化物燈等的放電燈的點燈電路中，已知包括了具有DC-DC變換器結構的直流電源電路、直流-交流變換電路、起動電路的結構。例如，在將來自電池的直流輸入電壓在直流電源電路中變換為期望的電壓後，由後級的直流-交流變換電路變換為交流輸出，並在其上重疊起動信號後供給放電燈(例如，參照專利文獻1)。
在放電燈的點燈控制中，通過對放電燈點燈前(熄燈時)的無負載時輸出電壓(以下，稱為『OCV』)進行控制，從而對放電燈施加起動信號並使該放電燈點燈後，降低過渡投入功率，同時轉移到穩定點燈狀態。
就直流電源電路而言，例如使用了採用變壓器的開關調節器，而對於直流-交流變換電路來說，例如可列舉採用了多對開關元件的全電橋型結構等。
在進行直流電壓變換和直流-交流變換的兩級變換的結構方式中，由於電路規模大，不適合小型化，所以作為其對策，可列舉將通過直流-交流變換電路中的一級電壓變換而被升壓的輸出供給放電燈的結構。
例如，可列舉出具備串聯諧振電路，在將諧振電壓由變壓器升壓後進行向放電燈的功率供給的結構方式。在電容器和電感元件的串聯諧振中，具有以諧振頻率為中心並大致對稱的頻率特性，通過改變用於構成直流-交流變換電路的半導體開關元件的驅動頻率，可以控制輸出電壓和功率，呈現出在比諧振頻率高的頻率區域(電感性區域或相位延遲區域)中，輸出電壓對於頻率的增加反而下降，而在比諧振頻率低的頻率區域(電容性區域或相位超前區域)中，輸出電壓對於頻率的降低反而下降的趨勢。
在電源接通後的熄燈時(點燈前)的OCV控制中，在比串聯諧振頻率『Foff』高的頻率區域中，通過降低半導體開關元件的驅動頻率來提高OCV值，在該值達到了目標值的時刻，產生用於起動的高壓脈衝並施加在放電燈上，在放電燈點燈的情況下，轉移到比串聯諧振頻率『Fon』(＞Foff)高的頻率區域並開始放電燈的功率控制。
(日本)特開平7-142182號公報可是，在半導體開關元件的驅動頻率的控制中，在以放電燈的熄燈時及點燈時用比各諧振頻率(Foff、Fon)更高的高頻側的區域進行輸出控制為前提的情況下，因電源電壓的下降和輸出級的接地等，進行向半導體開關元件的驅動頻率下降的方向的單向控制所引起的危害成為問題。
即，在比諧振頻率更高的高頻側的區域(電感性區域)中，進行為了提高輸出電壓和功率而降低驅動頻率，或為了降低輸出電壓和功率而提高驅動頻率的控制。因此，在因某種原因(來自電池等的輸入電壓下降的情況、以及因接地而被判定為放電燈熄燈的情況等)，控制上的動作點進入比諧振頻率更低的低頻側的區域(電容性區域)的情況下，上述控制帶來相反方向的作用。即，要提高輸出並降低驅動頻率，其結果是輸出下降。因此，進行使驅動頻率進一步降低的控制。該控制在比諧振頻率低的頻率區域中，引起輸出電壓對於頻率降低的方向反而呈現下降趨勢，開關元件的驅動頻率會無止境地降低，不能從這種狀態中擺脫出來。其結果，例如，放電燈的再點燈不能進行，有產生對作為目標的功率控制帶來阻礙等的不適狀況的危險，需要相應的對策。
發明內容
本發明以尋求使利用了串聯諧振的構成直流-交流變換電路的半導體開關元件的驅動頻率不處於比諧振頻率下降的狀態的對策，維持放電燈的點燈狀態，或保證對再點燈動作的轉移作為課題。
在具備了接受直流輸入電壓並進行交流變換的直流-交流變換電路、對放電燈供給起動信號的起動電路、以及控制直流-交流變換電路輸出的功率的控制單元的放電燈點燈電路中，本發明具有下述所示的結構。
·直流-交流變換電路具有串聯諧振電路，該串聯諧振電路包含由控制單元驅動的多個開關元件、以及電感元件或變壓器及電容器，·在將放電燈的熄燈時的所述串聯諧振電路的諧振頻率記為『Foff』，將放電燈的點燈時的串聯諧振電路的諧振頻率記為『Fon』時，在放電燈的點燈時，使開關元件的驅動頻率為比Fon高的頻率，從而進行該元件的驅動控制，在檢測出驅動頻率下降從而放電燈熄燈的情況下，使驅動頻率轉移到比Foff高的頻率區域，或者，在放電燈的點燈中檢測出驅動頻率比Fon下降的情況下，將驅動頻率返回到比Fon高的頻率區域。
在本發明，在放電燈的熄燈時及點燈時，在比諧振頻率更高的高頻側區域中對開關元件的驅動頻率進行控制的結構方式中，在驅動頻率比諧振頻率Fon下降的情況下，在放電燈的熄燈時臨時性地提高驅動頻率並進行再起動，而對於放電燈的點燈時的頻率下降，可以使維持點燈狀態的驅動頻率返回到原來的頻率區域。
根據本發明，在電源電壓的下降和接地時等中，降低開關元件的驅動頻率，並進行將驅動頻率返回到比諧振頻率Foff或Fon高的高頻側的電感性區域的控制，以便不變成進入到比諧振頻率低的低頻側的電容性區域的狀態。
例如，在驅動頻率降低而檢測出放電燈熄燈的情況下，通過將驅動頻率規定為比諧振頻率Fon高的容許上限頻率，進行再起動，從而保證熄燈時的再點燈動作。
在對於驅動頻率的下降及放電燈的熄燈狀態的檢測，具有對放電燈上施加的電壓進行檢測的電壓檢測單元、以及對流過放電燈中的電流進行檢測的電流檢測單元的結構中，優選是在由電壓檢測單元檢測出的燈電壓低於閾值、並且由電流檢測單元檢測出的燈電流低於閾值的狀態持續了預定的時間以上的情況下，使驅動頻率轉移到比所述Foff高的頻率區域(不伴隨有電路結構和控制方法的複雜化等)。
此外，尋求在放電燈的點燈時，進行向維持該放電燈的點燈狀態的電感性區域的頻率轉移，阻止驅動頻率的繼續下降的對策。例如，在設有對流過放電燈中的電流進行檢測的電流檢測單元、以及檢測驅動頻率或其控制電壓的檢測單元的結構中，在檢測出燈電流的減少以及驅動頻率的下降，該狀態持續預定的時間以上的情況下，使驅動頻率轉移到比Fon高的頻率區域就可以。
通過以上的頻率轉移控制，例如，在對車輛燈具的應用中，可以提高可靠性和行駛安全性等。
圖1是表示本發明的基本結構例的圖。
圖2是用於說明LC串聯諧振的頻率特性的概略性的曲線圖。
圖3是與圖4至圖9一起表示本發明的控制方式的圖，該圖是用於放電燈的熄燈後的再起動的控制例子的說明圖。
圖4是表示控制單元的電路結構例的圖。
圖5是表示復位控制部的結構例的方框圖。
圖6是用於說明再起動的檢測條件的圖。
圖7是表示復位控制部的一例電路結構的圖。
圖8是與圖9一起用於說明電路動作的定時圖，該圖表示放電燈開始點燈後正常地轉移到點燈狀態的情況。
圖9是表示在點燈電路的輸出級中高電位側發生了接地的情況的圖。
圖10是與圖11至圖13一起表示本發明的另一個控制方式的圖，該圖是頻率控制例子的說明圖。
圖11是表示一例電路結構的圖。
圖12是表示在諧振曲線g2中，從低於Fon的電容性區域向電感性區域的頻率轉移狀況的圖。
圖13是表示在放電燈的點燈中驅動頻率比Fon降低的情況下的控制例子的定時圖。
具體實施例方式
圖1是表示本發明的基本結構的圖，放電燈點燈電路1具備從直流電源2接受電源供給的直流-交流變換電路3和起動電路4。
直流-交流變換電路3被設置用於從直流電源2接受直流輸入電壓(參照圖中的『+B』)並進行交流變換及升壓。在本例中，具備兩個開關元件5H、5L和進行它們的驅動控制的控制單元6。即，上側的開關元件5H的一端連接到電源端子，該開關元件的另一端通過下側開關元件5L被接地，通過控制單元6使各元件5H、5L交替地導通/截止。再有，在圖中為了簡化，將元件5H、5L用開關的記號表示，但可使用場效應電晶體(FET)和雙極電晶體等的半導體開關元件。
直流-交流變換電路3具有功率傳輸及用於升壓的變壓器7，在本例中，在該變壓器的初級側使用了利用諧振電容器8和電感器或電感分量的諧振現象的電路結構。即，作為結構形式，例如，可列舉下述三種。
(I)利用了諧振電容器8和電感元件的諧振的方式。
(II)利用了諧振電容器8和變壓器7的漏感的諧振的方式。
(III)利用了諧振電容器8和電感元件及變壓器7的漏感的諧振的方式。
首先，在上述(I)中，附加設置諧振線圈等電感元件9，例如，將該元件的一端連接到諧振電容器8後，將該電容器8連接到開關元件5H和5L的連接點。然後，可列舉將電感元件9的另一端連接到變壓器7的初級繞組7p。
此外，在上述(II)中，通過利用變壓器7的電感分量，從而不需要追加諧振線圈等。即，將諧振電容器8的一端連接到開關元件5H和5L的連接點，將該電容器8的另一端連接到變壓器7的初級繞組7p即可。
在上述(III)中，可以使用電感元件9和漏感的串聯合成電抗。
無論是哪個方式，都利用諧振電容器8和電感性元件(電感分量或電感元件)的串聯諧振，將開關元件5H、5L的驅動頻率規定為串聯諧振頻率以上的值，從而使該開關元件交替地導通/截止，對連接到變壓器7的次級繞組7s的放電燈10(用於車輛燈具的金屬滷化物燈等)進行正弦波點燈。再有，在控制單元6的各開關元件的驅動控制中，需要相反地驅動各個元件(依賴於導通佔空的控制等)，以使開關元件不處於同時導通的狀態。此外，對於串聯諧振頻率，在將電源接通後的點燈前的諧振頻率記為『Foff』，將點燈狀態下的諧振頻率記為『Fon』，將諧振電容器8的靜電容量記為『Cr』，將電感元件9的電感記為『Lr』，將變壓器7的初級側電感記為『Lp』時，例如，在上述方式(III)中，在電源接通後的放電燈的點燈前，『Foff=1/(2Cr(Lr+Lp))]]>』。例如，由於驅動頻率比Foff低，開關元件的損耗變大，效率惡化，所以進行比Foff高的頻率區域中的開關動作。而在放電燈的點燈後，『Fon1/(2(CrLr))]]>』(Foff＜Fon)。這種情況下，在比Fon高的頻率區域進行開關動作。
在點燈電路的電源接通後，在放電燈的熄燈狀態(無負載狀態)中用Foff附近的頻率值來控制OCV，並在產生起動信號及基於該信號的放電燈的起動後轉移到點燈狀態的情況下，優選是進行比Fon高的頻率區域中的點燈控制。
起動電路4被設置用於對放電燈10供給起動信號，起動時的起動電路4的輸出電壓由變壓器7升壓並被施加在放電燈10上(對於交流變換後的輸出，重疊起動信號並供給放電燈10)。在本例中，表示了將起動電路4的一個輸出端子連接到變壓器7的初級繞組7p的中間，將另一個輸出端子連接到初級繞組7p的一端(地端子)的方式。不限於這種方式，例如，可列舉從變壓器7的次級側獲得對起動電路的輸入電壓的方式，以及設有與電感元件9一起構成變壓器的輔助繞組(後述的繞組11)，從該輔助繞組獲得對燈電壓的輸入電壓的方式。
如圖1那樣，在由直流-交流變換電路3進行從直流輸入向交流的變換及升壓，並進行放電燈的功率控制的電路方式中，在對流過放電燈10的電流和放電燈10上施加的電壓進行檢測的情況下，例如，通過對用於諧振的電感元件9追加繞組，或對變壓器7追加檢測繞組或檢測端子，可以獲得放電燈的電流檢測值及電壓檢測值。
在圖1所示的例子中，與電感元件9一起形成變壓器的輔助繞組11被設置用於檢測與流過放電燈10的電流相當的電流，該輔助繞組11的輸出被傳送到電流檢測單元12。即，對於放電燈的電流檢測，使用電感元件9和輔助繞組11來進行，其檢測結果被輸出到控制單元6，用於放電燈10的功率控制和點燈/熄燈的判別。
此外，對於放電燈10上的電壓檢測，例如，根據設置在變壓器7中的檢測繞組7v的輸出來進行。在本例中，檢測繞組7v的輸出被傳送到電壓檢測單元13，通過該電路獲得與放電燈10上施加的電壓相當的檢測電壓。然後，該電壓被輸出到控制單元6並用於放電燈10的功率控制和點燈/熄燈的判別。
再有，關於放電燈的電流檢測方法和電壓檢測方法，可採用各種方式，例如，在圖1中，在變壓器7的次級側設置電流檢測電阻14等，電路結構怎樣都可以。
圖2是用於說明有關利用了LC串聯諧振的情況下的頻率特性的概略曲線圖，橫軸上為頻率『f』，縱軸上為點燈電路的輸出電壓『Vo』或輸出功率『OP』，示出放電燈的熄燈時的諧振曲線『g1』及點燈時的諧振曲線『g2』。
再有，對於諧振曲線『g1』，縱軸表示輸出電壓『Vo』，對於諧振曲線『g2』，縱軸表示輸出功率『OP』。
在放電燈的熄燈時變壓器7的次級側為高阻抗，該變壓器的初級側的電感值高，獲得諧振頻率Foff的諧振曲線g1。而在放電燈的點燈時，變壓器7的次級側的阻抗低(數十至數百Ω左右)，初級側的電感值變低，獲得諧振頻率Fon的諧振曲線g2(在點燈時電壓的變化量比較小，主要是電流極大地變化)。
圖中所示的各記號的意義如下述那樣。
·『fa1』＝『f＜Foff』的頻率區域(位於『f＝Foff』的左側的電容性區域或相位超前區域)·『fa2』＝『f＞Foff』的頻率區域(位於『f＝Foff』的右側的電感性區域或相位延遲區域)·位於『fb』＝『f＞Fon』的頻率區域(是點燈時的頻率區域，在『f＝Fon』的右側的電感性區域內)·『focv』＝點燈前(熄燈時)的輸出電壓的控制範圍(以下，將它稱為『OCV控制範圍』。它在fa2內位於Foff的附近區域)『Lmin』＝可維持放電燈的點燈的輸出電平『P1』＝電源接通前的動作點『P2』＝電源接通之後的初始動作點(區域fb內)『P3』＝表示熄燈時對OCV的目標值的到達時刻的動作點(focv內)『P4』＝點燈後的動作點(區域fb內)『f1』＝放電燈的點燈開始之前的開關元件的驅動頻率(例如，動作點P3時的驅動頻率)『f2』＝放電燈的點燈時的開關元件的驅動頻率(例如，動作點P4時的驅動頻率)『Fmax』＝g2和Lmin的交點上的頻率(容許上限頻率)用分條書寫方式表示放電燈的點燈轉移控制的流程時，例如，如以下那樣。
(1)接通電路電源(P1→P2)(2)按OCV控制範圍focv投入功率(P2→P3)(3)產生起動脈衝並施加在放電燈上(P3)(4)在放電燈開始了點燈後使點燈頻率(開關元件的驅動頻率)的值在一定期間(以下，稱為『頻率固定期間』)固定(P3)(5)轉移到fb內的功率控制(P3→P4)在電源接通之後、以及放電燈一次點燈後熄燈之後，臨時性地提高驅動頻率(P1→P2)後，緩慢地降低頻率並不斷接近f1(P2→P3)。
在focv內進行OCV的控制，產生對放電燈的起動信號，通過施加該信號，使放電燈點燈。例如，在OCV的控制中，降低頻率並從高頻側向諧振頻率Fon靠近時，輸出電壓Vo逐漸地增大，在動作點P3到達目標值。再有，在放電燈點燈前的熄燈時，在區域fa1中進行OCV的控制的方法中，需要注意的是，開關損耗進一步增大，電路效率惡化，而在區域fa2中進行OCV的控制的方法中，需要注意的是，在無負載時使電路連續動作的期間不長於需要。
在動作點P3，通過起動電路4起動放電燈時，在頻率固定期間中驅動頻率達到一定值後，轉移到區域fb(參照圖中的『ΔF』)。再有，在從OCV控制範圍focv向區域fb的頻率轉移中，優選是在放電燈開始了點燈後使頻率從f1向f2連續地變化。
如上述那樣，在放電燈的熄燈時，進行在比諧振頻率Foff高的高頻側區域fa2中的輸出電壓控制，在放電燈的點燈時，在比諧振頻率Fon高的高頻側區域fb進行功率控制的結構(在電感性區域，通過對於電流變動的抑制作用，功率容易穩定)中，在提高輸出的情況下，進行將開關元件的驅動頻率降低的控制。因此，例如，在對點燈電路的直流輸入電壓下降的情況等中，驅動頻率最終進入比Fon低的區域，試圖輸出上升的頻率控制(降低驅動頻率的控制)適得其反而不斷降低驅動頻率(圖2所示的g2中低於位於Fon的左側的下降邊部分，最終穩定於最低頻率)，不能對放電燈供給期望的功率。
此外，在變壓器7的次級側發生了接地的情況中，例如，在燈電流檢測電阻14(參照圖1)中不流過電流，被判斷放電燈的『熄燈』，其結果，為了再起動，開始上述OCV的控制。但是，在變壓器7的次級繞組7s的高電位端子的接地時，即使降低開關元件的驅動頻率，燈電壓也不上升，所以會陷入驅動頻率下降至最低頻率為止的狀態。
因此，在本發明，作為防止在驅動頻率比Fon下降的情況下產生的危害的對策，採用下述所示的結構方式。
(A)在檢測出開關元件的驅動頻率下降而放電燈已熄燈的情況下，將驅動頻率轉移到比Foff高的頻率區域後進行再起動的方式。
(B)在放電燈的點燈中檢測出驅動頻率比Fon降低的情況下，將驅動頻率轉移到比Fon高的頻率區域的方式。
上述(A)是，在比諧振頻率Fon低的電容性區域中，驅動頻率通過上述控制而明顯地下降，作為放電燈熄燈的情況下的補救措施，保證再起動的對策，上述(B)是，為了不陷入到那樣的驅動頻率的下降狀態，使放電燈處於點燈狀態的對策。
首先，對於方式(A)，根據圖3至圖9進行說明。
圖3表示在驅動頻率下降而檢測出放電燈的熄燈的情況下，將驅動頻率規定為比Fon高的Fmax後進行再起動的控制例子，橫軸為驅動頻率f，縱軸為輸出電壓Vo或輸出功率OP，概略地表示諧振曲線g1、g2。
從位於Fon的高頻側的動作點『Q』進入到Fon的低頻側的區域並且驅動頻率下降時，進一步減低頻率的控制的結果，到達圖中『Fmin』所示的最低頻率。
因此，如箭頭『U』所示那樣，將驅動頻率規定為比Fon高的Fmax後，使用於再起動的控制開始。即，在臨時性地提高驅動頻率後，通過使該頻率下降，來進行使OCV上升到目標值為止的控制。
再有，在本例中，考慮到電路結構和控制的簡單化等，轉移到容許上限頻率『Fmax』，但關鍵是，在放電燈因驅動頻率的下降而熄燈的情況下，使驅動頻率轉移到比Foff高的頻率區域，上述OCV控制可靠地開始就可以(在圖2所示的諧振曲線g1的高頻側區域中，對P3從高頻側靠近並提高輸出電壓。
作為上述(A)的電路結構的一例，圖4主要表示控制單元6的電路結構。
在本例中，表示採用了頻率依賴於輸入電壓而發生變化的電壓-頻率變換電路(以下，稱為『V-F變換電路』)的結構，圖中的『Vin』表示對V-F變換電路6a的輸入電壓，『Fout』表示由V-F變換電路6a變換後的輸出電壓的頻率。
V-F變換電路6a例如具有Vin越高Fout越低的控制特性，其輸出電壓被傳送到後級的電橋驅動部6b。電橋驅動部6b的輸出信號被分別輸出到開關元件5H、5L的控制端子。例如，在比諧振頻率Foff或Fon高的頻率區域中，Vin的值越大Fout的值越低，其結果，在輸出功率(或電壓)增大的方向上進行控制，相反地，Vin的值越小Fout的值越高，在輸出功率(或電壓)減小的方向上受到抑制。
這樣，Vin是與開關元件的頻率控制有關的控制電壓(頻率控制電壓)，在本例中，OCV控制部6c、燈功率控制部6d、復位控制部6e和後述的返回控制部6g的各輸出通過運算部6f被輸入到V-F變換電路6a。
OCV控制部6c是用於控制放電燈的點燈前的無負載時輸出電壓(OCV)的電路，在上述OCV控制中具有使驅動頻率下降並使對放電燈的輸出電壓增加的功能，例如，使用將放電燈的電壓檢測信號作為輸入信號的運算放大器來構成。
燈功率控制部6d是用於進行從放電燈開始點燈後向上述頻率區域fb(參照圖2)的轉移及穩定點燈時的功率控制的電路。例如，接受來自未圖示的熄燈判別電路的信號(與放電燈的點燈、熄燈的各狀態對應的二值信號)，在放電燈的點燈開始之後的頻率固定期間，將開關元件5H、5L的驅動頻率固定為f1，在經過該期間後提高開關元件的驅動頻率並轉移到區域fb。
在從圖2的f1向f2的頻率轉移中，例如，可列舉在以規定的時間常數逐漸趨近的控制方式，以及將位於f1和fw之間的頻率記為『fw』時，對於從f1向f2的頻率變化的速度，使從fw向f2的頻率變化的速度變慢的控制方式等。
在從f1向f2的轉移後，進行額定值下的功率控制。
復位控制部6e是用於進行圖3說明的頻率轉移控制的電路(其具體的結構後面論述)。
在運算部6f中，被輸入OCV控制部6c、燈功率控制部6d、復位控制部6e和後述的返回控制部6g的各輸出。例如，使用誤差放大器，在其一個輸入端子上輸入來自各控制部的信號，在另一個端子上供給規定的基準電壓，作為兩者的比較結果的誤差信號被作為『Vin』輸出。然後，由V-F變換獲得的頻率Fout的輸出信號經由電橋驅動部6b被作為對開關元件5H、5L的控制信號分別輸出。
圖5是表示復位控制部6e的結構例的方框圖，圖中所示的記號的意義如下記那樣。
·『Sv』＝燈電壓的電平判定信號(將燈電壓記為『VL』，將其比較上的閾值記為『Vsh』時，在『VL＜Vsh』的情況下呈現H(高)電平，在『VL≥Vsh』的情況下呈現L(低)電平)。
·『Si』＝放電燈的點燈/熄燈判別信號(在將燈電流記為『IL』，將其比較上的閾值記為『Ish』時，在『IL＜Ish』的情況下判斷為放電燈的熄燈狀態並呈現H電平，在『IL≥Ish』的情況下判斷為放電燈的點燈狀態並呈現L電平)。
『St『＝放電燈的點燈轉移控制時的判別信號(僅在放電燈的點燈開始後的對上述區域fb的頻率轉移期間中呈現L電平，在除此以外時，呈現H電平)。
再有，對於點燈/熄燈判別信號Si，例如，可列舉出檢測燈電流，並在比較器等比較單元中判別該電流值為零或近似為零，可獲得二值信號的電路結構，但在本發明的應用上，可採用各種點燈/熄燈判別電路。
上述信號Sv、Si、St被輸出到三輸入「與」(邏輯積)門15，它們的邏輯積輸出被傳送到構成計時單元的計數器16的復位端子(R)。在該計數器16上，供給來自未圖示的信號生成電路的時鐘信號『CLK1』，將對該時鐘信號進行了規定數計數時的輸出信號輸出到後級的單穩態多諧振蕩器17。
單穩態多諧振蕩器17接受來自未圖示的信號生成電路的時鐘信號『CLK2』，輸出具有規定的脈衝寬度的信號『So』，將其輸出到上述運算部6f。
在本例中，在電壓檢測單元13檢測的燈電壓低於閾值，並且使用電流檢測單元12或電壓檢測電阻14檢測的燈電流低於閾值的狀態持續預先決定的時間以上的情況下，從復位控制部6e輸出上述信號『So』，運算部6f的輸出降低，V-F變換電路6a的輸出信號的頻率臨時性地升高。由此，將開關元件的驅動頻率轉移到比諧振頻率Foff高的頻率區域。例如，在燈電壓低於OCV的目標值、燈電流為零安培或近似零安培的兩個條件被檢測出持續了規定時間以上的情況下，進行用於再起動的上述復位動作。
圖6是在上圖表示諧振曲線g1、g2，在其下方表示了上述信號Sv、Si和兩者的邏輯積『SvSi』的說明圖。
信號Sv在將圖中所示的閾值『Vsh』作為比較基準進行判定，通過放電燈點燈前的OCV控制而變成『VL≥Vsh』的情況下，呈現L電平。
信號Si在將閾值『Ish』作為比較基準進行判定，『IL≥Ish』的情況下，呈現L電平。
因此，邏輯積『SvSi』呈現H電平，成為Sv和Si都呈現H電平的下記三種情況。
·位於Foff的低頻側的範圍『R1』。
·處於Foff的高頻側，並且位於Fon的低頻側的範圍『R2』。
·位於Fon的高頻側的範圍『R3』。
上述『R1』是滿足上述兩條件的情況，在兩條件持續了預先決定的設定時間以上的情況下，臨時性產生使開關元件的驅動頻率比Foff高的狀態，並開始向OCV控制的轉移。
上述『R2』在與放電燈開始點燈後轉移到比Fon高的頻率區域(參照圖2的區域fb)的過渡期相當的範圍內，因此，為了在該範圍中不進行上述復位動作，需要除去(屏蔽)不滿足上述檢測條件的範圍。
在上述『R3』中，在放電燈熄燈的情況下，為了開始上述OCV控制並進行將開關元件的驅動頻率降低的控制，該範圍的停留時間不大於等於上述設定時間。
如以上那樣，除了燈電壓和燈電流的檢測情況之外，通過加入時間性元素(放電燈點燈開始後的向上述區域fb的轉移期間、以及燈電壓下降及燈電流下降的持續時間)，將上述R2、R3的範圍除外，可以僅正確地檢測R1。
再有，作為直接地檢測開關元件的驅動頻率的下降狀態的方法，例如，也可以考慮使用F(頻率)-V(電壓)變換電路來監視頻率，但考慮到在元件特性的偏差和溫度特性等的情況下，與頻率檢測的閾值有關，可靠性惡化，以及在F-V變換電路中一般需要電容器，成為控制用IC的端子增加和成本上升的原因等，優選是下記那樣的可在IC內部檢測的結構方式。
圖7是表示復位控制部6e的電路結構的一例的圖。
Sv、Si、St被輸入到「與」門18，該門的輸出信號被輸出到構成上述計數器16的D觸發器19至22的各復位端子(R)。多輸入「與」門18形成L有效輸入，除了信號Sv、Si、St以外，還被輸入來自後述的D觸發器25的輸出信號(Q輸出Q的反向輸出)和來自未圖示的供電復位(power-on reset)電路的初始化信號。再有，St是上述範圍R2的屏蔽上必要的信號。
D觸發器19至22，各預置端子(PR)及復位端子(R)被L有效，在預置端子上連接規定電壓的電源端子，復位端子連接到「與」門18的L有效輸出端子。
在初級的D觸發器19的時鐘輸入端子(CK)上，供給時鐘信號CLK1，它的D端子連接到Q輸出端子，同時連接到下級的D觸發器20的時鐘輸入端子(CK)。同樣，D觸發器20、21，各D端子連接到Q輸出端子，同時連接到下級的D觸發器20的時鐘輸入端子(CK)。而且，最後級的D觸發器22，其D端子連接到Q輸出端子。
第2級和第4級的各D觸發器20、22的Q輸出端子，分別連接到兩輸入「與」門23的輸入端子，「與」門23的輸出信號被輸出到D觸發器24的D端子，同時被作為上述信號So輸出。
D觸發器24、25，各預置端子(PR)及復位端子(R)被L有效，在預置端子上連接規定電壓的電源端子，同時對復位端子供給來自未圖示的供電復位電路的初始化信號。而且，在各D觸發器24、25的時鐘信號輸入端子(CK)上，分別供給時鐘信號CLK2。
D觸發器24的Q輸出被傳送到下級的D觸發器25的D端子，D觸發器25的Q輸出成為對「與」門18的輸入信號。
「與」門23的輸出信號So經由上述運算部6f被傳送到V-F變換電路6a。就V-F變換電路6a來說，例如，使用包含有可變電壓電容二極體的可變頻率振蕩電路，輸入電壓Vin的電平升高(降低)時，可變電壓電容二極體靜電容量增大(減小)，輸出脈衝的頻率下降(上升)。再有，在本發明的應用中，無論V-F變換電路的構成方式如何。此外，在電壓-頻率特性中，也可以是頻率隨著Vin的增加而增加的實施方式等。
與上述燈電壓VL的檢測有關的閾值Vsh低於OCV控制時的目標值，並作為可進行放電燈的點燈轉移的最低值來設定。此外，計數器16的設定時間，考慮到OCV達到Vsh為止的升壓期間的長度和上述範圍R3中的停留時間等(設定時間過短時，R3的誤檢測成為問題)，例如為100至150毫秒左右即可。
圖8和圖9是用於說明上述電路的動作的定時圖，圖8例示了放電燈開始點燈後正常地轉移到點燈狀態的情況，圖9例示了在點燈電路的輸出級中高電位側發生了接地的情況。
圖中所示的各記號的意義如下記那樣。
『ton』＝電源接通時刻。
『tocv』＝OCV首次達到閾值Vsh以上的時刻。
『tbd』＝放電燈的起動時刻。
『S18』＝「與」門18的輸出信號。
『S25』＝D觸發器25的Q輸出。
『Tcnt』＝計數器16的設定時間。
『Tw』＝信號So的脈衝寬度。
再有，對於其他信號，如已經敘述的那樣。
在圖8中，從電源接通後OCV達到Vsh為止的期間中，「與」門18的輸出信號為H電平，但該期間的長度比Tent短。因此，計數器16在tocv的時刻被復位，信號So仍為L電平。
在圖9中，放電燈因發生接地而熄燈，Si變成H電平，而燈電壓低於Vsh，Sv為H電平。由於St為H電平，所以變成「與」門18的輸出信號維持H電平的狀態。因此，計數器16的復位被解除，在Tcnt的計時動作後，So根據脈衝寬度Tw變成H電平。
下面，對於上述(B)的方式，根據圖10至圖13進行說明。
圖10是例示了諧振曲線g1、g2的曲線圖，就縱軸而言，用點燈前的諧振曲線g1表示輸出電壓，用點燈後的諧振曲線g2表示輸出功率OP。
在本例中，在放電燈的點燈時動作點P4在諧振曲線g2上位於比Fon高的高頻側。
而且，在放電燈的點燈中檢測出驅動頻率比Fon下降的情況下，如圖中點劃線的箭頭所示，進行將驅動頻率返回到比Fon高的電感性的頻率區域的控制。即，在點燈中驅動頻率進入到比Fon低的電容性的頻率區域的情況下，通過仍然維持放電燈的點燈，返回到比Fon高的頻率區域，採用不使進入到電容性區域的驅動頻率繼續下降(最終達到最低頻率『Fmin』)的處置。
在檢測出驅動頻率比Fon下降的情況下，通過是否持續一定時間以上，可以判定燈電流的減少趨勢及驅動頻率的下降趨勢。再有，對於從放電燈開始點燈的時刻起轉移到比Fon高的頻率區域的情況下的過渡期(是上述St為L電平的期間，參照圖2的『ΔF』)，從上述判定條件中除去(屏蔽)。
圖11是表示採用了本發明的電路結構一例26的圖，可以將它用作上述復位控制部6e的替代或對於該復位控制部並列設置(參照圖4的返回控制部6g)。
在本例中，設有使用了計數器的延遲電路27、配置在其後級的單穩態多諧振蕩器28、檢測燈電流的減少的電流變化檢測部29、檢測驅動頻率的降低的頻率變化檢測部30。
由未圖示的信號生成電路獲得的時鐘信號『CLK』被供給到構成延遲電路27的計數器，該電路輸出的H電平信號被輸出到單穩態多諧振蕩器28時，生成預先決定了脈衝寬度的輸出信號『S28』，並將其傳送到上述運算部6f。
電流變化檢測部29包括將使用電流檢測單元12或電流檢測電阻14檢測的燈電流的檢測信號(記為『SI』)變換成數位訊號的A(模擬)/D(數字)變換電路31；配置在其後級的N位移位寄存器32；以及幅值比較器33。
A/D變換電路31的輸出被作為對N位移位寄存器32的位輸入(參照圖中的『Sin』)及對幅值比較器33的一個輸入(參照圖中的『B』)來供給。N位移位寄存器32的輸出(參照圖中的『Sout』)成為對幅值比較器33的另一個輸入(參照圖中的『A』)。再有，在移位寄存器32的時鐘信號輸入端子(CK)上供給上述CLK。
A/D變換之後的輸出表示當前時刻的燈電流IL的檢測值，N位移位寄存器32的輸出表示僅過去N個CLK的時刻的燈電流IL的檢測值。幅值比較器33比較兩者的大小，根據『A＜B』的不等式條件輸出二值信號。即，與過去的時刻相比，在當前時刻燈電流變小的情況下(燈電流減小)，將H電平信號輸出到「與」門37。
頻率變化檢測部30構成對開關元件的驅動頻率的變化進行檢測的檢測部件，在該檢測部，將上述運算部6f的輸出信號(例如，在使用了誤差放大器的構成方式中為該放大器的輸出信號)代用於頻率的檢測。即，該輸出信號相當於上述Vin，它的增加(下降)對應於開關元件的驅動頻率的降低(增加)，驅動頻率以與Vin的變化相反的關係而發生變化，所以可以使用Vin間接地監視驅動頻率。頻率變化檢測部30包括用於將Vin變換為數位訊號的A/D變換電路34；配置在其後級的N位移位寄存器35；以及幅值比較器36。
A/D變換電路34的輸出被作為對N位移位寄存器35的位輸入(參照圖中的『Sin』)及對幅值比較器36的一個輸入(參照圖中的『B』)來供給。N位移位寄存器35的輸出(參照圖中的『Sout』)成為對幅值比較器36的另一個輸入(參照圖中的『A』)。再有，在移位寄存器35的時鐘信號輸入端子(CK)上供給上述CLK。
A/D變換之後的輸出表示當前時刻的Vin的電平，N位移位寄存器35的輸出表示僅過去N個CLK的時刻的Vin的電平。幅值比較器36比較兩者的大小，根據『A＜B』的不等式條件輸出二值信號。即，與過去的時刻相比，在當前時刻的Vin電平高的情況下(驅動頻率降低)，將H電平信號輸出到「與」門37。
三輸入「與」門37在幅值比較器33、36的輸出信號及上述信號St都為H電平的情況下，對延遲電路27輸出H電平信號(起動信號)而使該電路動作。而且，在經過預先設定的時間後，從延遲電路27對單穩態多諧振蕩器28輸出信號，規定寬度的信號S28通過上述運算部6f被輸出到V-F變換電路6a。
圖12是概略地表示在有關『f＝Fon』的大致對稱的諧振曲線g2中動作點因頻率下降而進入到低於Fon的電容性區域後，在點『Ps』的檢測後，根據表示為『Δf』的頻率變化量而返回到比Fon高的高頻側區域的狀況的圖。
如圖中實線箭頭所示，在動作點進入到比Fon低的低頻側區域的情況下，這種情況通過電流變化檢測部29被檢測為SI的減少及通過頻率變化檢測部30被檢測為Vin的增加(驅動頻率的降低)。而且，經過延遲電路27的一定時間，在動作點『Ps』信號S28臨時性地呈現H電平。該信號S28通過上述運算部6f被輸出到V-F變換電路6a。即，信號S28變為H電平時，運算部6f內的誤差放大器的輸出信號電平下降，這種情況被反映為V-F變換電路6a中的頻率的增加部分『Δf』。
構成延遲電路27的計數器的設定時間，被設為開關元件的驅動頻率從諧振頻率Fon的時刻下降到一半『Δf/2』為止的期間(可維持放電燈的點燈的範圍內)的長度。即，考慮到控制電路的特性，通過規定計數器的設定時間，以在『Fon-(Δf/2)』的範圍內檢測驅動頻率的下降，從而可以保證在維持放電燈的點燈狀態下從電容性區域向電感性區域的平滑的轉移。
圖13是表示在放電燈的點燈中驅動頻率比諧振頻率Fon降低的情況下的控制例的定時圖，圖中所示的各記號的意義如下述那樣。
·『S33』＝幅值比較器33的輸出信號。
·『S36』＝幅值比較器36的輸出信號。
·『S37』＝「與」門37的輸出信號。
·『S27』＝延遲電路27的輸出信號。
·『S28』＝單穩態多諧振蕩器28的輸出信號。
再有，SI、Vin如上述那樣，B表示點燈電路的電源電壓。
此外，圖中所示的期間和時間的意義如下述那樣。
·『T1』＝OCV的控制期間(ton～tbd的期間)。
·『T2』＝從點燈開始時刻向上述區域fb的轉移控制期間(St為L電平的期間)。
·『T3』＝從過渡狀態向穩定控制的轉移期間。
·『Td』＝延遲時間(表示以S37的上升沿為起點的S27的延遲)。
·『τ』＝幅值比較器(33、36)的延遲時間。
再有，在圖的右上方，表示驅動頻率的變化，『(Fon)』表示向諧振頻率Fon的到達時刻，『(Ps)』表示向動作點Ps(參照圖12)的到達時刻。
在本例中，表示了在電源接通後放電燈點燈後，電源電壓B因某些原因而下降，即使降低驅動頻率並達到諧振頻率Fon，也不能將期望的功率投入到點燈的狀況下的電路動作。
燈電流的檢測信號SI在期間T2中上升，在期間T3中呈現峰值後開始下降，大致變成一定值。此外，對於Vin，在期間T1中上升，在期間T2中大致在一定的範圍，在期間T3下降，大致變成一定值。
S33在SI的下降中呈現H電平，S36在Vin的上升中呈現H電平。
St除了期間T2以外呈現H電平，作為S33、S36、St的邏輯積輸出的S37在它們全部為H電平的情況下呈現H電平。
從S37為H電平的時刻起，除了Td的延遲時間以外，輸出S27的脈衝，在S28的H電平期間Vin下降，驅動頻率上升(參照圖12所示的Δf的頻率上升)。
根據該控制，通過防止驅動頻率下降而進入到低於Fon的電容性區域的情況，以使該頻率不陷於仍舊繼續下降的狀況，從而可以實現放電燈的點燈維持。即，在圖13所示的例子中，在電源電壓的下降後，在諧振頻率Fon的附近(圖12的Δf所示的範圍內)變動驅動頻率，放電燈繼續點燈。
再有，在本例，在以放電燈的點燈維持作為前提的頻率轉移控制中，示出了使用延遲電路的結構，但不限於這樣的例子，也可以在檢測出燈電流及驅動頻率的降低的時刻直接返回到電感性區域。此外，在該控制中檢測出放電燈熄燈的情況下，或者在該控制因某些理由不能充分起作用，從而開關元件的驅動頻率明顯下降的情況下，如前述(A)那樣，使驅動頻率比Foff更高，轉移到OCV控制，進行再起動。
根據以上說明的結構，可獲得下述所示的各種優點。
·檢測位於比諧振頻率Foff低的低頻側的電容性區域中的動作狀態，進行電路的再起動。
·在放電燈的點燈被維持的狀態下，通過使動作狀態從位於比諧振頻率Fon低的低頻側的電容性區域返回到比Fon高的高頻側的電感性區域，可以事先防止驅動頻率的下降。
·與使用F-V變換電路來監視開關元件的驅動頻率的結構相比，在精度和可靠性上優良，而且有利於電路結構的簡化和低成本。
·在引起了直流輸入電壓的下降和點燈電路的輸出級中的接地等的情況下，保證再起動，或者，可以維持放電燈的點燈(例如，在對汽車燈具的應用中，有助於提高夜間行駛的安全性)。
·通過採用了一對開關元件5H、5L、以及兼用於交流變換及起動信號的升壓的變壓器7的電路結構，有利於小型化、高頻化和低成本等。
權利要求
1.一种放電燈點燈電路，包括直流-交流變換電路，接受直流輸入電壓並進行交流變換；起動電路，用於對放電燈供給起動信號；以及控制單元，用於控制上述直流-交流變換電路輸出的功率，其特徵在於所述直流-交流變換電路具有串聯諧振電路，該串聯諧振電路包含由所述控制單元驅動的多個開關元件、以及電感元件或變壓器及電容器，在將所述放電燈的熄燈時的所述串聯諧振電路的諧振頻率記為『Foff』，將所述放電燈的點燈時的所述串聯諧振電路的諧振頻率記為『Fon』時，在所述放電燈的點燈時，使所述開關元件的驅動頻率為比Fon高的頻率，從而進行該元件的驅動控制，在檢測出上述驅動頻率下降從而所述放電燈熄燈的情況下，使所述驅動頻率轉移到比Foff高的頻率區域。
2.一种放電燈點燈電路，包括直流-交流變換電路，接受直流輸入電壓並進行交流變換；起動電路，用於對放電燈供給起動信號；以及控制單元，用於控制上述直流-交流變換電路輸出的功率，其特徵在於所述直流-交流變換電路具有串聯諧振電路，該串聯諧振電路包含由所述控制單元驅動的多個開關元件、以及電感元件或變壓器及電容器，在將所述放電燈的熄燈時的所述串聯諧振電路的諧振頻率記為『Foff』，將所述放電燈的點燈時的所述串聯諧振電路的諧振頻率記為『Fon』時，在所述放電燈的點燈時，使所述開關元件的驅動頻率為比Fon高的頻率，從而進行該元件的驅動控制，在上述放電燈的點燈中檢測出所述驅動頻率比Fon下降的情況下，使所述驅動頻率返回到比Fon高的頻率區域。
3.如權利要求1所述的放電燈點燈電路，其特徵在於，在檢測出所述驅動頻率下降從而所述放電燈熄燈的情況下，將所述驅動頻率規定為比所述Fon高的容許上限頻率，進行再起動。
4.如權利要求1或權利要求3所述的放電燈點燈電路，其特徵在於，設有對所述放電燈上施加的電壓進行檢測的電壓檢測單元、以及對流過所述放電燈中的電流進行檢測的電流檢測單元，在由所述電壓檢測單元檢測出的燈電壓低於閾值、並且由所述電流檢測單元檢測出的燈電流低於閾值的狀態持續了預定的時間以上的情況下，使所述驅動頻率轉移到比所述Foff高的頻率區域。
5.如權利要求2所述的放電燈點燈電路，其特徵在於，設有對流過所述放電燈中的電流進行檢測的電流檢測單元，以及檢測所述驅動頻率或其控制電壓的檢測單元，在由所述電流檢測單元檢測出的燈電流減少、並且所述驅動頻率的下降被所述檢測單元檢測出，該狀態持續預定的時間以上的情況下，使所述驅動頻率轉移到比所述Fon高的頻率區域。
全文摘要
本發明的課題是，尋求開關元件的驅動頻率不變成比諧振頻率下降的狀態的對策，維持放電燈的點燈狀態，並保證向再點燈動作的轉移，其中，開關元件構成了利用串聯諧振的直流－交流變換電路。在具備直流－交流變換電路(3)、起動電路(4)、用於功率控制的控制單元(6)的放電燈點燈電路(1)中，具有由控制單元(6)驅動的多個開關元件(5H、5L)、以及串聯LC諧振電路(7p、8、9)。在放電燈的點燈時，使開關元件的驅動頻率為比諧振頻率Fon高的頻率，進行開關元件的驅動控制，在驅動頻率下降而檢測出放電燈熄燈的情況下，使驅動頻率轉移到比Foff高的頻率區域(fa2)並進行再起動。而在放電燈的點燈中驅動頻率比Fon下降的情況下，將驅動頻率返回到比Fon高的頻率區域(fb)。
文檔編號H05B41/28GK1856204SQ20061007772
公開日2006年11月1日 申請日期2006年4月24日 優先權日2005年4月25日
發明者太田真司 申請人:株式會社小糸製作所