M元fsk信號的接收機的製作方法

2023-05-23 13:38:36

專利名稱：M元fsk信號的接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及用於接收並解調M元FSK(移頻鍵控)信號的接收機，這裡M具有2或4的值。這樣的信號調製方案可用在例如數字尋呼這樣的選呼系統中。
背景技術：
在附圖的

圖1中表示一種現有的用於FSK信號的解調器。該圖是一個延遲和相乘解調器的方塊示意圖，該延遲和相乘解調器可以和一個零IF接收機一起使用，該零IF接收機提供基帶的複數信號。該複合數位訊號施加到輸入端10。該輸入端10連接到乘法器12的一個輸入端和延遲級14。該延遲級14的輸出端連接到該乘法器12的第二輸入端。延遲的選擇是任意的。該乘法器12的輸出信號(仍然是複數信號)在低通濾波器12中進行低通濾波。該濾波器16的輸出施加到在其輸出提供硬判定的判定級18。
在這種解調器中，復指數波的頻率是通過在一個固定的時間範圍內測量相位變化來進行估算的。
以下將討論圖1的離散時間實現，其中接收信號的第K個樣值被表示成Rk=ejTsk]]>這裡Ts為取樣間隔，而ω是將被估算的角頻率。形成一個判定變量Yk=RkRk-m*]]>ej(Tsm)]]>這裡m為所選擇的樣值的整數。
發明的公開本發明的目的在於按照能夠對被解調信號作出軟判決的方式解調基帶的複數信號。
按照本發明的一個方面，提供了一種解調M元FSK信號的方法，這裡M等於2或4，該方法包括把FSK信號作為N個重複的差分移相鍵控信號進行處理，求出所述重複的對數似然比，以及積分所說對數似然比，以便得到包括每個被發射的符號的比特的最大似然估計。
本發明的該方面提供了一種接收和解調M元FSK符號的方法，這裡M等於2或4，該方法包括提供在基本上為零的中頻處的正交相關的下變頻信號，過取樣這些信號，用延時樣值乘每一樣值，時延量的選擇使得乘積包括組成了M元FSK信號的比特的對數似然比，以及在積分濾波器中組合多個所說對數似然比，以便得到包括被發射的符號的比特的最大似然估計。
按照本發明的第二方面，提供了M元的FSK信號的解調器，這裡M等於2或4，該解調器包括把FSK信號作為差分移相鍵控信號的N次重複進行處理的裝置，求出所述重複的對數似然比的裝置，以及積分所說對數似然比以得到包括每個發射符號的比特的最大似然估計的裝置。
本發明的該第二方面提供了用於處理M元FSK符號的接收機，這裡M等於2或4，該接收機包括產生在基本上為零的中頻處的正交相關信號的裝置，過取樣這些信號的裝置，具有供所述樣值用的輸入端的延時和相乘解調器，選擇延時使得該解調器的正交相關輸出是組成M元符號的比特的對數似然比，以及一個積分濾波器，用於組合多個所說對數似然比，以得到包括被發射的符號的比特的最大似然估計。
本發明基於這樣一種認識，即FSK信號可被看作是差分移相鍵控信號的N次重複。因此，如果FSK符號被過取樣，則所得到的子符號可被視為DPSK符號。當這樣的子符號被施加到一個延時和相乘解調器而該延遲為最適當時，則將從該乘法器得到對數似然比。在一個積分濾波器中積分這些比值將給出發射符號的最大似然估計。結果是可應用一種很簡單的判決算法。附圖的簡要說明現在將參照以下附圖用例子描述本發明，其中圖1為一個延時和相乘解調器的示意方塊圖；圖2為時間(橫座標)和相位(縱座標)的關係曲線圖，說明在3200波特具有4800Hz頻偏的4-FSK的相位軌跡；
圖3為表示映射在複平面上的雙比特和頻率偏移的圖；圖4為按本發明製作的一個接收機優選實施例的示意方塊圖；圖5為按本發明製作的另一個接收機優選實施例的示意方塊圖，以及圖6說明在到一復相乘/共軛級的輸入的相圖(4.8KHz頻偏，線性模式)。
在附圖中，相同的參考號數用於指示相應的部件。
實現發明的方式在下列說明中，M元FSK被視為具有符號重複編碼的M元DPSK。例如，在3200波特上具有±4.8KHz和±1.6KHz頻偏的4-FSK可被視為在12800波特上的π/4-DQPSK，每個符號重複4次。
圖2說明如果取樣是在每個符號4個樣值的情況下進行的，並且這些樣值正好在最佳時序瞬間取得，則每個取樣間隔的相位變化為±3π/4弧度，對於該符號的四個可能測量的間隔而言，它分別相應±4.8KHz的頻偏。然而，如果該取樣是未對準的或任意的，則四個測量間隔中只有三個將包含可靠的信息。因此由於在解調之前不可能恢復符號時序，所以後一種情況是最可能出現的。如果N是過取樣速率而m是樣值延時數，則只有判決變量的N-m次計算將包含從正好一個符號中收集的信息；高達m個的符號包含引起符號間幹擾(ISI)的混合信息。為使該判決變量的信噪比最大，一個匹配濾波器將施加到接收波形的N-m個樣值的已知的矩形部分。所要求的匹配濾波器是一個FIR濾波器。全部N-m個抽頭加權設定為1。
值Ts和離散延時m這樣選擇^Tsm=(M-1)M]]>對於具有最大角偏移為ω弧度/秒的M元FSK系統，積Tsm可視為一個常數，而在理論上Ts和m能具有一個寬的數值範圍。但是由於該FSK信號是被過取樣的，所以必須Ts是該符號周期的一部分，m＞1，取若干個整數值。
以上由積Tsm給出的延遲的選擇在複平面上給出合成點的最大歐幾裡德距離分離。它還意味著非常簡單的取樣判決電路能用於2-或4-級移頻鍵控調製。
圖3所示映射是通過4-FSK調製如此對於選擇延遲m得到的，即M個點在單位圓上彼此等距。
由于格雷編碼以及由離散延時的選擇獲得的特定頻率至相位的映射，所以可採用非常簡單的判決算法1.如果R(Yk)＞0，則最低有效比特＝1；否則為0，2.如果J(Yu)＞0，則最高有效比特＝1；否則為0。
這無疑不需要任何三角函數來使判決變量的相位和最可能被發射的符號相關。
如果m的值太小而使延時過短，則效果將是這樣在複平面上的點將是成串的。另一方面，如果m太大而使延時過長，則效果將是這樣在複平面上的點將重疊。
參照圖4，接收機包括一個混頻器52，其一個輸入端連接到一個天線50，其第二輸入端連接到一個本地振蕩器54。選擇該本振54的頻率，以便將在天線50接收到的FSK信號的頻率下變頻為零IF信號。一個低通濾波器56從混頻的其他乘積選擇所要求的複數零IF信號。取樣裝置S1連接到該濾波器56的輸出端，樣值被直接地或通過一個任選的量化裝置58加到一個延時和相乘解調器12，14的一個輸入端，該任選的量化裝置58如用虛線所示的可以是一個限幅放大器或A/D轉換器。
輸入端10連接到一個複數乘法器12的一個輸入端，在經受由a*表示的復共軛運算之後加到一個延時級14，其輸出端連接到該乘法器12的第二輸入端。乘法器12的輸出端連接到一個FIR濾波器16，該濾波器16包括具有N-m個抽頭的一個移位寄存器18，這些抽頭加權被設定為1。這些抽頭連接到一個累加級20，其輸出連接到一個1/N分樣級22，該分樣級22每N個樣值產生一個輸出。該分樣級22具有一個連接到復正交級24的輸出端，該復正交級24產生連接到各判決級26，28的I和Q輸出端，判決級26，28判定在它們輸入端上的信號是否大於零。參照圖3中所示相位圖，26，28級的輸出各自提供該雙位比特的最高有效比特(msb)和最低有效比特(1sb)。
運行時，該FIR匹配濾波器16的輸出的分樣應當按照由一個合適的時序恢復裝置確定的一個時序相位被執行(例如平方律符號時序恢復裝置)。
為方便理解本發明，考慮加到π/4DQPSK的一個基帶差分解調器的複數輸出。圖4說明該差分編碼如何通過將該複數信號乘以其自身的被延時的復共軛而被消除，共軛用*來表示。
如果Zin的符號間隔樣值表示為Zk而噪聲樣值表示為Nk，該隨機變量Nk假定為具有零平均值和總方差σ2的高斯分布。如果接收的幅度表示為a，則Zk=aej(k+)+Nk]]>由於衰減作用，這裡φ是一個任意的相位，θk是在發射機側對目前符號施加的相位信息。因此，到該復相乘的另一個輸入為Zk-m*=aej(-k-m-)+Nk-m*]]>假定在該接收符號周期期間，對φ的衰減充分地緩慢以致於不發生變化。給出Zout的樣值表示式為ZkZk-m*]]>現在它可寫成ZkZk-m*=a2ej(k-k-m)+a(ej(k+)Nk-m*+ej(-k-m-)Nk*)+NkNk-m*]]>為簡化起見，將忽略最後一項，a和φ將考慮為常數。可以看出ZkZk-m*的實虛部為高斯分布，方差為a2σ2。平均值僅由第一項確定並取決於在m個取樣周期範圍內發射相位的變化。如果選擇的m使可能的相位變化為Δφε{±π/4，±3π/4}，ZkZk-m*的實和虛部的平均值將為a2/2]]>而這將取決於發射的信息比特。因此在以下的分析中它們被作為具有附加高斯噪聲的獨立的二進位信號進行處理。
Xi＝R(ZkZk-m*)的p.d.f.(概率密度函數)是近似正交的，該p.d.f.由下式給出f(xi|b)=1a2e-(xi-a2b/2)2/2a22]]>這裡b是+1或-1，取決於發射的l.s.b.
類似地，Xq＝J(ZkZ*k-m)的p.d.f.是正交的，由下式給出f(xi|b)=1a2e-(xi-a2b/2)2/2a22]]>這裡b是+1或-1，取決於發射的m.s.b.因此Xi的似然比(應用貝色爾理論)為Ai=f(xi|+1)f(xi|-1)=e-(xi-a2/2)2/2a22e+(xi+a2/2)2/2a22=e2a2xi/2a22=e2xi/2]]>而對數似然比簡化為ln(i)=2xi/2]]>類似地ln(q)=2xq/2]]>由此，在噪聲方差固定以及信噪比較高的條件下差分檢測器的正交輸出可直接用作軟判決信息。
圖5說明本發明的另一實施例，其中複數項用實數算法擴展。通過將在天線50上接收的信號耦合到混頻器52，53的第一輸出端，在一解調器的各自的輸入端10A，10B上產生正交相關信號I和Q。正交相關本地振蕩器信號由本振54和90°相移器55產生，並加到混頻器52，53的第二輸入端。本振頻率是這樣選擇的，使FSK信號向下混頻成零IF。同相位I信號和正交相位Q信號從混頻乘積通過各自的低通濾波器56，57選擇。該I和Q信號用例如由控制器60控制的開關裝置S1和S2進行取樣。樣值被直接或通過量化裝置58，59加到解調器的輸入端10A，10B，每個量化裝置58，59可以包括一個限幅放大器或一個A/D轉換器。該輸入端10A，10B被加到各連接點11A，11B。在相應連接點處將I和Q信號施加到各個延時和相乘級12A，14A和12B，4B。從該乘法器12A，12B的輸出被組合在相加器30中，輸出端32輸出Iout信號到在圖4中所示類型的FIR濾波器，分樣級和判定級。
延時級14A輸出端的信號和連接點11B上的信號在乘法器34中相乘，其乘積信號加到差分級38的一個輸入端。延遲級14B的信號和連接點11A上的信號按同樣方式在乘法器36中相乘，其積加到該差分級38的第二輸入端。從該級38的輸出Qout加到終端40，FIR濾波器、分樣級和判定級的結合連接到該終端40(未示)。
應當指出，各分樣級的輸出能直接用作進一步促成誤差校正(FEC)處理的軟判決。
能夠看出圖5中所示內部結構很類似於差分和相乘結構的部分。其外部通常用於計算全延時和相乘結構的實部，在正常情況下，在FM鑑頻器中不要求這種全延時和相乘的結構。
並非試圖使FM鑑頻器的非線性特性減到最小，而是意識到Qout＝sinΔφ，以及Iout＝cosΔφ這裡Δφ為每個在m個樣值延時範圍內的相位變化。這樣，接收到的頻偏被映射在複平面的不同點上。例如，物理構造可利用模擬電子學或離散時間數字系統。使用Z標誌表示延遲意味著一種離散時間的實施，但並不意味著排除模擬替代方案的可能性。
由於完整性的原因，將描述一種延時和相乘解調器的有限制的型式，在該種型式中，對該解調器的I和Q輸入在進入該延時和相乘解調器的通道上每個都單獨地受到限制的(量化到一比特)。現在就3200波特和每符號72個樣值，頻偏為±4.8KHz和±1.6KHz的4-FSK的情況來解釋這種有限制的輸入方式的工作。考慮輸入頻偏為4.8KHz，以及選擇成m＝18個取樣的延時。參照圖6，該輸入信號可視為圍繞單位圓旋轉1.5倍的一個相位復矢量ph，而該延遲的復矢量Dph滯後3π/4弧度。
在線性情況下，判定變量由這兩個旋轉矢量的復乘積(同一個輸入的共軛)形成，對該區間這將導致一個固定的矢量ei3π/4，在該區間上兩個相位復矢量同速旋轉(N-m個取樣)。這些輸出矢量在FIR濾波器中相加，以產生將用於進行符號判定的一個大的矢量(N-m)eiπ/4。
對於單比特的I和Q輸入情況，這些相位復矢量必須具有一個幅角，該幅角為π(n+1/2)/2之一，n＝0，1，…，3，所以兩個幅角之差(由同共軛複數相乘形成)必須是π/2的倍數。如果要求該兩個幅角的差為±3π/4或±π/4，這似乎是異乎尋常的。然而，部分結果的矢量合成對所要求的判定變量給出了近似值。例如，一個4.8KHz頻偏的符號可使下列樣值匯集在54個抽頭(N-m＝72-18＝54)的FIR濾波器中6x-1，6xj，6x-1，6xj，6x-1，6xj，6x-1，6xj，6x-1(這裡x表示重複)。該判定變量近似地具有要求的相位，因為對於例如54(-1+j)的實虛部期待具有相同絕對值的一個合成矢量。
對於較低的±1.6KHz的頻偏，該兩個相位復矢量標稱相離±π/4弧度，但是由於I和Q分量的量化而被迫設成0弧度，或±π/2弧度。對於每個可能的判定矢量，典型的運行長度為18個樣值。因此該54個抽頭的FIR濾波器可包含例如這樣的一個序列18x1，18xj，18x1，該序列對54(1+j)的所期待的線性結果而言是再一次的近似。
輸入信號的單比特性質使得可使用一個相對簡單的數字電路去實施在圖5中所示的方案。例如乘法器12A，12B，34，36可用「同」門取代，而相加器和相減器30，38可用半加器取代。
根據閱讀了本發明的公開之後，對本專業的技術人員而言即可明白其他的改型。這些改型可以包括另外的特徵在設計，製造和使用FSK解調器和接收機以及其元件部分時已了解的特徵，以及可用來取代或附加在此已描述過的特徵的特徵。在本申請中雖然用特定的組合表達了權利要求，但應當理解，本發明公開的範圍還包括任何新的特徵或在此顯式或隱式或任何概括而公開的特徵的任何組合，而不管它是否與本發明以任一相同權利要求要求的內容相關，以及不管它是否減輕了任一或所有本發明要解決的相同的技術問題。申請人在此給出提示，在執行本申請或由本申請產生的進一步的申請期間可以對這樣的特徵和/或這樣的特徵的組合形成新的特徵。
工業應用M元FSK信號的接收機和/或解調器。
權利要求
1.一種解調M元FSK信號的方法，M等於2或4，包括把該FSK信號作為差分移相鍵控信號的N次重複進行處理，求出所說N次重複的對數似然比，以及積分所說對數似然比，以便得到包括每個被發射的比特的最大似然估計。
2.一種接收並解調M元FSK信號的方法，M等於2或4，包括提供基本上為零中頻處的正交相關下變頻信號，過取樣這些信號，用延時樣值乘每個樣值，時延量的選擇使得乘積包括組成了M元FSK符號的比特的對數似然比，以及在積分濾波器中組合多個所說對數似然比，以便得到包括被發射的符號的比特的最大似然估計。
3.按照權利要求2的方法，其中延時m的選擇是根據下列等式確定的^Tsm=(M-1)M]]>這裡Ts是取樣間隔，而
是以每秒以弧度為單位的最大角偏移。
4.M元FSK信號的解調器，M等於2或4，包括把FSK信號作為差分稱相鍵控信號的N次重複進行處理的裝置，求出所述N次重複的對數似然比的裝置，以及積分所說對數似然比以得到包括每個發射符號的比特的最大似然估計的裝置。
5.M元FSK符號的接收機，M等於2或4，包括生成基本上為零中頻處的正交相關信號的裝置，過取樣這些信號的裝置，具有供所述樣值用的輸入端的延時和相乘解調器，選擇延遲使得該解調器的正交相關輸出是組成M元符號的比特的對數似然比，以及一個積分濾波器，用於組合多個所說對數似然比，以得到包括被發射的符號的比特的最大似然估計。
6.按權利要求4的接收機，其中延時m按下列等式選擇^Tsm=(M-1)M]]>這裡Ts是取樣間隔，而
是以弧度為單位的每秒最大角偏移。
7.按權利要求4或5的接收機，其特徵在於，積分濾波器包括FIR濾波器，其抽頭加權被設定為1。
8.按權利要求4～6任一權利要求的接收機，其特徵在於該解調器還包括連接到積分濾波器的輸出端的分樣裝置，連接到該分樣裝置用於產生正交相關輸出的裝置，以及根據每個正交相關輸出大於或小於零而形成判決的裝置。
9.按權利要求4的接收機，其特徵在於所說用於產生正交相關輸出信號的裝置具有第一和第二輸出端分別用於同相和正交相位信號，在於第一和第二延時和相乘解調器分別連接到該第一和第二信號輸出端，在於該第一和第二延遲和相乘解調器的每一個包括分別連接到該第一和第二信號輸出端的第一和第二延時裝置，並具有各自的第一和第二延時輸出端，第一相乘裝置具有連接到所說用於產生正交相關信號的裝置的第一信號輸出端的第一輸入端以及連接到該第一延遲輸出端的第二輸入端，第二相乘裝置具有連接到所說用於產生正交相關信號的裝置的第二信號輸出端的第一輸入端以及連接到該第二遲延輸出端的第二輸入端，第三相乘裝置具有連接到第一延遲輸出的第一輸入端以及連接到所說用於產生正交相關信號的裝置的第二信號輸出端的第二輸入端，第四相乘裝置具有連接到第二延遲輸出的第一輸入端以及連接到所說用於產生正交相關信號的裝置的第一信號輸出端的第二輸入端，累加裝置連接到第一和第二相乘裝置的輸出端，用於提供同相對數似然比，而差分裝置連接到該第三和第四相乘裝置的輸出端，用於提供正交對數似然比。
全文摘要
一種接收並解調M元FSK符號的方法和接收機,M等於2或4,包括過取樣一接收信號,以便得到分別被作為重複的DBPSKπ/4DQPSK符號進行處理的子符號。該子符號被施加到一個延時和相乘解調器,該解調器的延遲的持續時間已被最佳化,以便在一個單位圓上給出M個等距點。該解調器的輸出包括對數似然比,這些對數似然比然後在一積分濾波器中進行積分,以便給出包括被發射的符號的比特的最大似然估計。
文檔編號H04L27/156GK1176723SQ96192176
公開日1998年3月18日 申請日期1996年11月13日 優先權日1995年11月17日
發明者C·J·H·雷澤爾 申請人:菲利浦電子有限公司