把複數帶通信號轉變為數字基帶信號的裝置的製作方法

2023-05-15 18:43:46

專利名稱：把複數帶通信號轉變為數字基帶信號的裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及把複數帶通信號轉變為數字基帶信號的裝置。本發明還涉及發射/接收裝置和帶有這樣的裝置的集成電路。
本發明處於遠程通信領域。具體地說，它們處於數字遠程通信系統領域，其中大量的發射/接收裝置按照多址方法在一定的頻帶上或者其一部分上運行。這裡在每個發射/接收裝置的接收單元中，在可以檢測由其他發射/接收裝置產生的包含於其中的數據值之前，把帶通信號，例如，通過天線所接收的無線電信號或由此產生的中頻信號轉換為數字基帶信號。
儘管本發明可以應用於任意無線或者有線數字遠程通信系統，但是本發明以及以其為基礎的問題都是參照IEEE 802.15.4的″ZigBee″通信系統解釋。
背景技術：
為了在相對較短的距離(約10m)內無線傳遞信息，可以採用所謂″無線個人區域網絡″(WPAN)。與″無線區域網″(WLAN)相反，WPAN傳輸數據只需要很少或者甚至不需要基礎設施，使得可以在一個寬闊的應用範圍內實現小巧、簡單、能效高的和成本低廉的裝置。
標準IEEE 802.15.4規定低速率WPAN，毛數據速率達250千比特/秒，應用於工業監測和控制的固定或移動裝置，在傳感器網絡中，在自動化以及計算機外圍設備範圍內和適用於交互式遊戲。除了該裝置可以非常簡單和成本低廉地實現以外，對於能耗極低的裝置具有決定性的意義。於是，採用該標準電池壽命力求達到幾個月至幾年。
在物理層的平面上，IEEE 802.15.4規定在幾乎世界範圍內可供使用的ISM-頻帶(工業、科技、醫療)約2,4GHz，總共16個(載波頻率)信道，信道幀頻(Kanalraster)為5MHz。對於250千比特/秒的毛數據速率，在這些信道中符號速率為62,5千符號/秒，以fC＝2兆時隙/秒的時隙速率進行擴頻以及設置偏移-QPSK調製(四相移相鍵控)。
在ISM-頻帶中傳輸的帶通無線電信號在接收方首先轉換(亦即，變換)為數字基帶信號。儘管只有在同步成功之後才必須激活接收單元的其他電路單元，但是把帶通信號轉換為基帶用的裝置必須當對前置序列的所謂監聽階段(″Rx監聽模式″)時已經激活。因此，這種裝置的能耗對於整個發射/接收裝置的能耗非常重要。
已知的把帶通信號轉換為數字基帶信號用的裝置要求兩個模數轉換器來把在基帶或中頻範圍偏移的複數信號的實部和虛部數位化。這裡的缺點是實現要求高和運行能耗增大。為此常常採用算術單元，諸如濾波器等。為了完成時間離散的算術運算，如加法和/或乘法，不僅在相應發射/接收裝置的實現要求方面，而且在運行能耗上都有缺點。

發明內容
在這個背景下，本發明的任務在於，提出一種把複數帶通信號轉換成數字基帶信號用的裝置，它既不要求用兩個模數轉換器，又不要求用算術單元來進行時間離散的算術運算，並使簡單的和成本低廉地實現發射/接收裝置和運行節能成為可能。
按照本發明，這個任務通過帶有權利要求1、11或12的特徵的裝置、發射/接收裝置和集成電路解決。
按照本發明的裝置具有下列單元a)模擬濾波單元，形成來這樣地對複數帶通信號進行濾波，抑制有用頻帶之外的信號部分，由濾波後的信號只形成實部，準備實數帶通信號，b)只有一個與模擬濾波單元連接的模數轉換器，形成來把實數帶通信號轉換為帶有一位寬的採樣值的數位訊號，c)與該模數轉換器連接並作為查閱表構成的數字濾波單元，形成來準備複數濾波後的信號，其中該數位訊號藉助於複數FIR-濾波進行濾波，抑制有用頻帶之外的信號部分，d)與該數字濾波單元連接的採樣速率降低單元，形成來降低複數濾波後的信號的採樣速率，並準備速率降低後的信號，和e)與該採樣速率降低單元連接的混頻單元，形成來把速率降低後的信號轉換為數字基帶信號。
按照本發明的發射/接收裝置和按照本發明的集成電路帶有各自一個這樣的裝置。
本發明的本質在於，為了求出實數帶通信號(中頻信號)，只用一個解析度為每個採樣值只有一位的模數轉換器進行數位化。在所得到的數字(中頻)信號轉換為基帶之前，藉助於一個作為查閱表構成的數字濾波單元進行複數FIR-濾波。此外，在最後藉助於混頻單元轉換為數字基帶信號之前，降低該複數濾波後的信號的採樣速率。一個這樣的裝置既不需要兩個模數轉換器，又不需要算術單元來進行時間離散的乘法或者加法，使簡單而成本低廉地實現發射/接收裝置，而且運行節能成為可能。因為按照本發明基本上只有實現該輸入/輸出關係，所以免去了不然就會出現的與算術單元，諸如″加法器樹″相聯繫的信號行程時間(延遲時間)，這在數據速率非常高時特別有利。
從從屬權項以及參照附圖的描述將得知本發明的有利的配置和擴展。
在一個有利的配置中，形成該模擬濾波單元，藉助於Butterworth-濾波對複數帶通信號進行三階濾波。這樣一個模擬濾波單元足夠好地抑制鄰近信道和噪音信號，此外實現簡單，而且運行時節能，從而使簡單而成本低廉地實現發射/接收裝置和運行時節能成為可能。
在另一個有利的配置中，形成該模擬濾波單元，用以形成實數帶通信號，其中放大濾波後的信號的實部值並將其限制在一個最大值上。因此，模數轉換器的輸入可以覆蓋一個較大動態範圍。因為只放大濾波後信號的實部值，亦即，只放大實數信號，有利地達到較低的能耗以及降低實現要求。
最好形成該模數轉換器，以16Msps採樣速率對實數帶通信號進行採樣。通過這個採樣速率，以8倍的時隙節拍做到，一方面在一位的解析度下接收靈敏度足夠高，而另一方面，特別是該數字濾波單元實現簡單。
在一個有利的配置中，該數字濾波單元是一個與模數轉換器連接的二進位移位寄存器和一個與該二進位移位寄存器和該採樣速率降低單元連接的存儲器。這裡最好形成二進位移位寄存器，存儲該數位訊號5個值，而同時最好形成存儲64個複數值的存儲器。該數字濾波單元的這種實現特別簡單的和運行時節能。
在另一個有利的配置中，形成混頻單元，更換速率降低後的信號的數值的實部和/或虛部的符號。以此該混頻單元可以非常簡單地實現和節能運行。
在一個推薦的擴展中，形成該採樣速率降低單元，使複數濾波後的信號採樣速率降低一半。這裡形成該混頻單元，交換速率降低後的信號數值的實部和虛部，和/或更換該數值的實部和/或虛部的符號。這樣，濾波後的信號簡單而又節能地變換為基帶。所得到的數字基帶信號具有一個對應於4倍時隙節拍的速率，使得發射機和接收機振蕩器之間的頻率偏差造成的時間漂移有利地較好，而且不用附加的內插濾波器即可平衡。
在另一個有利的擴展中，形成採樣速率降低單元，使該複數濾波後的信號的採樣速率降為1/4。在這種情況下形成該混頻單元，對速率降低後的信號每隔一個數值交換實部和虛部的符號。用這樣的方法，濾波後的信號簡單而又節能地變換為基帶。
該複數(並因而還有實數)帶通信號呈現基本上2MHz的中頻。這樣一個(較低)的中頻數值對發射/接收裝置的實現要求和能耗上起積極的作用。


下面根據在附圖的示意圖中給出的實施例對本發明作了較詳細的說明。附圖中圖1是帶有按照本發明的發射/接收裝置的按照IEEE 802.15.4的″無線個人區域網絡″(WPAN)的一個示例；圖2是按照IEEE 802.15.4的帶有按照本發明的裝置的發射/接收裝置的接收單元的實施例；和圖3是圖2第一實施例中不同信號的頻譜功率密度。
具體實施例方式
在這些圖中，相同的和功能相同的元件和信號，只要不特別指出，都標以相同的引用符號。
圖1表示按照IEEE-標準802.15.4的″無線個人區域網絡″(WPAN)10的一個例子。它包括三個發射/接收裝置(收發機，TRX)11-13，採取固定或者移動裝置的形式，藉助於無線電信號進行無線信息交換。發射/接收裝置11是一個所謂全功能裝置，它承擔WPAN-協調器的功能，而同時發射/接收裝置12，13涉及所謂部分功能裝置，它從屬於該全功能裝置11，而且只可以與之交換數據。除了圖1所表示星形網絡拓撲以外，其中雙向的數據傳輸只有在各自部分功能裝置12，13和全功能裝置11之間才進行，而在部分功能裝置12，13之間不可以進行，該標準還規定所謂″點到點″拓樸，此時所有全功能裝置都可以與各自所有其他全功能裝置通信。
該發射/接收裝置11-13包括各自一個天線14、與該天線連接的發射單元(發射機，TX)15、與該天線連接的接收單元(接收機，RX)16和與該發射和接收單元連接的控制單元(控制單元，CTRL)17，用以控制該發射和接收單元15，16。此外，發射/接收裝置11-13各自包含圖1中沒有示出電池形式的電源單元，用以向單元15-17以及其他組件，諸如傳感器、執行器等供電。
下面將因此出發，在2,4GHz下在ISM-頻帶(工業、科技、醫療)中進行數據傳輸。
每個發射/接收裝置的發射單元15按照IEEE 802.15.4把各自要發射的數據流轉變為要通過其天線14輻射的無線電信號，其中各自要發射的數據流(毛數據速率250千比特/秒)首先轉化為4位寬度的符號(符號速率62,5千符號/秒)，並將其轉變為一個接一個的由符號值規定的由各自32個時隙組成的PN-序列(偽噪音)(時隙速率fC＝2兆時隙/秒)。因而，該擴頻增益(擴頻增益)等於8。接著，該一個接一個的PN-序列用半正弦脈衝成形偏移QPSK-調製(四相移相鍵控)，把頻譜移入ISM-頻帶的16個信道中的一個，最後為傳送而放大。
每個發射/接收裝置的接收單元16都把從它們天線14接收的和由按照IEEE 802.15.4的發射/接收裝置的發射單元產生的無線電信號儘可能無差錯地轉換為所發射的數據，其中對所接收的無線電信號還進行濾波，變換為基帶，進行解調並檢測數據(判決)。除了有效信道部分，亦即，第二發射/接收裝置在要求的信道傳輸的發射信號以外，還有所接收的鄰近信道部分，亦即，頻譜中相鄰的信道傳輸的如第三發射/接收裝置發射的信號。
這裡發射/接收裝置的發射單元15和接收單元16都是集成電路，例如，ASIC(專用集成電路)或者ASSP(專用標準產品)的一部分(在圖1中沒有示出)，而同時控制單元17用微控制器(同樣沒有示出)實現。該發射/接收裝置最好只呈現為一個集成電路(例如，製作為ASIC或者ASSP)，它完成發射單元15、接收單元16和控制單元17的功能。
圖2表示帶有按照本發明的把複數帶通信號轉換為數字基帶信號用的裝置20的接收單元(RX)16的方框圖。圖3示意地表示來自圖2不同的信號的頻譜功率密度。
按照圖2該接收單元16包含一個與該天線14連接的放大/混頻單元21，接在該放大/混頻單元21後面的按照本發明的裝置20以及接在該裝置20之後的數據檢測單元27。根據由該放大/混頻單元21準備的複數帶通信號xIFc，該裝置20產生一個同樣的複數數字基帶信號xBB，其後在數據檢測單元27中進行解調和檢測(判決)，以便恢復原來發射的數據值。傳遞複數信號用的複數信號或電路連接在這些圖中用雙線箭頭表示。
裝置20具有下列串聯連接的功能塊模擬濾波單元(CHSEL)22、模數轉換器(ADC)23、數字濾波單元(FIR)24、採樣速率降低單元25和混頻單元26。模擬濾波單元22在這裡在輸入一側與放大/混頻單元21連接，而同時混頻單元26有一個與數據檢測單元27連接的輸出端。
形成數據檢測單元27，用以檢測要發射的數據值，有一個在輸入側與該裝置20的混頻單元26連接的解調單元28、一個接於其後的相關單元29和一個接在相關單元29之後的檢波單元30。
從天線14接收的實數無線電信號xRF，如正如上面參照圖1所描述的，也許可以呈現一個或者多個頻譜上隔開的鄰近信道部分，在放大/混頻單元21中首先藉助於低噪音放大器(LNA)放大並通過多相濾波器分解為同相分量(I)和正交分量(Q)。接著，藉助於兩個混頻器把這樣形成複數接收信號(帶有實部I和虛部Q)轉變為約2MHz的中頻範圍，形成中頻信號xIFc(IF，中頻)。中頻信號xIFc是一個複數帶通信號。該中頻信號xIFc的頻譜功率密度(功率譜密度)PSD示意地表示於圖3。從圖3a可以看出，由於中頻範圍內的轉換，在中頻fIF＝2MHz的情況下有效信道部分(陰影線表示)的中頻和頻譜上處於左鄰的鄰近信道部分(不用陰影線表示)的中頻由於5MHz的信道幀頻而處於fIF-5MHz＝-3MHz。由於與載波頻率(約2，4GHz)相比2MHz中頻fIF較低的值，在圖2中所示接收單元16稱為″低IF″接收單元。
形成模擬濾波單元(CHSEL)22，以便求出實數帶通信號xIFr，其中對複數帶通信號xIFc進行濾波，抑制有用頻帶，亦即有用信道頻帶之外的信號部分，並從濾波後的信號形成實部。濾波單元22一方面用來選擇要求的信道(有用信道)或抑制相鄰信道，而另一方面限制噪音信道。為此在濾波單元22中藉助於複數三階Butterworth-濾波把複數帶通信號xIFc的帶寬限制在約2MHz。一個這樣的濾波單元22實現簡單而且運行時節能。接著，濾波後的信號實部的值在濾波單元22藉助於所謂限幅放大器放大，並將其限制在一個最大值上，使實部在數值不超過該最大值。
因為只形成並進一步處理濾波後的信號的實部(xIFr)，在圖2中所示的接收單元16稱為″實數低IF″接收單元。通過該實部形成簡化了以下功能塊的結構，從而基本上簡化整個接收單元。特別是以下進一步加工只需要一個模數轉換器，這是有利的。
在圖3b中，示意地表示實數帶通信號xIFr的頻譜功率密度。通過該實部形成，給出一個共扼的直線頻譜，從而給出一個對頻率f＝0對稱的頻譜功率密度。
實數帶通信號xIFr最好用採樣速率為16Msps(兆樣本/秒)或採樣頻率為16MHz的模數轉換器23進行採樣(亦即，中頻fIF整數倍)並以只有一位的位寬N進行量化。由於中頻範圍數位化，圖2所示的接收單元16也稱為″數字低IF″接收單元。申請人的模擬已經表明，由於N＝1位進行量化，與無限精度(解析度)的量化的理論情況相比，接收靈敏度只略微惡化。所得到的數字IF-信號xD的頻譜功率密度作為歸一化圓頻率的函數Ω＝2π*(f/fS)示意地示於圖3c，其中數值Ω＝π是一個未歸一化的頻率對應於f＝fS/2＝8MHz。因為數位訊號xD也是實數值，所以它在這裡也給出對Ω＝0對稱的(″直的″)頻譜功率密度。除了陰影線表示的有效頻帶分量以外，約Ω＝±π/4或f＝±fS/8＝±fIF＝±2MHz在圖3c中可以看出只用一位(N＝1)量化造成的無陰影線的幹擾分量。
數字濾波單元24藉助於複數FIR-濾波(有限脈衝響應)對數位訊號xD進行濾波，以便抑制有用頻帶之外的信號部分，例如，模數轉換時出現的量化造成的，準備一個複數濾波後的信號。數字濾波單元24作為查閱表實現並具有一個與ADC 23連接的二進位移位寄存器和一個與移位寄存器、ADC 23和速率降低單元25連接的存儲器，在其中保存濾波後的信號xF所有可能的數值。申請人的模擬表明，該FIR-濾波最好可以用6個濾波係數進行。在這種情況下形成各6個一個接一個的數位訊號xD，一個地址，藉此從該存儲器讀出剛好總共26＝64個貯存的複數值，並作為濾波後的信號xF的值準備。該地址由xD各自實際上的位值和各自以前的5個位值組成，它中間存儲在長度為5的二進位移位寄存器中。。採用這樣的絲毫不要求算術運算的濾波，數位訊號xD的帶寬被限於約2MHz，並達到約20dB的衰減。濾波後的信號xF的頻譜功率密度作為歸一化圓頻率的函數Ω示意地表示於圖3d。因為該濾波後的信號xF是複數，所以給出對Ω＝0不對稱的的頻譜功率密度。除了陰影線表示的有效頻帶分量以外，在圖3d中約為Ω＝+π/4或f＝fS/8＝fIF＝2MHz，示意地根據無陰影線的範圍看出，量化幹擾分量被該濾波衰減。
形成採樣速率降低單元25，以便把複數濾波後的信號的採樣速率以一個因數M≥2降低，並準備一個速率降低了的信號xR。最後同樣是複數的速率降低了的信號xR藉助於混頻單元26在頻譜上移到基帶(向左移動了2MHz)，並產生複數數字基帶信號xBB。
按照第一推薦的實施例，濾波後的信號xF的採樣速率在採樣速率降低單元25以因數M＝2降為16Msps/2＝8Msps。以此使該混頻單元26可以非常簡單地實現。基帶混頻所要求的為帶有複數指數序列的乘法在第一實施例的情況下(採樣速率＝4*fC＝Msps)簡化為帶有時間可變的因數的乘法exp(-j*k*π/2)＝(-j)k(1)其中exp(*)標示復指數函數，而k是速率降低了的信號xR的數值的時間下標。根據下標k的值xR的附屬的複數值還可以乘一個{±1，±j}的值，使得混頻單元26在該情況下必須交換xR值實部和/或虛部的符號和/或用虛部換實部。這種運算不要求諸如加法和乘法算術運算。
數字基帶信號xBB的頻譜功率密度作為歸一化圓頻率的函數Ω′＝M′Ω＝4π*(f/fS)示意地示於圖3e，其中數值Ω′＝π對應於一個未歸一化的頻率f＝fS/M/2＝fS/4＝4MHz。因為該基帶信號xBB是複數，所以給出一個對Ω′＝0不對稱的頻譜功率密度。重新用陰影線表示的有效頻帶分量Ω′＝0(基帶)由於速率降低為M＝2分之一，即從Ω′＝-π/4降至Ω′＝+π/4。這對應於f＝-fS/16＝-1MHz至+1MHz的頻率範圍。
在第二實施例中，採樣速率降低單元25中濾波後的信號xF的採樣速率以因數M＝4降為16Msps/4＝4Msps，亦即，降為2倍時隙速率fC。在這種情況下該複數乘法簡化為與以下數值的乘法exp(-j*k*？)＝(-1)k(2)亦即，每隔一個xR數值交換實部和虛部的符號，亦即奇數下標k的數值。在這種情況下也不要求算術運算。
該數字基帶信號xBB以8Msps(第一實施例)或4Msps(第二實施例)呈現一個對應於4或2倍時隙速率fC(fC＝2兆時隙/秒)的速率。這個信號xBB引入解調單元28和在圖2沒有示出的同步單元。該同步單元藉助於xBB與所謂數據框的前置序列的相關，總共4和或兩個採樣相位最優，從而該數字基帶信號xBB可以在該解調單元28中以最優相位以4或2分之一欠採樣。
接著，所得到的時隙採樣信號在解調單元28中藉助於MSK-解調器解調並通過相關單元29進行相關，亦即，用PN-序列相關。最後該發射的數據在該檢波單元30中檢波(判決)，其中求出相關結果，相應數據(符號)值的最大相關結果或所分配的相應的數據位。
儘管上面已經根據實施例描述了本發明，但是它們不限於此，而是可以以各種各樣的改變。這樣本發明限於，例如WPAN按照IEEE802.15.4的WPAN或那裡規定擴頻、調製和多址方法、頻帶、位、符號時隙速率和分級性，仍舊限於所給出的中頻值、採樣頻率、濾波頻帶寬度、類型和階次等。本發明可以更確切地說最好用於不同的無線或者有線的數字通訊系統。
標號表10按照IEEE-標準802.15.4的數據傳輸系統/無線個人區域網絡(WPAN)11-13 發射/接收裝置(收發機，TRX)14 天線15 發射單元(發射機，TX)16 接收單元(接收機，RX)17 控制單元(CTRL)20 接收用的裝置21 放大/混頻單元22 模擬濾波單元(CHSEL)23 模數轉換器24 數字濾波單元(FIR)25 採樣速率降低單元26 混頻單元27 數據檢測單元28 解調單元(DEMOD)29 相關單元(COR)30 檢波單元(DET)ADC 模數轉換器BB 基帶
BP 帶通CHSEL 信道選擇COR 相關單元，去擴頻器CTRL 控制單元DEMOD 解調器DET 檢波器FIR 有限脈衝響應IF 中頻(中頻)ISM 工業、科技、醫療(2,4GHz下的頻帶)LNA 低噪音放大器Mchip/s 兆時隙/秒MSK 最小偏移鍵控Msps 兆樣本/秒PN 偽噪音PSD 功率譜密度，頻譜功率密度QPSK 四相移相鍵控RF 無線電頻率RX 接收單元TP 低通TRX 發射/接收裝置，收發機
TX 發射單元，發射機WPAN 無線個人區域網絡Ω*歸一化圓頻率Ω＝2π*(f/fS)Ω』 歸一化圓頻率Ω＝M*Ω＝4π*(f/fS)d 數據符號/位exp(*) 復指數函數f 頻率fC 時隙速率；時隙節拍fIF 中頻fRF 無線電頻率fS 採樣頻率k 時間下標M 速率降低/欠採樣的因數xBB 複數數字基帶信號xD 實數數位訊號xF 複數濾波後的信號xIFc 複數帶通/中頻信號xIFr 實數帶通/中頻信號xR 複數速率降低了的信號xRF 無線電信號
權利要求
1.把複數帶通信號(xIFc)轉換為數字基帶信號(xBB)的裝置(20)，包括a)模擬濾波單元(22)，形成來對該複數帶通信號(xIFc)進行濾波，以便抑制有用頻帶之外的信號部分，從濾波後的信號只形成實部並準備實數帶通信號(xIFr)，b)只有一個與該模擬濾波單元(22)連接的模數轉換器(23)，形成來把實數帶通信號(xIFr)轉換成帶有一位寬度採樣值的數位訊號(xD)，c)與模數轉換器(23)連接並作為查閱表構成的數字濾波單元(24)，形成來準備濾波後的複數信號，其中該數位訊號(xD)藉助於複數FIR-濾波進行濾波，以便抑制有用頻帶之外的信號部分，d)與該數字濾波單元(24)連接的採樣速率降低單元(25)，形成來降低複數濾波後的信號(xF)的採樣速率並準備速率降低了的信號，e)與該採樣速率降低單元(25)連接的混頻單元(26)，形成來把該速率降低了的信號(xR)轉換為數字基帶信號(xBB)。
2.按照權利要求1的裝置，其特徵在於，該模擬濾波單元(22)形成來藉助於三階Butterworth-濾波對複數帶通信號(xIFc)進行濾波。
3.按照上列權項中一項的裝置，其特徵在於，該模擬濾波單元(22)形成來形成實數帶通信號(xIFr)，其中把濾波後的信號實部的值限制在一個最大值上。
4.按照上列權項中一項的裝置，其特徵在於，模數轉換器(23)形成來以16Msps的採樣速率對實數帶通信號(xIFr)進行採樣。
5.按照上列權項中一項的裝置，其特徵在於，該數字濾波單元(24)有一個與模數轉換器(23)連接的二進位移位寄存器和一個與二進位移位寄存器和該採樣速率降低單元(25)連接的存儲器。
6.按照權利要求5的裝置，其特徵在於，其中該二進位移位寄存器形成來存儲5個數位訊號(xD)的數值，以及其中該存儲器形成來存儲64個複數值。
7.按照上列權項中一項的裝置，其特徵在於，該混頻單元(26)形成來交換速率降低了的信號(xR)數值實部和/或虛部的符號。
8.按照上列權項中一項的裝置，其特徵在於，其中a)採樣速率降低單元(25)，形成來把複數濾波後的信號(xF)的採樣速率減少一個因數(M)2，b)混頻單元(26)，形成來交換速率降低了的信號(xR)數值的實部和虛部，和/或交換該數值的實部和/或虛部的符號。
9.裝置按照權利要求1至7中的一項的裝置，其特徵在於，其中a)採樣速率降低單元(25)形成來把複數濾波後的信號(xF)的採樣速率降低一個因數(M)4，b)混頻單元(26)形成來每隔一個數值交換速率降低了的信號(xR)的實部和虛部的符號。
10.按照上列權項中一項的裝置，其特徵在於，其中複數帶通信號(xIFc)具有一個基本上為2MHz的中頻(fIF)。
11.發射/接收裝置(11-13)，特別是用於按照IEEE-標準802.15.4的數據傳輸系統(10)，包括a)天線(14)，b)一個與天線(14)連接的發射單元(15)，特別是用以按照IEEE-標準802.15.4發射數據；c)一個與天線(14)連接的接收單元(16)，帶有按照權利要求1至10中的一項的裝置，d)一個與發射單元(15)和接收單元(16)連接的控制單元(17)，用以控制該發射單元(15)和接收單元(16)。
12.集成電路，特別是按照權利要求11的發射/接收裝置用的集成電路，帶有一個按照權利要求1至10中的一項的裝置。
全文摘要
本發明涉及一種把複數帶通信號轉換為數字基帶信號用的裝置。按照本發明該裝置有a)模擬濾波單元，形成來對該複數帶通信號進行濾波，以便抑制有用頻帶之外的信號部分，由濾波後的信號只形成實部和準備實數帶通信號，b)只有一個與該模擬濾波單元連接的模數轉換器，形成來把實數帶通信號轉換為帶有一位寬度採樣值的數位訊號，c)一個與該模數轉換器連接和作為查閱表構成的數字濾波單元，形成來準備複數濾波後的信號，其中該數位訊號藉助於複數FIR－濾波進行濾波，以抑制有用頻帶之外的信號部分，d)一個與該數字濾波單元連接的採樣速率降低單元，形成來降低複數濾波後的信號的採樣速率，並準備速率降低了的信號，和e)一個與該採樣速率降低單元連接的混頻單元，形成來把速率降低了的信號轉換為數字基帶信號。本發明還涉及發射/接收裝置和帶有這樣的裝置的集成電路。
文檔編號H04L25/02GK1941651SQ20061015181
公開日2007年4月4日 申請日期2006年9月5日 優先權日2005年9月28日
發明者德克·哈恩茨切爾, 託馬斯·哈努斯, 麥可·施密特 申請人:愛特梅爾(德國)有限公司