一種比較器的自適應閾值電路的製作方法

2023-05-08 17:14:31 1

一種比較器的自適應閾值電路的製作方法
【專利摘要】一種比較器的自適應閾值電路，它的閾值電壓適應輸入信號特性。在一個實例中，存儲在峰值檢測電容中的穩定狀態閾值電壓由兩個射隨器的基極-發射極電壓比值產生。當輸入信號變化時，閾值電壓隨著輸入信號的變化而變化。電壓控制的電流源檢測輸入信號的幅值，並通過控制電阻上的壓降來調整閾值電壓的幅值。一個反饋信號表明耦合到自適應閾值電路的比較器輸出端的狀態是用來提供滯後的。在另一個實例中，閾值電壓由第一電阻上的壓降決定。電壓控制的電流檢測輸入信號的幅值，並通過控制第二電阻上的壓降來調整閾值電壓的幅值。
【專利說明】—種比較器的自適應閾值電路
【技術領域】:
[0001]本發明涉及用於比較器的閾值電路。更特別的是，本發明涉及新型的自適應閾值電路，用於產生閾值電壓給比較器，該比較器將輸入信號與閾值電壓相比較，從而產生的閾值的電壓適應輸入信號的特性。甚至更特別的是，本發明涉及自適應閾值電路能夠適應光電二極體前置放大器輸出端的閾值電壓。
[0002]在數字通信系統中，光電二極體接收器用於檢測由發光二極體(LED)傳輸的光脈衝。光電二極體通常提供一個輸入電流給前置放大器，該前置放大器將輸入電流轉換為電壓並增加適度的增益。一個比較器通過前置放大器輸出電壓與閾值電壓的比較來重構接收到的脈衝。這種光電二極體接收器通常工作在很寬的頻率範圍、脈衝幅度和環境光線條件下。
[0003]由於光電二極體的電流與入射光成比例,環境光可以在前置放大器輸出端產生較大的直流偏置和不必要的低頻交流信號。為了彌補這種不利影響，光電二極體的接收器通常採用一個跨導模塊與前置放大器相連接，形成一個伺服迴路。跨導模塊將電流反饋到前置放大器的輸入端，以至於當沒有光脈衝接收時，前置放大器的輸出等於預設的偏置電平。
[0004]為了重構接收的脈衝，比較器的負輸入端連接到前置放大器的輸出端，比較器的正輸入端連接到被設定在預設偏置電平和最小脈衝幅度之間的中間閾值電壓。當前置放大器的輸出電壓超過閾值電壓時，比較器的輸出端由高變為低，當前置放大器的輸出電壓低於閾值電壓時，比較器的輸出端由低變為高。在這種結構中，任何在前置放大器輸出端的直流偏置表現為比較器輸入端的差分模式偏置。在理想情況下，伺服迴路取消了光電二極體輸出信號的任何直流和低頻分量，以至於比較器只通過高於閾值電壓的脈衝。
[0005]然而，伺服迴路不能取消在跨導模塊上的直流偏置。通常，跨導模塊的輸入級包括一個高度退化的差分放大器，具有寬的動態範圍，但也有一個大的輸入參考偏置。這個偏置等幅出現在前置放大器上，並且可能與放大的光電二極體是同一量級。如果光電二極體接收器必須捕獲低電平信號，該前置放大器上的直流偏置可能大於閾值電壓。作為一個結果，比較器不能捕獲任何脈衝，因為前置放大器的輸出信號可能永遠不會與閾值電壓交叉。
[0006]通常微調電路通過給跨導模塊輸入端添加一個補償偏置來減少偏置誤差。然而，這種方法的一個問題是每個電路必須進行調整或「修剪」，因此，在製造過程中需要越來越多的時間和費用。
【背景技術】:
[0007]此外，典型「修剪的固定閾值」電路通常不能適應某些獨特的光電二極體特性。在高脈衝幅值時，光電二極體導通一個非零電流，在接收到的光脈衝結束後維持一段時間。由於這一電流，前置放大器輸出端在脈衝結束時急劇下降(「銳截止區」)，隨後有一相對較慢的衰減(「尾部」)到一直流電平。如果光電二極體接收器工作在很寬的頻率範圍和脈衝幅度範圍內，在收到下一個脈衝之前，尾部區從一個脈衝不會衰減到低於預定的閾值電壓。如果發生這種情況，比較器可能再次無法檢測接收到的脈衝。此外，即使尾部衰減低於閾值電壓，重建的脈衝寬度將比所接收到的光脈衝寬度長。
[0008]一個抵消這些直流偏置誤差方法是取代「修剪的固定閾值」電路，該電路提供自適應觸發閾值，如具有快速單電源的自適應觸發電路，如圖3所示。自適應觸發電路設置比較器的閾值電壓在最高和最低峰值振幅的中點。該電路採樣兩個峰值檢測器來捕獲兩個電容輸入信號的高峰和低峰。一對高值串聯電阻與兩個電容相連接，並用於(I)設置高峰電容的放電時間和低峰電容的充電時間，(2)形成一個分壓器,設置在兩個電容器之間的閾值電壓。由於閾值電壓未設置為一個固定水平，自適應觸發電路消除了微調電路的需要，但適應被比較的信號。
[0009]然而，上述自適應觸發電路的一個缺點是它需要一個初始峰值來設置閾值電壓。由於初始閾值電壓等於穩態直流輸入信號幅值，比較器對第一脈衝的響應是不可預知的。此外，上述自適應觸發電路需要大量的電阻值來保持較長高峰電容的放電時間和低峰電容的充電時間，以至於閾值電壓保持在輸入信號的高峰和低峰足夠長的持續時間。
[0010]此外，如果在穩態階段，上述自適應觸發電路無光脈衝接收，然後突然接收到很大的光電二極體脈衝時，低峰電容慢慢從初始偏置信號電平充電到最低的「尾巴」電平。在這種情況下，在接收到初始高幅值脈衝後，閾值電壓被設置為高峰值和初始偏置電平之間的電平閾值電壓。在慢速充電期間，閾值電壓緩慢增加到中點值，這可能低於或在二極體響應特性的尾部區域。如果是前者，比較器可以不在這段時間內接收脈衝觸發，如果是後者，比較器產生的脈衝寬度大於接收的脈衝寬度。
[0011]LED和光電二極體之間的距離通常在I釐米到I米的範圍內。如果光電二極體和LED很近甚至是接觸時，光電二極體產生一個脈衝寬度失真的高幅值電流。如果在上述自適應觸發電路的閾值電壓設置低於前置放大器的峰值輸出，比較器的輸出脈衝寬度將比接收到的光脈衝更大。上述問題不能通過比例電阻來增加閾值電壓到中點以上，但該問題已被可靠地解決。在最小的信號電平，這樣的調整可能會增加比較器的誤觸發輸出，從而降低接收器的噪聲免疫力。

【發明內容】
:
[0012]因此，本發明的目的是提供一種改進的自適應閾值比較器電路，它的一個低閾值電壓用來觸發光電二極體產生的低輸入信號脈衝，並且用於與觸發電平相適應的更高輸入信號電平，以至於光電二極體獨特的輸出電流特性不會改變比較器的觸發。
[0013]進一步提供一種改進的自適應閾值比較器電路，產生一個可變閾值電壓以至於比較器可準確地響應初始脈衝。
[0014]進一步提供一種改進的自適應閾值比較器電路，該電路在比較器的輸入端提供低
差模直流偏置。
[0015]本發明的另一個目的是提供一種改進的自適應閾值比較器電路，該電路工作在很寬的輸入信號頻率和脈衝幅值。
[0016]同時，本發明提供一種改進的自適應閾值比較器電路，該電路調整不對稱的光電二極體脈衝以至於閾值被設置在「銳截止區」，在高幅值光電二極體的下降沿。
[0017]進一步提供一種改進的自適應閾值比較器電路，該電路調整失真的光電二極體脈衝，如當LED與光電二極體相接觸時的結果，以至於閾值電壓被設置低於前置放大器輸出峰值電壓，以準確地再現接收的脈衝寬度。
[0018]本發明的技術解決方案:
[0019]這些發明的目的是通過一種自適應閾值電路提供:(I)基於輸入信號幅度和斜率的不同閾值電壓電平；(2)在高於輸入信號偏置電平的一個固定電壓差上的初始閾值電壓。
[0020]對比專利文獻:CN103019289A用於集成電路的自適應偏置201210359640.2【專利附圖】

【附圖說明】:
[0021]附圖將對本發明的優點作進一步的描述。部分器件的參考字符已在圖中標明。
[0022]圖1A是一個傳統的直流伺服迴路放大器和比較器的示意圖。
[0023]圖1B顯不圖1A中前置放大器輸出直流偏置各個層次的輸入電流和輸出電壓。
[0024]圖2是圖1A直流伺服迴路放大器的一個詳細的原理圖，基於本發明的原則修改的。
[0025]圖3顯示了在「低電平」的輸入信號下圖2比較器電路輸入端相對於時間的電壓特性。
[0026]圖4顯示了比較器電路輸入端相對於時間的電壓特性，用於內部滯後比較器。
[0027]圖5顯示了在「中值電平」的輸入信號下圖2比較器電路輸入端相對於時間的電壓特性。
[0028]圖6顯不了在「高電平」的輸入信號下一個典型的光電二極體的輸出電流相對於時間的響應特性。
[0029]圖7顯示了在帶有「尾巴」特性的「高電平」的輸入信號下圖2比較器的輸入端相對於時間的電壓特性，並且圖2電路的部分將被去除。
[0030]圖8顯示了在帶有「尾巴」特性的「高電平」的輸入信號下圖2比較器的輸入端相對於時間的電壓特性，該「尾巴」特性由光電二極體接收到「高電平」的光脈衝產生。
[0031]圖9是一個自適應閾值觸發電路的另一個實例。
[0032]圖10顯示了在「低電平」的輸入信號下圖9比較器電路輸入端相對於時間的電壓特性。
[0033]圖11顯示了在「中值電平」的輸入信號下圖9比較器電路輸入端相對於時間的電壓特性。
[0034]圖12A顯示了當光電二極體和LED相接觸時，一個典型光電二極體的電流相對於時間的響應特性。
[0035]圖12B顯示了當光電二極體和LED相接觸時，在「高電平」的輸入信號下圖9比較器電路輸入端相對於時間的電壓特性。
【具體實施方式】:
[0036]圖1A顯示了一個傳統直流伺服迴路放大器和比較器190的簡化示意圖100。在圖1A中，前置放大器160的負輸入端耦合到節點104，正輸入端耦合到節點109，輸出端耦合到節點106。光電二極體102在接地端和節點104之間耦合，並以電流I的形式提供輸入給前置放大器160，電流I根據照射在光電二極體上的光照量變化。在缺少光照的情況下，光電二極體102從節點104吸收電流。隨著光照強度的增強，電流I也增加。
[0037]反饋電阻150設定前置放大器160的增益，並且在節點104和節點106之間耦合。二極體152和電晶體108的基極-發射極電路(電晶體108的集電極耦合到正電源端(V+))被分別耦合到電阻150，並以反相關係來限制電阻150上的電壓。二極體152和電晶體108設定前置放大器160的最大直流信號電平輸出。直流偏置和閾值設置網絡185包括電流源140(產生電流ITH)，電阻142和二極體136與138。節點109上的電壓是二極體136與138導通電壓和，提供直流偏置給前置放大器160。
[0038]跨導模塊170 (「GM模塊170」)在節點104和106之間耦合，並包括運算放大器172，電阻174與178和電容176與180。運算放大器172的正輸入端通過一個低通濾波器耦合到節點106，該低通濾波器由電阻174和電容176形成。運算放大器172的負輸入端通過一個低通濾波器耦合到運算放大器172的輸出端，該低通濾波器由電阻178和電容180形成。運算放大器172的負輸入端也耦合到節點109，來設置運算放大器172的直流偏置。運算放大器172的輸出端通過電阻179耦合到節點104。
[0039]GM模塊170的功能是控制前置放大器160輸出端的直流電平。電阻174和178的值完全相等，電容176和180的值也完全相等。當運算放大器172的正輸入端頻率增加時，相等頻率的設定值降低了 GM模塊170的增益。另外，電阻179將運算放大器172的輸出電壓轉變為節點104處的輸入電流，並設置GM模塊170的增益。該增益等於電阻150與179的比值。如果運算放大器172沒有輸入參考直流偏置，GM模塊170使前置放大器160輸出端的直流電平等於節點109上的直流電平。
[0040]前置放大器160的輸出端耦合到運算放大器172的正輸入端和比較器190的負輸入端。比較器190的正輸入端耦合到直流偏置和閾值設定網絡185上。1-R電壓由電流Ith通過電阻142產生，電阻142設定比較器190的輸出閾值電壓VT。通常，Ith和電阻142被選擇以至於比較器190的閾值電壓被設定到約為前置放大器160的直流偏置輸出最小信號的一半以上。比較器190可能具有內置的滯後，在比較器輸出開關從高變為低後，內部轉移閾值電壓降。
[0041]然而，圖1A的電路很容易受到直流偏移的誤差。運算放大器172的輸入級通常是在寬動態範圍內的線性操作。然而，運算放大器172的偏置通常比前置放大器160的偏置大很多。在運算放大器172輸入端上的任何直流偏置也出現在前置放大器160的輸出端。如果這個偏置量與前置放大器160輸出端上的最小信號電平相同，則比較器190可能將無法檢測低電平的光電二極體信號。
[0042]這個問題在圖1B中被說明。軌跡1000顯示了節點104上的光電二極體電流(圖1A中的電流I正向流出節點104)。如果光電二極體電流的峰值是300nA並且反饋電阻150達到50千歐，那麼前置放大器160輸出端電壓的峰峰值是15mV。軌跡1020顯示了耦合到比較器190正輸入端的閾值電壓，軌跡1050說明了比較器190的輸出電壓。如圖1B所示，前置放大器160輸出端沒有直流偏置，比較器190準確地再產生所接收的光脈衝。
[0043]前置放大器160輸出端的直流偏置以一個比較器190負輸入端的差模偏置出現。軌跡1030和1040分別顯示了前置放大器160輸出端-18mV和+IOmV直流偏置。在圖1B中的信號值，對於-1OmV的偏置(軌跡1030)，前置放大器160輸出端不會越過閾值電壓，並且比較器190不會觸發。同樣地，對於+IOmV的偏置(軌跡1040)，前置放大器160輸出端總是高於閾值電壓，並且比較器190不會捕獲接收的光脈衝。為了解決這個問題，在修整製造期間，調整GM模塊170的偏置。然而，這增加了製造成本，並且不能消除溫度的偏置。
[0044]此外，還有一個潛在的脈衝寬度問題，由於前置放大器160的有限帶寬，引起較大的信號電平(例如信號剛低於電晶體108的二極體鉗位電壓)。隨著信號電平從低電平增加到較大的電平，前置放大器160的不同(非對稱)正和負的轉換率特性可能增加由比較器190產生的脈衝寬度。此外，緩慢衰減的二極體「尾巴」發生在一定比例的二極體電流峰值上，如果閾值電壓沒有從「尾巴」區移到「銳截止區」上方，可能會顯著影響比較器190輸出端的脈衝寬度。這些脈衝寬度問題是不可取的，特別是輸出脈衝的時序和窗口位置是至關重要的。
[0045]如圖2所示，本發明解決了上述和其他問題。圖2是圖1A電路的一個詳細原理圖，並基於本發明的原則修改的。如圖2A所示，光電二極體102在接地端和前置放大器160的負輸入端之間耦合。反饋電阻150，鉗位二極體152和電晶體108的基極-發射極電路一起並聯耦合在前置放大器160的輸出端、Vpo和負輸入端上。如下面詳細地解釋，電阻262添加到圖2的電路以增加在銳截止區的壓降值。電晶體108的集電極耦合到正電源端(V+)。
[0046]如圖2A所示，在Vpq上的直流偏置由GM模塊170控制。作為圖2所示的一種傳統GM模塊的替代使用，一個典型的GM模塊電路被使用。GM模塊170的輸出端耦合到前置放大器160的負輸入端。GM模塊170的正輸入端稱合到前置放大器160的輸出端。GM模塊170的負輸入端耦合到直流偏置設定網絡185，該網絡包括電流源140(產生電流ITH)，電阻142和二極體136與138。不像在圖1A所示的電路中，直流偏置設定網絡185不產生閾值信號給圖2的比較器190。相反，直流偏置設定網絡185隻提供直流偏置信號，並且電路200產生一個門限信號。
[0047]圖2也顯示了傳統差分比較器190的簡化電路。比較器190包括由電晶體270和272組成的一階輸入差分對，通過集電極電阻274和276耦合到正電源端(V+)並通過由電晶體278和參考電壓源280表示的電流源耦合到接地端。一階輸入差分輸出端被由電晶體282和284組成的二階差分輸入對倒置，通過集電極電阻288和290耦合到正電源端(V+)，並通過由電晶體286耦合到接地端。電晶體282和284的差分輸出端通過由電晶體292、294,296-299和電阻293與295組成的電路被轉換成單端輸出。由電晶體264-266、負載電阻267組成的傳統的輸出級在OUT端產生TTL電平輸出。
[0048]自適應閾值電路200在前置放大器160的輸出端和直流偏置設定網絡185之間耦合。比較器190的輸入端被構建並基於本發明的原則運行。前置放大器160的輸出端，Vro耦合到自適應閾值電路200輸入節點處的射隨器電晶體202的基極。出現在這個節點的輸入信號通過電阻201驅動射隨器電晶體202和204的基極。電流源208和206分別偏置電晶體202和204。電壓V1L出現電晶體202的發射極作為自適應閾值電路200的第一輸出信號。Vi是VP(^^水平位移結果，並且耦合到比較器190的負輸入端。電阻210在電晶體204的發射極和電流源206之間耦合。輸出閾值電壓Vt作為自適應閾值電路200的第二輸出信號出現在電阻210和電流源206之間。Vt耦合到比較器190的正輸入端。峰值檢測電容212在比較器190的正輸入端和接地端之間耦合。
[0049]網絡250由電晶體238與240和電流源234組成，並提供滯後。此外，電晶體214、216,218,220和222、電阻215和電流源224與226控制基於Vro振幅的輸出閾值電壓VT。[0050]根據本發明的原則，輸出閾值電壓Vt適應Vtt的特徵，是前置放大器160輸出端水平位移的結果。自適應閾值電路200產生一個輸出閾值電SVt，它的直流分量是一個高於Vil直流分量的固定電壓，並它的交流分量適應Vtt的交流分量。自適應閾值電路200的操作的條件如下:(1)直流和「低電平」輸入信號(2) 「中值電平」輸入信號(3) 「高電平」輸入信號。
[0051]直流偏置設定網絡185的偏置信號耦合到電晶體214的基極，作為自適應閾值電路200的第一偏置信號節點。對於直流和「低電平」的輸入信號，Vi和Vt低於電晶體214的基極電壓，它由電阻142上的壓降設定，兩個電壓降是由二極體136和138形成一個電壓，且低於前置放大器160的鉗位電壓，該鉗位電壓由電晶體108和電阻262確定。因為V1^和Vt低於電晶體214的基極電壓，電晶體216、218、220和222斷開，電流源224和226通過電晶體214和電阻215吸收來自V+的電流。在電晶體214基極的電壓被設置為一個由GM模塊170產生的偏置，並不足以接通電晶體216和218。在穩定的狀態下，電晶體240通常是關閉的。作為一個結果，基極電阻上的電壓降可以忽略。在穩定狀態下，輸出閾值電壓Vt的值由電晶體202和204的靜態基極-發射極電壓Vbe差決定。對於直流和「低電平」輸入信號，輸出閾值電壓Vt被設置為大約最小預期Vu交流峰值的一半。
[0052]電晶體202和204的基極-發射極電壓Vbe由每個電晶體的基極-集電極結面積和它們的相應的集電極電流決定，這約等於電流源208和206的值。在圖2的具體實例中，電晶體202和204基極-發射極結面積比例是3:5，電晶體202和204的集電極電流基本相等。在另一個實例中，電晶體202和204基極-發射極的結面積大小相等(1:1)並且電晶體的集電極電流通過電流源206和208的比值成比例，以產生電晶體202和204的直流基極-發射極電壓差。通過配合電晶體202和204基極-發射極結面積，或電流源206和208的值，自適應閾值電路200在Vu和Vt之間建立第一預定關係。特別是，Vt的直流分量可以被設定為高於Vtt的直流偏置電平的固定電壓。例如，(I)通過設定電晶體202和204基極-發射極的結面積比例為3:5，並利用基本相等的電流源206和208，或(2)通過設定電晶體202和204基極-發射極的結面積比例為1:1，並設定電流源206和208的比例為5:3, Vt的直流分量大約為6.5mV,並高於直流偏置電平V1^5
[0053]圖3顯示了上述自適應閾值電路對「低電平」的輸入信號脈衝響應。軌跡300顯示了輸入信號V相對於時間的電壓特性，軌跡310顯示了輸出閾值電壓Vt的相應特徵。如圖3所示，對於「低電平」輸入信號，Vm具有大約1.515V的直流偏置電平，並且Vt適應Vw輸出閾值電壓Vt最初被設置為一個高於直流電平Vi的固定電壓。特別是，Vt的直流分量大約為6.5mV,並高於直流偏置電平Al。
[0054]當Vtt低於Vt時，比較器190中電晶體297的基極是低電平，導致比較器190的輸出端為高電平並且電晶體240的基極的電平低於電晶體238。因此，電晶體238導通電流源234的全部電流，並且電晶體240被斷開。
[0055]如圖3所示，當光電二極體脈衝被接收時，如參考數字330所示，Vu開始上升。當Vil上升，Vt也上升，由於電阻210和電容212的時間常數上升很緩慢。由於前置放大器160的輸出端具有固定的帶寬，Vil將有一定的上升時間以允許Vt上升到Vtt高於Vt之前的地方。Vtt高於Vt約為7.5mV，如圖3所示的參考320。在這一點上，因此，輸出閾值電壓Vt的交流分量大約為lmV。因此，電路捕獲來自前置放大器的第一光電脈衝(這個脈衝超過最小直流閾值)。
[0056]滯後網絡250由電晶體238和240形成，電流源234的操作如下。電晶體238的基極被節點109處產生的電壓偏置。電晶體238的集電極電流由電流源決定，並通過電晶體240由比較器190的開關動作控制。在Vi高於Vt後不久，比較器190的輸出端從高電平變為低電平，並且電晶體297和240的基極電壓被拉高。因此，電晶體238斷開，並且電晶體240開始導通電阻201的電流，降低電晶體204的基極電壓。通過適當元件值的選擇，電阻201的電壓降阻止Vt為Vtt。如圖3所示，當光電二極體脈衝是高電平時，Vt大約為2mV，低於從而在脈衝結束之前，滯後網絡增加足夠的噪聲容限以避免比較器190的誤觸發輸出。
[0057]另外，在本發明的另一實例中，比較器190被修改為包括一個內置滯後效應以至於在滯後網絡250中的電晶體238與240和電流源234從自適應閾值電路200中去除。圖4顯示了被替代自適應閾值電路對低電平輸入信號脈衝的響應。軌跡400顯示了低電平輸入信號Vm軌跡401顯示了 Vt信號。請注意，在脈衝的頂部，Vt高於Vm這不是一個問題，當比較器被用作「低電平」閾值電壓偏置時，比較器具有相同的內置滯後。這是因為比較器將使接收的輸出閾值電壓Vt低於Vw
[0058]本發明的首選實例以集成電路實現。因此，滯後功能在自適應閾值電路部分比在比較器190中的單獨電路更方便實現。請注意，在另一個實例中，對於「低電平」的輸入信號，Vtt總是返回到1.5V的初始電壓水平，Vt返回到高於\的初始直流閾值電壓(如圖3和圖4)。
[0059]當輸入信號電平增加超過低信號電平到中值信號電平時，電晶體216基極的電壓上升到高於電晶體214基極的電壓。當這種情況發生時，電晶體214開始斷開，並且電晶體216開始接通。因為電晶體216基極的電壓高於電晶體218基極的電壓，來自電流源224和226的電流主要由電晶體214和216共享。電晶體218、220和222導通可忽視的電流，因此不影響輸出閾值電壓VT。電晶體216的集電極導通第一補償電流，引起電阻201上電壓降拉低到Vt，並且保持電壓使之不超過Vw在這種方式中，自適應閾值電路200在Vi和Vt之間建立第二預定關係。特別是，當光電二極體的脈衝是高電平時，Vt的一個預定量低於Vu的水平。電晶體214和216共享的電流取決於輸入信號的幅值，\和\之間的電壓差根據輸入信號幅值而變化。例如，當光電二極體脈衝是高電平時，Vtt大於1.9V，電流源224和226被設定為50uA,電阻201設為30K Ω，Vt被設為大約IOOmV低於Vil的值。Vil和Vt之間的電壓差以一個輸入信號的近似線性方式變化。線性度很大程度上取決於電阻215。低輸入信號和較高信號水平之間的轉換是通過電流Ith和電阻142的適當選擇實現的。
[0060]圖5說明了 「中值電平」信號的操作。如圖5所示，當電晶體216開始接通時，Vil(軌跡510)的幅值增加，Vt (軌跡520)跟隨V1L增加，減去電阻201上的電壓降。電阻201上的電壓降約等於電晶體216和240上的集電極電流與電阻201的乘積值。在圖2的實例中，當光電二極體脈衝是高電平時(如圖5所示)，VT約等於IOOmV,低於V的幅值。還請注M,Vil的斜率為正，因為它從低電平增加到高電平，當Vtt是高電平時，卻成為了負值。這是由於GM模塊170的伺服作用。如果電晶體216在負斜率期間內沒有拉低到VT，V1^可以交叉存儲在電容212中的Vt，導致比較器190輸出狀態不良的改變。
[0061]當輸入信號從「中值電平」增加到「高電平」信號值時，由於光電二極體102的響應特性可能導致一個問題發生。在「高電平」信號處，當接受光脈衝結束後時，光電二極體趨於表現出一個「尾巴」。響應特性如圖6所示，它表明一個典型的光電二極體輸出電流相對於時間的特性。如圖6所示，當光電二極體102在光照下接通時，它的輸出電流上升到最大水平。當光照關閉時，由於擴散時間常數，該二極體繼續導通電流。在大約1.5us時，光照關閉，並且光電二極體的電流迅速從IOmA下降到2mA。這種「銳截止區」顯示在圖6的610處。在光電二極體電流下降低於大約2mA後，電流衰減放緩至40uA/8.7us。這種「尾部區域」顯示在圖6的620處。
[0062]如果在尾部區域的光電二極體電流為40uA，並且反饋電阻150是50 K Ω，前置放大器160的輸出端被電晶體108鉗制，並且尾部區域的Vu降低到低於峰值的幾十毫伏。為了準確地再現在比較器190輸出端處接收到的光脈衝，在尾部區域開始之前，輸出閾值電壓Vt應該在銳截止區設置一個低於比較器190輸出端峰值的幾十毫伏電壓。精確地控制Vt在一個狹窄的電壓範圍是困難的。然而，電阻262通過增加前置放大器160的線性工作範圍解決了這個問題，從而允許銳截止區的\下降到「高電平」光脈衝處。
[0063]光電二極體關閉響應特性的不對稱放電尾巴可能引起比較器過早切換問題。這個問題表現在圖7中。軌跡710顯示了 V1L，軌跡720顯示了輸出閾值電壓VT。如圖7所示，Vt可以放電低於Vu 「尾部」區域(見於軌跡710和720處的參考號730)。如果發生這種情況，比較器190過早地觸發(即使光照從光電二極體上去除)，因為Vt低於Vtt (Vil的低狀態大約為2.4V而不是1.5伏)。
[0064]根據本發明的原則，電晶體220和222解決了這個潛在的問題。在「高電平」信號處，電晶體214斷開，因為Vt高於電晶體214基極的電壓。在銳截止區V。低於Vt後(如參考號740所示)，電晶體218的基極電壓高於電晶體216的基極電壓，因此電晶體218接通，電晶體216斷開。發射極電阻215增加電晶體218的線性工作範圍，導通電流源224和226的電流。電晶體218通過PNP電流鏡電晶體220和222導通第二補償電流，流過在電阻201和電晶體204的基極之間形成的節點處。該電流流過電阻201主要是電晶體218的集電極電流，由電晶體222鏡像。作為一個結果，電晶體204的基極電壓增加，從而增加最小信號電平到Vt，並保持Vt高於Vtt。在這種方式中，自適應閾值電路200在Vu和Vt之間建立第三預定關係。
[0065]此操作的結果如圖8所示。軌跡810顯示了 Vtt，軌跡820顯示了輸出閾值電壓VT。圖8中，在V低於Vt之後，Vt仍高於VIL。因此，比較器190不會在「高電平」處過早地被觸發。電晶體204基極的電壓升高，並通過確保Vt高於Vtt來提高了噪聲免疫。這個額外的電壓主要由通過PNP電流鏡流過電阻201的電流決定。
[0066]在「高電平」光電二極體脈衝之後，需要有足夠的時間，光電二極體的尾部衰減至直流水平。輸出閾值電壓Vt下降直到它低於電晶體214的基極電壓水平。在這一點上，電晶體216和218斷開並且電晶體214提供電流給電流源224和226。電容212然後放電，將輸出閾值電壓Vt降低到低直流閾值電壓。
[0067]如圖2所示的實例中，自適應閾值電路200在ViJPVt之間建立三個預定關係。其他的預定關係被添加，但不脫離本發明的範圍。通過添加電路來進一步控制電阻201上的電壓降，以響應\或\，或兩者。在圖2的實例中，所有的電流用於調整比較器閾值電壓來匹配更好的追蹤。[0068]圖9顯示了一個本發明的自適應閾值設定網絡。自適應閾值電路900在前置放大器160、1和比較器190的輸入端之間耦合，並且根據本發明的原則操作。直流偏置設定網絡產生電壓參考946和950 (在圖9中用電池的符號表不)。電壓參考946提供第一偏置信號，耦合到電晶體916的基極，並作為自適應閾值電路900的第一偏置信號節點。電壓參考950提供第二偏置信號，耦合到電晶體926的基極，並作為自適應閾值電路900的第二偏置信號節點。
[0069]在自適應閾值電路900的輸入信號節點處，前置放大器輸出端Vro-合到射隨電晶體902的基極。在這個節點上的輸入信號通過串聯連接的電阻901A和901B驅動射隨電晶體902和904的基極。電阻901B比電阻901A小得多。電晶體902和904被匹配的電流源908和906偏置。電阻901在電晶體902的發射極和電流源908之間耦合。在節點上的V1L在電阻910和電流源908之間形成，作為自適應閾值電路900的第一輸出信號。Vi耦合到比較器190的負輸入端。因為射隨電晶體902具有大約統一的小信號增益，Vi近似等於Vra減去電晶體壓降Vbe和電阻910上的電壓降。發射極電阻911在電晶體904的發射極和電流源906之間耦合。比較器190的正輸入端耦合到在電阻911交界處形成的節點，峰值檢測電容912和電流源906。電阻911提供限制電流給電晶體904並且限制電容912的上升時間。
[0070]電晶體914、916、918、920、922、924 與 926，電阻 928,942 與 944，電流源 952 與 954
和電壓參考946與950被用來控制輸出閾值電壓Vt，它是基於Vro自適應閾值電路900的第二輸出信號。另外，如下所述，網絡940提供了滯後。
[0071]按照本發明的原理，自適應閾值電路900產生一個輸出閾值電Svt,適應前置放大器輸出電壓的特性。如圖2的實例所示，自適應閾值電路900產生一個輸出閾值電Svt，它的直流成分近似固定電壓高於Vtt的直流成分，並且它的交流成分適應Vtt的交流成分。自適應閾值電路900的操作如下:(1)直流和「低電平」輸入信號(2) 「中值電平」輸入信號(3) 「高電平」輸入信號。
[0072]對於直流和「低電平」輸入信號，輸出閾值電壓Vt被設置為大約最小Vllj峰值的一半。電晶體902和904的基極_發射極結面積的大小相等，並且電晶體的集電極電流基本相等。因此，電晶體902和904的基極-發射極電壓Vbe相匹配，並且追蹤最佳溫度。電壓參考946決定「低電平」輸入信號，並且耦合到電晶體916的基極。這個電壓被設置到一個直流和「低電平」輸入信號水平，包括前置放大器輸出端的直流偏置，電晶體918保持關閉和不從電阻901A和901B吸收電流。
[0073]網絡940的內部電路元件沒有顯示，以一個與圖2實例中網絡250類似的方式提供滯後。例如，當V低於輸出閾值電壓Vt時，比較器190的輸出端是高電平，Vh是低電平，並且網絡940不吸收電流。因此，可忽略電阻901A和901B上的電壓降。電阻910比電阻911大很多，所以電阻911上的壓降與電阻910上的壓降相比較可忽略。因此，對於直流和「低電平」輸入信號，輸出閾值電壓Vt是固定的並近似等於電阻910上的壓降，同時高於Vw通過使電阻910和911的阻值成比例，自適應閾值電路900在Vi和Vt之間建立第一預定關係。例如，通過設置電流源906和908為IOuA,電阻910和911為500 Ω和25 Ω，Vt的直流成分為4mV，且高於Vtt的直流偏置。在圖2的實例中，對於直流和「低電平」輸入信號，Vt被設置為大約最小Vu交流峰值的一半。[0074]圖10顯示了圖9中自適應閾值電路對「低電平」信號脈衝的響應。軌跡1010表示V1L,軌跡1020表示輸出閾值電壓VT。如圖10所示，V1L的直流偏置電平約為1.646V，並且乂:適應Al。
[0075]對於直流和「低電平」輸入信號，電晶體918是斷開的。輸出閾值電壓Vt最初被設置為，Vil的直流電平的固定閾值。特別是，Vil的直流成分大約為4mV，高於Vtt的直流偏置水平。當Vtt低於Vt時，比較器190的輸出端OUT是高電平，滯後網絡940不從電阻901B上流過電流。
[0076]如圖10所示的參考號1030，當光電二極體脈衝是高電平時，Vi開始上升。由於電阻911和電容912的時間常數上升很緩慢，隨著輸入信號的上升，Vt也上升。在輸入信號Vtt與輸出閾值電壓Vt交叉之後不久，比較器輸出端從高電平變為低電平，並且Vh變為高電平。滯後網絡940開始從電阻901B上吸收電流，從而降低了電晶體904的基極電壓。通過合適的元件值選擇，電阻901B上的電壓降阻止Vt為Vw從而增加了足夠的噪聲容限比，以避免在脈衝結束前比較器190的誤觸發輸出。
[0077]電壓參考946被設置為一個直流和「低電平」輸入信號電平，電晶體918斷開，電晶體916接通，提供 來自V+的電流給電流源電晶體920。電晶體920的集電極電流由二極體連接的電晶體922設定，該網絡由電晶體924、926與914，電阻942與944和電流源952與954組成。對於「低電平」到「中值電平」輸入信號，電晶體924和926的集電極電流大致等於電流源954提供的電流的一半。
[0078]當輸入信號高於「低電平」到「中值電平」的信號時，電晶體918基極電壓上升到高於電晶體916基極電壓，開始接通電晶體918和斷開電晶體916。電晶體918的集電極導通第一補償電流，導致電阻901A上產生主要電壓降(因為電阻901B比電阻901A小很多)，拉低到Vt並且阻止電壓增加高於Vw發射極電阻928增加了電晶體918的線性工作範圍。在這種方式中，自適應閾值電路900在Vi和Vt之間建立第二預定關係。特別是，當光電二極體脈衝是高電平時，Vt的預定量低於Vw '^和Vt之間電壓差根據輸入信號幅值的變化而變化。例如，如果電晶體918上的電流約為IOuA,電阻901A和901B分別為2K Ω和300 Ω，當光電二極體脈衝是高電平時，Vt被設置為至少約為150mV，低於\的幅值。\和￥:之間電壓差以一個輸入信號的近似線性方式變化。線性度很大程度上取決於電阻928。
[0079]如圖11所示為自適應閾值電路對這些「中值電平」信號的操作。隨著I (軌跡1110 )的幅度增加，Vt也增加，去除電阻901A上的壓降，該壓降由電晶體918接通產生。在圖9可替代實例中，對於「中值電平」信號，當光電二極體脈衝是高電平時，Vt保持至少150mV，低於Vllj的幅值。在接收的光脈衝結束時,輸出信號Vllj降低到直流穩態值。由於電容912通過電流源906緩慢地放電，輸出閾值電壓Vt緩慢衰減到直流穩態值。
[0080]對於「高電平」輸入信號，不同於「中值電平」信號的電路操作，輸出閾值電壓Vt必須靠近Vtt的峰值電壓設置。特別是，光電二極體和LED相接觸時，光電二極體產生一個寬脈衝的高幅值電流，如圖12A的軌跡1200所示。當光電二極體102接通時，它的輸出電流快速上升並被扭曲。當LED斷開時，由於耗盡區之外產生的電子空穴對的擴散時間，光電二極體繼續導通電流。在約1.6us時，光源被關閉並且光電二極體電流增加到7.5mA的峰值。在約3.3us後，光電二極體電流下降到約6mA，然後衰減到100uA/8.7us。
[0081]圖12B顯示前置放大器輸出端對應於圖12A光電二極體電流。軌跡1210顯示「高電平」輸入信號相對於時間的電壓特性，軌跡1220顯示了輸出閾值電壓Vt相對應的特性。如果大振幅信號的輸出閾值電壓低於峰值至少幾百毫伏，比較器的輸出脈衝寬度比接收到的光脈衝的脈衝寬度大。電晶體914，NPN電流鏡由電晶體920和922形成，開關網絡由電晶體924與926和電阻942與944組成，電流源954解決了這個問題。在「高電平」信號處，電晶體924開始斷開，因為電晶體914的發射極電壓比電晶體926的基極電壓高。隨著電晶體924斷開，它的集電極電流降低，通過NPN電流鏡的作用，電晶體918的集電極電流也降低。因此，電晶體924導通第二補償信號，降低電阻901A上的電壓降，從而增加輸出閾值電壓VT。在這種方式中，自適應閾值電路900在Vi^PVt之間建立第三預定關係。例如，通過使用表1兀器件值，當光電二極體脈衝是高電平時，對於「高電平」輸入信號的輸出閾值電壓約為50mV，並低於％^的峰值。當光電二極體和LED相接觸時，除了解決上述問題，自適應閾值電路900與自適應閾值電路200類似解決了 「高電平」輸入信號問題。
[0082]在圖9所示的一個實例中，自適應閾值電路900在\和Vt之間建立三個預定關係。其他預定關係被添加，但不脫離本發明的精神。例如，通過添加電路來進一步控制電阻901A上的電壓降，以響應\或\，或兩者。在圖9的實例中，所有的電流用於調整比較器190閾值電壓來得到相同線路偏置以更好地匹配。
[0083]下表列出圖2和圖9中電路的典型元件值:
[0084]`
【權利要求】
1.一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:自適應閾值電路產生第一和第二輸出信號，輸出信號中至少一個的變化響應於自適應閾值電路的輸入信號；輸入信號的節點應用於輸入信號；第一和第二路徑耦合到輸入信號節點，第一信號路徑具有第一輸出節點，該節點產生的第一輸出信號響應於輸入信號，其中在第一和第二信號路徑上的電路元件比例值在第一和第二輸出信號之間建立一個預定關係；第三信號路徑耦合到第一偏置信號節點和第一和第二信號路徑(至少一個)上，第三信號路徑產生第一補償信號以響應輸入信號，並將預定的方式與在第一偏置信號節點處的偏置信號相比較，第一補償信號建立了一個在第一和第二輸出信號之間的第二預定關係；第四信號路徑耦合到第一和第二信號路徑(至少一個)上，第四信號路徑產生第二補償信號以響應(a)第一和第二輸出信號，並將預定的方式與另一個相比較，(b)至少一個的第一和第二信號路徑，並將預定的方式與偏置信號相比較，第二補償信號建立了一個在第一和第二輸出信號之間的第三預定關係。
2.根據權利要求1所述的一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:自適應閾值電路的第四信號路徑耦合到第一偏置信號節點，其中，第四信號路徑產生第二補償信號以響應(a)第一和第二輸出信號，並將預定的方式與另一個相比較，(b)至少一個的第一和第二信號路徑，並將預定的方式與偏置信號相比較；自適應閾值電路的第四信號路徑耦合到第二偏置信號節點，其中，第四信號路徑產生第二補償信號以響應(a)第一和第二輸出信號，並將預定的方式與另一個相比較，(b)至少一個的第一和第二信號路徑，並將預定的方式與偏置信號相比較；自適應閾值電路的第一和第二信號路徑分別包含第一和第二電晶體；自適應閾值電路的第一預定關係由第一電晶體和第二電晶體的尺寸比值決定。
3.根據權利要求2所述的一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:自適應閾值電路的第一信號路徑進一步包括產生第一電流的第一電流源；第二信號路徑進一步包括產生第二電流的第二電流源；第一電晶體導通第一電流，第二電晶體導通第二電流；第一預定關係由第一電流與第二電流的比值決定；第一和第二電晶體都具有基極和發射極；輸入信號節點耦合到第一電晶體的基極和第二電晶體的基極；第一電晶體的發射極耦合到第一輸出節點和第二電晶體的發射極耦合到第二輸出節點；第一預定關係由第一電晶體和第二電晶體的基極-發射極的電壓差決定；第一預定關係由第一電晶體和第二電晶體的基極-發射極的結面積決定；第一電晶體的集電極導通第一電流部分；第二電晶體的集電極導通第二電流部分；第一預定關係由第一電晶體和第二電晶體的集電極電流比值決定；第一電流源在第一輸出節點和地之間耦合；第二`電流源在第二輸出節點和地之間耦合；第一和第二電晶體的集電極都耦合到電源；第一電晶體的集電極電流基本等於第一電流；第二電晶體的集電極電流基本等於第二電流。
4.根據權利要求3所述的一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:第一和第二電晶體具有基極和發射極；輸入信號節點耦合到第一和第二電晶體的基極；第一電阻在第一電晶體的發射極和第一輸出節點之間耦合；第二電阻在第二電晶體的發射極和第二輸出節點之間稱合；第一預定關係由第一電阻和第二電阻之間的阻值差決定；第一電流源在第一輸出節點和接地端之間耦合；第二電流源在第二輸出節點和接地端之間耦合；其中第三信號路徑包含一個第三電晶體；第三信號路徑進一步包括產生第三電流的第三電流源；第三電晶體導通第三電流部分；第一補償信號由第三電流的大小決定；第三電流路徑進一步包括導通第三電流的第三電阻；第一補償信號進一步取決於第三電阻上的電壓；第三信號路徑包括(a)導通第三電流的第三電流源，(b)具有基極、集電極和發射極的第三電晶體(C)第三電阻；第三電晶體和第三電阻都導通第三電流部分；第三電阻在輸入節點、第二電晶體的基極和第三電晶體的集電極之間耦合；第一輸出節點耦合到第三電晶體的基極；第三電晶體的發射極耦合到第三電流源；第一補償信號由第三電流和第三電阻上的電壓大小決定。
5.根據權利要求1所述的一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:其中第四信號路徑包含一個第四電晶體；第四信號路徑進一步包括產生第四電流的第四電流源；第四電晶體導通第四電流部分；第二補償信號由第四電流的大小決定；第四電流路徑進一步包括導通第四電流的第四電阻；第二補償信號進一步取決於第四電阻上的電壓；第四信號路徑包括(a)導通第四電流的第四電流源，(b)具有基極、集電極和發射極的第四電晶體(C)第四電阻；第四電晶體和第四電阻都導通第四電流部分；第四電阻在輸入節點、第二電晶體的基極和第三電晶體的集電極之間耦合；第二補償信號由第四電流和第四電阻上的電壓大小決定。
6.根據權利要求5所述的一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:第四電晶體的發射極耦合到第四電流源；第四電晶體的基極耦合到第二輸出節點；第四電晶體的集電極耦合到第四電阻和第二電晶體的基極；第四信號路徑進一步包括第四電阻，並且該電阻在輸入節點、第二電晶體的基極和第三電晶體的集電極之間耦合；第四電晶體的集電極耦合到電源；第四電晶體的發射極耦合到第三電流源；第四電流源在第四電晶體的發射極和接地端之間耦合；第四信號路徑進一步包括第五電流源、第五電晶體和第六電晶體；第五電晶體的集電極耦合到第三電流源，基極耦合到第四電晶體的發射極，發射極耦合到第五電流源；第六電晶體的集電 極耦合到接地端，基極耦合到第二偏置節點，發射極耦合到第五電流源；第三電流的大小基本上與第五電晶體的集電極電流成比例。
7.根據權利要求6所述的一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:第三電流源包含一個第七電晶體，它的基極、集電極和發射極與接地端耦合；第四信號路徑進一步包括第八電晶體，它的基極、集電極和發射極與接地端耦合；第八電晶體的集電極和基極耦合在一起形成一個二極體連接的電流源，並耦合到第五電晶體的集電極；第七電晶體的基極耦合到第八電晶體的基極。
8.根據權利要求1所述的一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:其中自適應閾值電路是由集成電路實現的；其中光電二極體產生輸入信號；光電二極體前置放大器提供輸入信號給自適應閾值電路；光電二極體前置放大器具有一個跨導模塊；光電二極體前置放大器、跨導模塊和自適應閾值電路在集成電路上實現。
9.根據權利要求1所述的一種比較器的自適應閾值電路，其特徵是:自適應閾值電路進一步包含一個滯後電路；其中滯後電路包含一個第五信號路徑，耦合到輸入信號節點、第一與第二信號路徑(至少一個)和第一與第二輸出信號節點，第五信號路徑產生第三補償信號以響應第一和第二輸出信號，將預定方式與另一個相比較，第三補償信號在第一和第二輸出信號之間產生一個第四預定關係；第五信號路徑包括一個第九三極體，耦合到輸入信號節點和第一與第二信號路徑(至少一個)；第五信號路徑進一步包括產生第六電流的第六電流源；第九電晶體導通第六電流部分；第三補償信號由第六電流的大小決定；第五信號路徑進一步包括一個第五電阻，在輸入信號節點和第一與第二信號路徑(至少一個)之間耦合；第五電阻導通第六電流部分；第三補償信號由第六電流的大小和第五電阻上的電壓決定。
【文檔編號】H03K5/22GK103618522SQ201310607742
【公開日】2014年3月5日 申請日期:2013年11月26日 優先權日:2013年11月26日
【發明者】不公告發明人 申請人:蘇州貝克微電子有限公司