具有用於推斷的輸出電流反饋感測的初級側狀態估計器的驅動器電路的製作方法
2023-04-26 12:01:46 4
專利名稱：具有用於推斷的輸出電流反饋感測的初級側狀態估計器的驅動器電路的製作方法
具有用於推斷的輸出電流反饋感測的初級側狀態估計器的驅動器電路
背景技術：
LED驅動器和其他照明功率電路常常採用回掃式轉換器、升降壓轉換器和降壓轉換器來提供用於驅動光源的DC功率。為了提供此類轉換器的閉環控制，通常經由輸出電路中的電流感測電阻器，使用與輸出電流成比例的信號作為控制變量。在通過變壓器將輸出與輸入隔離的轉換器中無法執行直接輸出感測，在此情況中，使用變流器和/或光隔離組件來感測輸出電流。但是，這些組件佔用電路板空間並且成本昂貴。而且，在低功率轉換器中，有隔離或無隔離的情況下，直接感測是非期望的，因為對輸出電流的任何直接感測都會大大地降低驅動器效率。雖然變流器可能將對效率的影響減到最小，但是與轉換器本身相t匕，這些額外的組件體積大且昂貴並影響轉換器的緊密性。因此，需要用於閉環功率轉換器控制的改進的輸出電流感測能力和系統。
發明內容
本公開提供用於從初級側電流模式控制感測電阻器推斷輸出電流而非從輸出感測電阻器或變流器提取輸出電流的技術和電路。該公開的多種方面可以有利地在用於驅動光源的功率轉換器(例如，用於驅動LED的回掃式轉換器、降壓轉換器和升降壓轉換器)或用於對其他類型的光源供電的此類轉換器級中使用。在公開的實施例中，使用轉換器PWM驅動信號控制的模擬開關，感測流經PWM開關的電流並將其用於對狀態估計器的電容器充電。估計器開關和電容器對來自感測電阻器的電流取樣，並將其饋送到設置電流模式控制比較器的斷路點時使用的誤差放大器。本公開由此有助於在沒有常規脈衝變壓器類型的感測方法中所固有的成本、空間和效率折衷的情況下進行輸出電流估計。提供一種電路用於對至少一個光源供電，該電路包括變壓器、主電源開關、具有脈寬調製(PWM)控制器和誤差放大器的PWM電路、和與變壓器次級電隔離的估計器電路。在某些實施例中，該脈寬調製電 路和估計器電路集成到專用集成電路(ASIC)中。該變壓器具有初級繞組和次級繞組，其中次級耦合成提供到如LED的光源的功率，或對後續轉換器級提供功率以對AC驅動的燈供電。感測電阻器連接在變壓器初級繞組與電路地之間，以及第一開關器件與感測電阻器和變壓器初級繞組串聯耦合。該開關由脈寬調製的控制信號來操作，以便選擇性地允許在開關導通時電流在初級繞組中流動。PWM控制器至少部分地基於PWM控制輸入以脈寬調製的控制信號的形式將驅動輸出提供到開關控制輸入端，並且包括耦合成從感測電阻器的第一端接收感測電壓的比較器輸入。提供一種誤差放大器，其包括誤差輸入和I禹合成向PWM控制輸入提供信號的輸出。比較器電路包括其第一端與PWM控制器比較器輸入耦合以及其第二端與誤差放大器的誤差輸入耦合的電容。此外，估計器包括第二開關器件以及控制輸入，該第二開關器件耦合在第二電容器端和電路地之間，以及該控制輸入與PWM控制器驅動輸出耦合。該第二開關選擇性地將第二電容器端與地耦合以在第一開關器件讓電流在初級繞組中流動時允許該電容基於感測電壓來充電，以及將該電容的第二端與電路地解耦合以在第一開關器件阻止初級電流流動時允許該電容向誤差放大器提供信號。以此方式，向誤差放大器提供表示回掃式轉換器或其他類型轉換器的次級繞組中流動的輸出電流的信號，而不會犧牲輸出效率以及無需體積大且昂貴的感測和隔離電路。在某些實施例中，估計器的第二開關器件是η溝道M0SFET，該η溝道MOSFET具有與電容的第二端耦合的源極、與電路地耦合的漏極、和與脈寬調製控制器的驅動輸出耦合的柵極。在其他實現中，該估計器包括P溝道MOSFET和逆變器，該ρ溝道MOSFET具有柵極、與電容的第二端耦合的漏極、與電路地耦合的源極，以及該逆變器具有與脈寬調製控制器的驅動輸出I禹合的輸入和與第二開關器件的柵極I禹合的輸出。在某些實施例中，使用瞬變(transition)模式PWM控制器，其具有過零檢測輸入，並且該電路包括具有與初級繞組磁耦合的一個或多個感測繞組的過零檢測電路。該過零電路感測初級繞組的過零狀況，並向PWM控制器的過零檢測輸入提供信號。提供一種專用集成電路(ASIC)以用於操作脈寬調製的功率轉換器電路。該ASIC包括用於設置點、驅動輸出、比較器輸入和電路地的輸入端，以及PWM控制器、誤差放大器、和估計器電路。PWM控制器具有PWM控制輸入、與比較器輸入端耦合的比較器輸入以及驅動輸出，該驅動輸出至少部分地根據PWM控制輸入向驅動輸出端提供脈寬調製的控制信號。該誤差放大器包括與設置點輸入端耦合的輸入和耦合成向PWM控制器的PWM控制輸入提供信號的輸出。估計器電路包括電容和開關，其中電容稱合在比較器輸入與誤差放大器輸入之間，以及該開關連接 在電容器與電路地之間。該開關從PWM控制器驅動輸出接收控制輸入並以第一模式操作以將電容耦合到電路地、從而允許基於比較器輸入端處感測的電壓對電容充電，以及以第二模式操作以將電容的第二端與地解耦合、從而允許電容向誤差放大器提供信號。在某些實施例中，PWM控制器是瞬變模式PWM控制器。在某些實施例中，ASIC開關是其柵極與PWM控制器驅動輸出耦合的η溝道MOSFET。在其他實施例中，該開關是ρ溝道M0SFET，其具有逆變器，該逆變器將PWM控制器驅動輸出與MOSFET柵極耦合。
在下文詳細描述和附圖中提出一個或多個示範實施例，其中:
圖1是圖示根據本公開的一個或多個方面的示範LED驅動器電路的示意圖，該LED驅動器電路具有使用初級側狀態估計器電路來估計次級側輸出電流的回掃式DC-DC轉換器；圖2是圖示圖1的回掃式轉換器的初級繞組電路中的感測電阻器兩端的電壓的曲線
圖3是圖示圖1的電路中估計器電路開關控制端處的柵極驅動信號的曲線 圖4是圖示圖1的轉換器中估計器電容兩端的電壓的曲線 圖5是圖示由圖1的轉換器中估計器電路提供到誤差放大器的估計的次級電流信號的曲線圖；以及
圖6是圖示根據本公開的具有使用ρ溝道MOSFET開關和逆變器的估計器電路的另一個驅動器電路實施例的示意圖。
具體實施例方式現在參考附圖，相似的引用數字通用於指代相似的元件，以及多種特徵不一定是按比例繪製的。圖1圖示示範LED驅動器電路100，LED驅動器電路100具有回掃式DC-DC轉換器106以轉換來自輸入整流器104的DC功率以便驅動一個或多個LED光源108。驅動器100從單相或多相輸入源102接收AC功率，經由具有輸出濾波器電容器C3的整流器104將其轉換到DC總線，其中在一個實現中，DC參考電路地GND，雖然這不是本公開的嚴格要求。在本實施例中，DC-DC轉換器級106是回掃式轉換器，該回掃式轉換器轉換來自整流器104的DC總線以驅動變壓器Tl，以及次級電路將電流轉換成DC輸出功率以驅動LED負載108。變壓器Tl包括具有指示的點極性的初級繞組LI和次級繞組L2。次級電路包括在下方輸出分支中具有整流二極體D3的繞組L2，連同輸出電容器C6以便將提供到LED陣列108的整流的DC功率平滑。此情況中，將整流器D3的位置設為使得當電流在初級繞組LI中流動(進入「點」中)時，阻止繞組L2中的對應次級電流(離開「點」)，從而在變壓器Tl的磁芯中產生磁通量，以及反之，一旦初級電流停止以進行回掃式操作，次級電流將從繞組L2流到電容器C6和負載108 (以及返回流進繞組L2的「點」端)。如圖1所見，由第一開關器件Q1，在此情況中為η溝道MOSFET (雖然也可以使用其他轉換器開關類型)控制電流流經初級繞組LI。Ql連同串聯連接的感測電阻器Rs串聯連接在初級繞組LI與電路地GND之間。由於初級電流流經此串聯電路，所以經由Rs的電流在感測電阻器Rs兩端提供對應的電壓Vs (相對於電路地GND)。此感測的電壓Vs兼有地用於初級電流的逐周期(cycle-to-cycle)控制以及對狀態估計器電路110的電容Cl充電，下文對此進行更詳細的描述。在本示例中，第一開關器件Ql包括與初級繞組LI耦合的漏極D、與感測電阻器Rs耦合的源極S和柵極控制輸入端G。通過從PWM控制器Ul施加到柵極G的控制信號來執行Ql的開關操作，以使開關Ql選擇性地在第一模式中電耦合漏極和源極以允許電流在初級繞組LI中流動，以及另一方面在第二模式中阻止初級電流流動(Ql的高源極/漏極阻抗或「關斷」狀態)。驅動器100還包括脈寬調製(PWM)電路120和估計器電路110，其中在某些實施例中，可以將電路110和120集成到專用集成電路(ASIC)150中。在其他實現中，估計器電路110可以是單獨的ASIC，該單獨的ASIC具有用於接收柵極驅動信號112、感測電壓輸入114(VS)的端，地端連接 端(GND)和用於提供反饋估算信號116的輸出端。PWM電路120包括具有PWM控制輸入INV的PWM控制器Ul和與感測電阻器RS的上方(第一)端耦合以接收感測電壓Vs的比較器輸入CS。控制器Ul還包括驅動輸出⑶，驅動輸出⑶至少部分地根據PWM控制輸入INV經由電阻器R8向Ql的柵極提供脈寬調製的控制信號，其中柵極驅動信號112還耦合到估計器電路110。在某些實施例中，PWM控制器Ul是瞬變式功率係數校正(PFC)控制器，如可從Intersil和STMicroelectronics購得的L6562集成電路，從而提供PMW驅動器輸出⑶的圖騰柱(totem pole)輸出級。器件Ul包括板載誤差放大器(未示出)，該板載誤差放大器具有圖示的實施例中使用來嚴格地將誤差放大器EA的輸出反相的反相輸入INV和輸出C0MP。可以在EA的反相輸入與其輸出端之間插入補償網絡(未示出)。正如所提到的，可以將PWM控制器U1、誤差放大器EA和狀態估計器110的功能作為ASIC 150來實現。可能的ASIC實施例可以無需使用圖1的示例中的INV輸入提供的反相，而是可以將反相內置到ASIC瞬變模式邏輯中。正常情況下，將乘法器輸入MULT提供到器件Ul中的乘法器以將正弦反相輸入提供到內部脈寬調製(PWM)比較器(未不出)，其中由輸入CS導出非反相PWM比較器輸入。但是，在圖不的實施例中，將乘法器輸入MULT連接到電路100中的可變電壓或固定參考電壓，圖1中表示為Vx。可以在例如需要LED陣列的調光的應用中使用可變電壓。器件Ul包括基於PWM比較器輸出提供柵極驅動輸出⑶的PWM驅動器電路，此功能根據零電流檢測輸入Z⑶來選擇性地啟用和禁用。MOSFET Ql中流動的電流通過電阻器Rs感測，並將所得到的電壓施加到CS引腳，並與乘法器生成的內部正弦整形的參考比較，以確定MOSFET的關斷。實際中，在下降沿觸發MOSFET的導通的情況中，根據ZCD輸入信號狀態選擇性地禁用柵極驅動輸出⑶以進行瞬變模式操作。這樣有利地允許連接到可選的零電流檢測電路130，以便在經由初級繞組LI的電流為零時開關Ql將導通。地引腳GND提供兼用於Ul的信號部分和柵極驅動器電路的電流返迴路徑。PWM電路120還包括誤差放大器EA，從而具有反相和非反相輸入和輸出。在圖示的示例中，非反相(+ )輸入連接到電路地GND，雖然將此輸入連接到非零參考電壓的其他實施例也是可能的。誤差放大器EA具有反相誤差輸入(-)，反相誤差輸入(-)耦合到端150a以用於在電路100中連接到設置點源極電壓Vsp，如調光器控制電路(未示出)或可以將其耦合到固定設置點參考。放大器EA還包括耦合成向PWM控制輸入INV提供信號的輸出。在本實施例中，可以通過調整至誤差放大器EA的設置點輸入Vsp來實現調光操作，在此情況中保持反饋控制。作為備選，可以通過調整MULT輸入電壓Vx來實現調光，其中後一種方法中誤差放大器EA飽和到其最低電平以便有效地將控制迴路開路。提供狀態估計器電路110，其與變壓器Tl的次級繞組L2電隔離，並且從驅動輸出⑶接收柵極驅動信號112連同感測電壓輸入114 (Vs)0估計器110提供表示流經L2的估計的次級電流的反饋信號輸出116。通過充電電阻Rl將感測電壓Vs作為信號114提供到電容Cl的第一端。Cl的第二端經由第二電阻R2與誤差放大器EA的反相誤差輸入(-)耦合。第二開關器件Q2耦合在Cl的第二端與電路地GND之間。在圖1所示的一個實施例中，第二開關器件Q2是η溝道M0SFET，其源極S與電容Cl的第二端耦合，漏極D與電路地GND耦合，以及柵極G經由電容器C2與脈寬調製控制器Ul的驅動輸出GD電容耦合，以及電阻器R3耦合在柵極G與漏極D之間。下文圖3示出其中第二開關Q2是具有驅動柵極G的逆變器U2的ρ溝道MOSFET的備選實施例。也參考圖2-5，在操作中，第二開關Q2根據驅動輸出⑶操作以選擇性地將電容Cl的第二端與電路地GND耦合以在Ql允許電流在初級繞組LI中流動時允許電容Cl基於感測電壓Vs充電。圖2示出曲線圖200，曲線圖200圖示柵極驅動輸出GD的示範周期期間的電壓Vs，其中該輸出對於調製周期期間Tpwm的第一部分開啟，而對於該期間的其餘部分關斷。當活動時，Ql是導通的或「接通」，從而允許初級繞組電流開始流動，如圖2的感測電壓(Vs)波形202中所見。當開關Ql 「關斷」(圖2中時間tl處)時，初級電流中斷，直到下一次導通開關(附圖中的時間t2處)為止。如圖3的曲線圖210所示，因為驅動輸出信號112電容耦合到Q2的第二電晶體柵極，所以當驅動輸出為活動時(Ql 「導通」時)，Q2的柵極-漏極電壓VeD 212是正值(例如，在一個示例中持續如圖所示的相對較長工作周期為+12伏特)，由此使得第二開關Q2導通，從而將電容器Cl的第二端接地。圖3中的曲線圖220示出估計器電容Cl兩端的電壓Va 222，這是時間間隔O〈 t〈 tl上感測的電壓Vs的平均值。當驅動輸出瞬變到第二狀態時( 例如，當Ql在時間tl處「關斷」時)，Q2的柵極-漏極電壓212稍微下降為負(例如，在一個實現中為約-3伏特)。在此第二模式中，Q2 「關斷」(高源極-漏極阻抗)，以及Q2有效地將Cl的第二端與地GND斷開。因為在圖1所示的極性方向上對Cl充電，所以Ql阻止初級繞組LI中的電流流動時，在電阻器R2兩端出現Cl電容器電壓(已反相)，並且作為信號施加到誤差放大器EA的誤差輸入(_)。電阻器R2兩端的電壓在圖5的曲線圖230中示出為波形232 (VK2)，其在時間tl與時間t2之間為負。在某些實施例中，電容器Cl和充電電阻器Rl的值設為使得對應的RC時間常數允許電容Cl非常快速地充電(相對於PWM周期Tpwm)。如圖1和圖5中所見，波形232向誤差放大器反相(_)輸入提供反饋信號，此反饋信號與設置點輸入Vsp相加，使得誤差放大器輸出提供PWM電路的閉環操作的對應誤差信號來調整次級側輸出電流。就此而言，從估計器電路110提供到誤差放大器EA的反饋信號116與次級繞組L2中流動的回掃式電流成比例。由此，信號116是表示性估計，同時估計器電路110與次級電隔離(例如，無直接感測、無感測變壓器、無光耦合器等)。而且，在次級電路本身中無需直接感測電阻，從而次級電流估計允許閉環輸出調整而不會負面地影響驅動器電路100的輸出效率。而且，如圖1所示，在某些實施例中，電路100還可以包括與瞬變模式PWM控制器Ul耦合的過零檢測電路130。過零檢測電路130包括繞在變壓器Tl的磁芯上且與初級繞組LI磁耦合的感測繞組L3和L4，以及該電路還包括將L3和L4與電容器C4連接的中心節點。C4的下方端經由二極體Dl耦合到VCC以及經由二極體D2耦合到地，以及將旁通電容器C5從VCC連接到地GND。過零電路130使用感測繞組L3和L4感測初級繞組LI的過零狀況，並選擇性地經由電阻器R6向PWM控制器Ul的過零檢測輸入ZCD提供指示初級繞組LI的感測的過零狀況的信號。圖6是圖示根據本公開的另一個驅動器電路實施例的示意圖，其中估計器電路110使用ρ溝道MOSFET開關Q2和逆變器。在本實施例中，第二開關器件Q2具有柵極G、與電容Cl的第二端耦合的 漏極D和耦合到地GND的源極S，以及估計器電路110包括逆變器U2，逆變器U2的輸入耦合成從PWM控制器Ul接收驅動輸出GD以及其輸出與第二開關器件Q2的柵極G耦合。在其他方面中，本實施例提供如上文結合圖1-5描述的估計功能性。如圖1和圖3的示例所示，脈寬調製電路120和估計器電路110可以作為專用集成電路(ASIC)150來實現。ASIC 150可以用在圖示的驅動器100中或用在操作脈寬調製的功率轉換器電路100的其他應用中。ASIC 150包括外部可訪問的電端子，該外部可訪問的電端子包括設置點端150a、乘法器輸入端150b、ZCD信號輸入端150c、功率(VCC)端150d、以及驅動輸出端150e、比較器輸入端150f和電路地端150g。器件150包括PWM控制器Ul，PWM控制器Ul具有PMW控制輸入INV、與比較器輸入端150f耦合的比較器輸入CS和驅動輸出⑶，驅動輸出⑶至少部分地根據PWM控制輸入INV向驅動輸出端150e提供脈寬調製的控制信號。此外，ASIC 150具有誤差放大器EA，誤差放大器EA包括與設置點輸入端150a耦合的誤差輸入(_)以及耦合成向脈寬調製控制器Ul的PWM控制輸入INV提供信號的輸出。ASIC 150還包括估計器電路110，估計器電路110具有電容Cl和開關Q2，其中電容Cl具有與比較器輸入CS耦合的第一端和與誤差輸入(_)耦合的第二端。開關Q2連接在第二電容器端與地之間，並根據驅動輸出GD按上文描述的操作以選擇性地允許電容器Cl在Q2關斷時，在第一模式中(Cl接地的情況下)充電，並且然後向誤差放大器EA提供反饋估計信號 116。
上文的示例僅是說明本公開的多種方面的多個可能實施例，其中本領域技術人員在閱讀並理解本說明書和附圖時將會設想等效的替代和/或修改。具體針對上述組件(組裝件、裝置、系統、電路等)執行的多種功能而言，除非另行指明，否則用於描述此類組件的術語(包括對「手段」的引用)應對應於執行所描述的組件的指定功能(即功能上等效)的任何組件，如硬體、處理器執行的軟體或它們的組合，即便在結構上與執行本公開的圖示實現中的功能的所公開的結構不相等。雖然本公開的具體特徵是僅結合多種實現的其中一種來圖示和/或描述的，但是此類特徵可以按任何給定或特定應用可能期望和對其有利的來與其他實現的一個或多個其它特徵組合。另外，除非另行指明，對單數組件或項的引用應涵蓋兩個或兩個以上此類組件或項。而且，就詳細描述和/或權利要求中使用術語「包括」、「具有」、「含有」或其變化來說，此類術語應與術語「包含」相似的方式為包含性的。本發明是參考優選實施例來描述的。顯然，閱讀和理解前文的詳細描述時，將會設想到修改和替換。本發明應視為包含所有此類修改和替代。100驅動器 102輸入源
104整流器 106 DC-DC轉換器級 108 LED陣列 110狀態估計器 112驅動輸出信號 114感測電壓輸入 116反饋估計信號 120 P麗電路 130過零檢測電路 150 ASIC 150a設置點端 150b乘法器輸入端 150c ZCD信號輸入端；
150d功率(VCC)端 150e驅動輸出端 150f比較器輸入端 150g電路地端 200曲線圖
202感測電壓(Vs)波形
210曲線圖
212柵極-漏極電壓
222電壓Vci
230曲線圖
232波形
Cl電容C2電容器C4電容器C5旁通電容器C6電容器D3整流器LI初級 繞組L2次級繞組L3和L4感測繞組Ql開關Q2開關Rl充電電阻器R2第二電阻R3電阻器R6電阻器R8電阻器Tl變壓器Ul PWM控制器U2逆變器。
權利要求
1.一種用於對至少一個光源供電的電路，包括: 變壓器，所述變壓器包括初級繞組和耦合成向光源提供電功率的次級繞組； 感測電阻器，所述感測電阻器具有與所述初級繞組耦合的第一端以及與電路地耦合的A-Ap ~.上山弟.~- ； 第一開關器件，所述第一開關器件包括與所述初級繞組耦合的第一功率端、與所述感測電阻器耦合的第二功率端、以及第一控制輸入端，所述第一開關器件根據所述第一控制輸入端處的控制信號來操作以便選擇性地電耦合所述第一功率端和第二功率端、從而允許電流在所述初級繞組中流動； 脈寬調製電路，所述脈寬調製電路包括: 脈寬調製控制器，所述脈寬調製控制器包括PWM控制輸入、與所述感測電阻器的所述第一端耦合以接收感測電壓的比較器輸入、以及驅動輸出，所述驅動輸出至少部分地根據所述PWM控制輸入向所述開關器件的所述第一控制輸入端提供脈寬調製的控制信號，以及 誤差放大器，所述誤差放大器包括誤差輸入和耦合成向所述脈寬調製控制器的所述PWM控制輸入提供信號的輸出；以及 與所述變壓器的所述次級繞組電隔離的估計器電路，所述估計器電路包括: 電容，所述電容具有與所述脈寬調製控制器的所述比較器輸入耦合的第一端，以及與所述誤差放大器的所述誤差輸入耦合的第二端；以及` 第二開關器件，所述第二開關器件包括與所述電容的所述第二端耦合的第一功率端、與所述電路地耦合的第二功率端、和與所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出耦合的第二控制輸入端，所述第二開關器件根據所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出操作，以選擇性地將所述電容的所述第二端與所述電路地耦合、從而在所述第一開關器件允許電流在所述初級繞組中流動時允許所述電容基於所述感測電壓來充電，以及將所述電容的所述第二端與所述電路地解耦合、從而在所述第一開關器件阻止電流在所述初級繞組中流動時向所述誤差放大器的所述誤差輸入提供信號。
2.如權利要求1所述的電路，其中所述PWM控制器是瞬變模式PWM控制器。
3.如權利要求2所述的電路，其中所述第二開關器件是η溝道MOSFET，所述η溝道MOSFET具有與所述電容的所述第二端耦合的源極、與所述電路地耦合的漏極、以及與所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出耦合的柵極。
4.如權利要求3所述的電路，其中所述瞬變模式PWM控制器包括過零檢測輸入，所述電路還包括與所述瞬變模式PWM控制器耦合的過零檢測電路，所述過零檢測電路包括與所述初級繞組磁耦合的至少一個感測繞組，所述過零電路可操作以使用所述至少一個感測繞組感測所述初級繞組的過零狀況以及選擇性地向所述過零檢測輸入提供指示所述初級繞組的感測的過零狀況的信號。
5.如權利要求3所述的電路，包括專用集成電路，所述專用集成電路包括所述脈寬調製電路和所述估計器電路。
6.如權利要求5所述的電路，其中所述瞬變模式PWM控制器包括過零檢測輸入，所述電路還包括與所述瞬變模式PWM控制器耦合的過零檢測電路，所述過零檢測電路包括與所述初級繞組磁耦合的至少一個感測繞組，所述過零電路可操作以使用所述至少一個感測繞組感測所述初級繞組的過零狀況以及選擇性地向所述過零檢測輸入提供指示所述初級繞組的感測的過零狀況的信號。
7.如權利要求5所述的電路，包括專用集成電路，所述專用集成電路包括所述脈寬調製電路和所述估計器電路。
8.如權利要求2所述的電路，其中所述第二開關器件是P溝道MOSFET，所述p溝道MOSFET具有柵極、與所述電容的所述第二端耦合的漏極、以及與所述電路地耦合的源極，所述估計器電路包括逆變器，所述逆變器具有與所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出耦合的輸入和與所述第二開關器件的所述柵極耦合的輸出。
9.如權利要求8所述的電路，其中所述瞬變模式PWM控制器包括過零檢測輸入，所述電路還包括與所述瞬變模式PWM控制器耦合的過零檢測電路，所述過零檢測電路包括與所述初級繞組磁耦合的至少一個感測繞組，所述過零電路可操作以使用所述至少一個感測繞組感測所述初級繞組的過零狀況以及選擇性地向所述過零檢測輸入提供指示所述初級繞組的感測的過零狀況的信號。
10.如權利要求8所述的電路，包括專用集成電路，所述專用集成電路包括所述脈寬調製電路和所述估計器電路。
11.如權利要求1所述的電路，其中所述第二開關器件是η溝道M0SFET，所述η溝道MOSFET具有與所述電容的所述第二端耦合的源極、與所述電路地耦合的漏極、以及與所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出耦合的柵極。
12.如權利要求11所述的電路，包括專用集成電路，所述專用集成電路包括所述脈寬調製電路和所述估計器電路。
13.如權利要求1所述的電路，其中所述第二開關器件是P溝道M0SFET，所述ρ溝道MOSFET具有柵極、與所述電容的所述第二端耦合的漏極、以及與所述電路地耦合的源極，所述估計器電路包括逆變器，所述逆變器具有與所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出耦合的輸入和與所述第二開關器件的所述柵極耦合的輸出。
14.如權利要求13所述的電路，包括專用集成電路，所述專用集成電路包括所述脈寬調製電路和所述估計器電路。
15.如權利要求1所述的電路，包括專用集成電路，所述專用集成電路包括所述脈寬調製電路和所述估計器電路。
16.一種用於操作脈寬調製的功率轉換器電路的專用集成電路，所述專用集成電路包括: 設置點輸入端； 驅動輸出端； 比較器輸入端； 電路地端； 脈寬調製控制器，所述脈寬調製控制器包括PWM控制輸入、與所述比較器輸入端耦合的比較器輸入、和驅動輸出，所述驅動輸出至少部分地根據所述PWM控制輸入向所述驅動輸出端提供脈寬調製的控制信號； 誤差放大器，所述誤差放大器包括與所述設置點輸入端耦合的誤差輸入和耦合成向所述脈寬調製控制器的所述PWM控制輸入提供信號的輸出；以及 估計器電路，所述估計器電路包括:電容，所述電容具有與所述脈寬調製控制器的所述比較器輸入耦合的第一端，以及與所述誤差放大器的所述誤差輸入耦合的第二端；以及 開關器件，所述開關器件包括與所述電容的所述第二端耦合的第一功率端、與所述電路地端耦合的第二功率端、和與所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出耦合的控制輸入端，所述開關器件根據所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出操作，以選擇性地將所述電容的所述第二端與所述電路地端耦合、從而允許所述電容基於所述比較器輸入端處的感測電壓來充電，以及將所述電容的所述第二端與所述電路地端解耦合、從而允許所述電容向所述誤差放大器的所述誤差輸入提供信號。
17.如權利要求16所述的專用集成電路，其中所述PWM控制器是瞬變模式PWM控制器。
18.如權利要求16所述的專用集成電路，其中所述開關器件是η溝道MOSFET，所述η溝道MOSFET具有與所述電容的所述第二端耦合的源極、與所述電路地端耦合的漏極、以及與所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出耦合的柵極。
19.如權利要 求16所述的專用集成電路，其中所述開關器件是P溝道M0SFET，所述ρ溝道MOSFET具有柵極、與所述電容的所述第二端耦合的漏極、以及與所述電路地端耦合的源極，所述估計器電路包括逆變器，所述逆變器具有與所述脈寬調製控制器的所述驅動輸出耦合的輸入和與所述開關器件的所述柵極耦合的輸出。
全文摘要
本發明呈現了一種LED驅動器電路及為此隔離的DC-DC轉換器，其中提供初級側狀態估計器以用於實現推斷的輸出電流感測、從而用於脈寬調製的回掃式轉換器或降壓轉換器的閉環控制。
文檔編號H02M3/335GK103229595SQ201180058920
公開日2013年7月31日 申請日期2011年10月26日 優先權日2010年12月9日
發明者L.R.內龍伊 申請人:通用電氣公司