具有綜合時鐘相位檢測器的接收機的製作方法
2023-05-10 06:19:46
專利名稱：具有綜合時鐘相位檢測器的接收機的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種具有用於估算理想取樣時刻與接收信號取樣時刻之間的時鐘相位偏移的綜合時鐘相位檢測器的接收機，其中接收信號是從具有傳輸濾波器的發射機經由一個傳輸信道發送到接收機的。
圖1顯示了現有技術中的接收機。該接收機包含一個模/數轉換器ADC，用於將模擬接收信號轉換成數字接收信號，該信號被饋送到一個混頻器。連接混頻器下遊的是一個數字再取樣濾波器，它輸出一個數字輸出信號，其符號率是一個高於數字接收信號符號率的因數r。再取樣濾波器的輸出信號被饋送到接收機的匹配濾波器，它輸出一個經濾波的輸出信號，用於進一步的數據處理，其中該信號的數據符號率被分樣。此外，再取樣濾波器的輸出信號被饋送到一個頻率匹配濾波器，該濾波器與匹配濾波器相關聯，並向載波頻率檢測器TFD輸出一個經濾波的輸出信號。經匹配濾波器MF濾波的輸出信號被轉發到一個時鐘相位檢測器TPD，它被用於數字接收信號的時鐘相位檢測。在所有情況下，時鐘相位檢測器TPD和載波頻率檢測器TFD都在輸出端被連接到數字環路濾波器和提供控制信號的NCO上。時鐘相位檢測器TPD向相關的數字環路濾波器輸出一個時鐘相位偏移信號TP，連接在下遊的NCO提供一個數字控制值來激勵再取樣濾波器。再取樣濾波器對接收信號進行鍵控，同時帶寬限制被實施。在這種情況下，NCO輸出的控制信號以一種依賴於經過濾的時鐘相位偏移信號的方式來設置取樣時間。
現有技術中的時鐘相位檢測器TPD被稱作加德納時鐘相位檢測器，它是以其開發者F.M.Gardner來命名的。在根據圖1所描述的現有技術的接收機的情況下，數字時鐘和載頻的恢復，其實現不依賴於處理中的判定。這稱做NDA(無輔助判決)定時參數估計。在這種情況下，取樣信號值用於時鐘和載波信號恢復，它們在匹配濾波器或均衡器的下遊被選取，用於時鐘和載波恢復。舉個例子，這種接收機在1998年HenrichMeyr在紐約的Wiley發表的「Digital Communication Receiver」中被描述。
根據現有技術，包含時鐘相位檢測器TPD的接收機，其缺點是傳統的加德納NDA時鐘相位檢測器具有相當大的固有噪聲。時鐘相位檢測器TPD的輸出信號具有很高的方差。
圖2顯示了根據現有技術，具有如在圖1中被說明的接收機所包含的加德納結構的時鐘相位檢測器。該時鐘相位檢測器TPD從匹配濾波器MF接收一個經過濾的數字輸入信號，該信號被饋送到一個延遲電路和一個微分器。微分器對接收到的數字輸入信號在時間上進行微分，並將微分信號與匹配濾波器MF的時延輸出信號相乘。
圖3顯示了匹配濾波器輸出的輸出信號相對於時鐘相位偏移的信號振幅。在時鐘相位偏移為零處，匹配濾波器輸出信號的一階導數或是時鐘相位檢測器的輸出信號是不確定的，可以大於或者小於零。換句話說，在圍繞理想值波動的時鐘相位偏移處，傳統的時鐘相位檢測器輸出一個具有很高方差的輸出信號。因此傳統的時鐘相位檢測器，其輸出信號具有相當大的固有噪聲。為了抑制這種固有噪聲，有必要提供一個連接在其下遊的數字迴路濾波器，它在電路方面是非常複雜的。然而，由於這種結構複雜的迴路濾波器，接收機將變得暫時反應緩慢並且無法跟上數字輸入信號的變化。相反，如果數字迴路濾波器使用的電路複雜度比較低，那麼根據現有技術的時鐘相位檢測器，其固有噪聲將會導致相對不精確的控制信號用於再取樣，這樣會增加誤碼。
這個目的是根據本發明，藉助於具有權利要求1所規定特性的接收機和具有權利要求14所規定特性的接收機來實現的。
本發明提供了一種接收機，它具有一個綜合時鐘相位檢測器，用於檢測理想取樣時刻和接收信號取樣時刻之間的時鐘相位偏移，其中接收信號是從具有傳輸濾波器的發射機經由傳輸網絡而被發送到接收機的，具有至少一個匹配濾波器MF以及具有至少一個頻率匹配濾波器FMF，為了使接收信號的信/噪功率比SNR最大，傳輸濾波器、傳輸信道以及匹配濾波器，其脈衝響應的第一卷積乘積幅度在理想取樣時刻是最大的，在頻域中，頻率匹配濾波器的傳輸函數等於匹配濾波器MF的傳輸函數的一階導數，在這種情況下，至少提供一個乘法器，它將匹配濾波器的輸出信號與頻率匹配濾波器的輸出信號相乘，形成一個時鐘相位偏移檢測信號TD。
在根據本發明的接收機的優選實施例中，傳輸濾波器、傳輸信道以及頻率匹配濾波器FMF，其脈衝響應的第二卷積乘積幅度在理想取樣時刻是最小的。
優選的，匹配濾波器MF的輸出數據符號率與接收信號的數據符號率相等，或是比它大兩倍。
優選的，時鐘相位偏移檢測信號從乘法器輸出到數字迴路濾波器。
優選的，一個NCO被連接到數據迴路濾波器的下遊。
優選的，NCO激勵一個數字再取樣濾波器。
接收機最好是一個PAM或QAM接收機。
優選的，匹配濾波器MF是一個根餘弦滾降濾波器。
根據本發明的優選的一個模/數轉換器，它將經由傳輸信道接收的模擬接收信號轉換成一個具有特定數據符號率的數字接收信號。
優選的，再取樣濾波器接收數字接收信號並向連接到下遊的匹配濾波器MF輸出一個數字輸出信號，再取樣濾波器輸出的輸出信號，其數據符號率是一個比數據接收信號的數據符號率更高的預定因數。
在根據本發明接收機的特別優選的實施例中，接收機是一個QAM接收機，該QAM接收機具有一個第一匹配濾波器，用於接收信號中的同相信號成分，一個相關的第一頻率匹配濾波器FMF，一個第二匹配濾波器MF，用於數字接收信號中的正交相位信號成分，一個相關的頻率匹配濾波器FMF，一個第一乘法器，它將第一匹配濾波器的輸出信號與相關的頻率匹配濾波器的輸出信號相乘，形成一個第一時鐘相位乘積信號，一個第二乘法器，它將第二匹配濾波器的輸出信號與相關的頻率匹配濾波器的輸出信號相乘，形成一個第二時鐘相位乘積信號，以及一個加法器，它將乘法器輸出的兩個時鐘相位乘積信號相加，產生一個時鐘相位偏移檢測信號。
接收機最好包含一個信號均衡電路，該電路被連接到模/數轉換器或匹配濾波器的下遊。
在特別優選的實施例中，接收機另外還具有一個載波相位檢測器。
此外，本發明還提供一個接收機，它具有一個綜合時鐘相位檢測器，用於檢測理想取樣時刻和接收信號取樣時刻之間的時鐘相位偏移，其中接收信號是從具有傳輸濾波器的發射機經由傳輸網絡發送到接收機的，以及為了使接收信號的信/噪功率比SNR最大，傳輸濾波器、傳輸信道以及匹配濾波器，其第一卷積乘積的幅度在理想取樣時間最大，在這種情況下，匹配濾波器MF的下遊連接有一個時鐘相位濾波器TPF，它與一個延遲電路並行連接，其輸出信號被一個乘法器相乘，產生一個時鐘相位偏移檢測信號TP。
在這種情況下，時鐘相位濾波器TPF最好包括兩個串聯的頻率匹配濾波器FMF和一個希爾波特濾波器HF。
該延遲電路和時鐘相位濾波器TPF最好具有相同的組延遲時間。
優選的，延遲電路和時鐘相位濾波器TPF具有相同的抽取比例。
匹配濾波器MF的輸出信號，其數據符號率是一個比數字接收信號的數據符號率更高的預定因數r。
優選的，時鐘相位偏移檢測信號TP被從乘法器輸出到一個數字迴路濾波器。
在這種情況下，優選的，一個NCO被連接到迴路濾波器的下遊。
優選的，該NCO對數字再取樣濾波器進行控制。
優選的，匹配濾波器具有一個根餘弦滾降濾波器。
為了對本發明的本質特徵進行說明，以下參考附圖對具有綜合時鐘外觀檢測器的本發明的接收機的優選實施例進行描述。在附圖中圖1顯示了一個根據現有技術的接收機；圖2顯示了一個根據現有技術的時鐘相位檢測器；
圖3顯示了用於說明本發明基於的問題區域的眼圖；圖4顯示了具有綜合時鐘相位檢測器的本發明的接收機第一實施例；圖5顯示了具有綜合時鐘相位檢測器的本發明的接收機第二實施例；圖6顯示了具有綜合時鐘相位檢測器和一個載頻迴路的本發明的接收機第三實施例；圖7顯示了具有綜合時鐘相位檢測器的本發明的接收機第四實施例；圖8顯示了在圖7中被說明的實施例所包含的時鐘濾波器的方框圖；圖9顯示了具有綜合時鐘相位檢測器的本發明的接收機第五實施例；圖10顯示了具有綜合時鐘相位檢測器和載頻迴路的本發明的接收機第六實施例；圖11顯示了根據本發明的接收機第七實施例；圖12顯示了根據本發明的接收機的第八實施例；圖13顯示了根據本發明的接收機的第九實施例。
圖4顯示了具有用於檢測時鐘相位偏移的綜合時鐘相位檢測器的本發明的接收機的第一實施例。在圖4所說明的第一實施例的情況下，接收機1是一個RAM接收機，它經由傳輸信道3接收來從發射機2接收一個模擬接收信號，這個信號被一個綜合模/數轉換器4轉換成一個數字接收信號。具有數據符號速率fADC的數字接收信號經由一條內部線路輸出到一個再取樣濾波器6。再取樣濾波器6執行鍵控並經由線路7向連接到其下遊的匹配濾波器8輸出一個數字輸出信號。再取樣濾波器6的輸出數字輸出信號是一個比模/數轉換器4輸出的數字輸出信號的數據符號率更高的預定因數r。匹配濾波器8與傳輸信道3和發射機2相匹配，如果恰當，還匹配到均衡電路上。在這種情況下，為了使接收信號的信/噪功率比SNR最大，發射機2所包含的發射濾波器、傳輸信道3、以及如果恰當，均衡器還有匹配濾波器8，其脈衝響應的卷積乘積幅度在理想的取樣時間上最大。接收機1還包括一個並行連接到匹配濾波器8的頻率匹配濾波器9。頻率匹配濾波器9的傳輸函數與匹配濾波器8的傳輸函數相匹配，在頻域上，頻率匹配濾波器9的傳輸函數FMF(f)等於匹配濾波器8的傳輸函數MF(f)的一階導數。匹配濾波器8經由線路10輸出一個經過濾波的數字輸出信號，用於在接收機1中進一步的數據處理，匹配濾波器8的數據符號率等於模/數轉換器4所輸出的數字輸出信號的數據符號率。在所有實施例中，頻率匹配濾波器9都具有分樣結構，這是因為下遊的乘法是在數據符號圖案中產生的。
接收機1還包括一個乘法器11，它將匹配濾波器8的數字輸出信號與頻率匹配濾波器9的輸出信號相乘，以構成一個時鐘相位檢測信號TP，其中如果恰當，匹配濾波器8的輸出信號被抽選濾波器頻率分樣到數據符號率。時鐘相位偏移檢測信號TP從乘法器11經由線路12輸出到連接在乘法器下遊的數字迴路濾波器13。連接在數字迴路濾波器13下遊的是一個NC014(NCO數控振蕩器)，它經由控制線路15向再取樣濾波器6輸出一個數控信號。再取樣濾波器6以依賴於經過濾波的時鐘相位偏移檢測信號TP的方式來設置。在根據本發明的接收機1中，時鐘相位檢測是以匹配濾波器8和頻率匹配濾波器9的數字輸出信號為基礎而被實現的。這兩個濾波器8、9的輸出信號，其數據符號率高於數字輸出信號的數據符號率，這是因為根據本發明所做的檢測是一個NDA(無輔助判決)檢測。兩個濾波器8、9都是分樣的，也就是說，其輸出信號的數據符號率要小於所接收數位訊號的數據符號率。兩個濾波器8、9最好具有相同的組延遲時間。
如果對圖4中描述的根據本發明的接收機與根據圖1所描述現有技術的接收機進行比較，可以看出用於載頻檢測的頻率匹配濾波器9，現在被附加用於時鐘相位檢測。根據本發明的接收機與根據現有技術接收機的相比較，其電路費用相當低，因為只需要一個附加的乘法器11和常規的時鐘相位檢測器——在圖2中被說明——它具有一個延遲電路，並且不再需要微分電路。如果在根據本發明的接收機1中精確調整時鐘相位和載頻，那麼理論上數字時鐘相位偏移檢測信號TP包括一個零的序列，也就是說，時鐘相位偏移檢測信號沒有任何固有噪聲。
匹配濾波器8的傳輸函數以及由此的頻率匹配濾波器9的傳輸函數與發射機2、信道3的傳輸濾波器並且如果合適，均衡器的傳輸濾波器相匹配。在這種情況下，為了使數字接收信號的信/噪功率比SNR最大，發射機2中的發射濾波器、傳輸信道3、信道均衡器以及匹配濾波器8，其脈衝響應的卷積乘積的幅度在理想的取樣時間上最大。匹配濾波器8的濾波係數以滿足這個條件的一種方式來設置。發射濾波器、傳輸信道、均衡器以及頻率匹配濾波器9，其脈衝響應進一步卷積的乘積幅度在理想的取樣時間上最小。匹配濾波器8的輸出數據符號率和模/數轉換器4輸出的數字接收信號的數據符號率是相同的。
匹配濾波器8最好被構造成一個根餘弦滾降濾波器。匹配濾波器8和頻率匹配濾波器9的濾波係數以這樣一種方式來設置，乘法器11的輸出信號在數據符號圖案中產生數字值零。由此實現的是，不會出現固有噪聲或圖象噪聲。兩個濾波器8、9的組延遲時間最好相等，這樣相互匹配的取樣值被乘法器11乘到一起。在頻域中，頻率匹配濾波器9的傳輸函數等於匹配濾波器8的傳輸函數的一階導數。由於頻率匹配濾波器9的濾波係數依賴於匹配濾波器8的濾波係數，因此匹配濾波器8也可以被構造成一個自適應濾波器。
圖5顯示了根據本發明的，具有檢測時鐘相位偏移的綜合時鐘相位檢測器的接收機的第二實施例。在圖5所描述的實施例中，接收機1是一個QAM接收機，它具有一個常規的載波相位檢測器16和一個根據本發明的時鐘相位檢測器。接收機1具有一個用於同相信號成分的再取樣濾波器6a，和一個用於QAM信號中的正交信號成分的再取樣濾波器6b。這兩個再取樣濾波器6a、6b由一個控制信號來設置，該信號依賴於時鐘相位檢測信號TP。如在圖5中所說明的那樣，QAM接收機1包含一個用於同相信號成分的匹配濾波器8a和一個用於所接收的數字QAM信號中的正交相位信號成分匹配濾波器8b。這兩個匹配濾波器8a、8b並行的分別連接到相關的頻率匹配濾波器9a、9b，在所有情況下，頻率匹配濾波器9a、9b的傳輸函數在頻域中都對應於相關的匹配濾波器8a、8b的傳輸函數的一階導數。乘法器11將匹配濾波器8a的輸出信號與頻率匹配濾波器9的輸出信號相乘，並將結果輸出到一個加法器17。匹配濾波器匹配濾波器8b的輸出信號與相關的頻率匹配濾波器9b的輸出信號也在乘法器11b相乘。這兩個乘法器11a、11b的輸出信號被饋送到乘法器17，由它完成對乘法器11a、11b所輸出的時鐘相位乘積信號的平均，以便於產生一個數字時鐘相位偏移信號TP。如已經結合圖4中第一實施例所描述的那樣，數字時鐘相位偏移信號TP經由線路12輸出到一個數字迴路濾波器13。
載波相位檢測器16是按照傳統方式構造的，它產生一個載波相位檢測信號TF，該信號經由線路18輸出到另外一個數據迴路濾波器19。在輸出端，與數字迴路濾波器19的下遊相連的是一個NCO電路20，它經由控制線21向混頻器22輸出一個控制信號。該混頻器22將接收信號混頻到主頻帶中。兩個再取樣濾波器6a、6b與混頻器22的下遊相連。
圖6顯示了具有綜合時鐘相位檢測器的本發明的接收機1的第三實施例。
在圖6中所說明的實施例中，載頻檢測信號TF是通過乘法器11c、11d以及另外一個加法器17b，從經匹配濾波器8和頻率匹配濾波器9濾波的輸出信號中形成的。在這種情況下，乘法器11d將被匹配濾波器8a濾波的同相信號成分與被頻率匹配濾波器9b濾波的正交信號成分相乘。同樣，乘法器11d將被匹配濾波器8b濾波的正交相位信號成分與被頻率匹配濾波器9a濾波的同相信號成分相乘。這兩個乘法器11c、11d的輸出信號被加法器17b所平均，並作為載頻檢測信號TF，經由線路18輸出到數字迴路濾波器19。
更進一步，接收機1包含一個時鐘相位迴路23，它被連接到兩個匹配濾波器8a、8b的下遊。時鐘相位檢測信號TP以與圖5中被說明的第二實施例相同的方式產生。在圖6中被說明的QAM接收機的優選實施例中，時鐘相位偏移檢測信號TP和載頻偏移檢測信號TF都是從匹配濾波器8a、8b和頻率匹配濾波器9a、9b的輸出信號中產生的。圖6中被說明的接收機1由此只需要最少的濾波器，以便於產生載頻偏移檢測信號TF和時鐘相位偏移檢測信號TP。用於乘法器11a-11d以及兩個加法器17a、17b的電路費用相對也很低。
圖7顯示了根據本發明的接收機1的第四實施例。與圖4中被說明的實施例相類似，圖7中被說明的接收機1是一個PAM接收機。在圖7中被說明的RAM接收機1中，時鐘相位濾波器24和一個延遲電路25被連接到匹配濾波器的下遊。時鐘相位濾波器24和延遲電路25彼此並行相連，其輸出信號由一個乘法器相乘，形成一個時鐘相位偏移檢測信號TP，該信號經由線路12被輸出到數字迴路濾波器13。在所有實施例中，時鐘相位濾波器24都是分樣的，這是因為下遊乘法是在數據符號圖案中被實施的。
包含在接收機1中的時鐘相位濾波器24，其構造在圖8中被說明。時鐘相位檢測濾波器24包括兩個串聯的頻率匹配濾波器26、27和一個希爾波特濾波器28。這兩個串聯的頻率匹配濾波器26、27，其傳輸函數FMF(f)在各種情況下都對應於匹配濾波器8d的傳輸函數MF(f)的一階導數 。希爾波特濾波器28得到另外一個90°的相位偏移。這就穩定了控制。三個串聯濾波器26、27、28的順序是任意的。
在圖7中被說明的實施例中，延遲電路25包括多個延遲成分，時鐘相位濾波器24和延遲電路25的組延遲時間最好是相同的。由此得到的是，相關的取樣值被乘法器相乘。此外，延遲電路25和時鐘相位濾波器24還具有相同的抽取比例。匹配濾波器8的數據符號率是一個比模/數轉換器4所輸出的數字接收信號的數據符號率更高的常數因子r。時鐘相位濾波器24和延遲電路25具有一個抽取比例r，這樣被它們分別輸出的輸出信號具有數字輸出信號的數據符號率。
圖9顯示了根據本發明的接收機1的第五實施例。與圖5中被說明的第二實施例相類似，圖9所說明的實施例是一個QAM接收機。在這種情況下，接收機1包含一個用於同相信號成分的匹配濾波器8a和一個用於正交相位信號成分的匹配濾波器8b。這兩個匹配濾波器8a、8b的輸出信號分別被轉發到一個相關的時鐘相位濾波器24a、24b，它們具有圖8中所描述的電路結構。此外，這兩個匹配濾波器8a、8b的輸出信號被饋送到連接到下行上的抽選濾波器29a、29b，在每種情況下它們都對匹配濾波器的數字輸出信號分樣，並將其輸出到被連接在下行上的延遲電路27。包含抽選濾波器29和延遲電路25的串聯電路，其組延遲時間對應於相關聯的時鐘相位濾波器24的組延遲時間。同相信號成分被從延遲電路25輸出到乘法器11a，該乘法器將被延遲的同相信號成分與被時鐘相位濾波器24a過濾的同相信號成分相乘，並將其輸出到加法器17。同樣，正交信號成分被從延遲電路25輸出到乘法器11b，該乘法器將被延遲的正交信號成分與被時鐘相位濾波器24b過濾的正交信號成分相乘，並將其輸出到加法器17。加法器17完成平均，並向迴路濾波器13輸出一個時鐘相位偏移檢測信號TP。
圖10顯示了根據本發明的接收機1的第六實施例。在圖10中被說明的第六實施例是一個QAM接收機，載頻偏移檢測信號TF由兩個乘法器11c、11d以及另外一個加法器17b形成。載頻檢測信號TF是將乘法器11c、11d的兩個輸出信號平均而形成的。在這種情況下，乘法器11c將延遲的同相信號成分與被時鐘相位濾波器24b過濾的正交信號成分相乘。同樣，乘法器11b將延遲的正交信號成分與被時鐘相位濾波器24a過濾的同相信號成分相乘。
圖11和12顯示了根據本發明的，具有用於載頻和時鐘控制的去耦反饋迴路的接收機的第七和第八實施例。
圖13顯示了具有根據本發明構造的載頻檢測器的接收機的第九實施例，其中匹配濾波器8a、8b的分流下遊簡化了傳輸信號的均衡。
在如圖4到13中被說明的根據本發明的接收機1的九個實施例中，數字時鐘和載頻恢復，其實現不依賴於處理中的判定。因此，根據本發明的接收機1是一個NDA接收機(NDA無輔助判決)。在被調整的狀態中，也就是當時鐘相位和載頻都被精確調整到輸入信號時，在根據本發明的接收機1中，時鐘相位偏移檢測信號TP和載頻偏移檢測信號TF是一連串的零。這樣在接收機1被調整的狀態中，時鐘相位檢測信號TP和載頻檢測信號TF完全是無噪聲的，也就是說，它們不具有固有噪聲。這意味著兩個迴路濾波器13、19的電路費用可以保持最少，這樣用於經由迴路濾波器13對再取樣濾波器6a、6b設置和經由迴路濾波器19對混頻器22設置的反應時間能被快速實施。這樣，根據本發明的接收機1可以對接收信號的時鐘相位或載頻中的變化快速做出反應，由此比圖1中作為實例被說明的傳統接收機更為靈敏。
參考符號列表1.接收機2.發射機3.傳輸信道4.模/數轉換器5.線路6.再取樣濾波器7.線路8.匹配濾波器9.頻率匹配濾波器10.線路11.乘法器12.線路13.迴路濾波器14.NCO15.控制線路16.載波相位檢測器17.加法器18.線路19.迴路濾波器20.NCO21.控制線路22.混頻器23.載波相位迴路24.時鐘相位濾波器25.延遲電路26，27頻率匹配濾波器28.希爾波特濾波器29.分樣濾波器
權利要求
1.接收機，具有一個綜合時鐘相位檢測器，用於檢測理想取樣時刻和接收信號取樣時刻之間的時鐘相位偏移，其中接收信號是從具有傳輸濾波器的發射機(2)經由傳輸信道(3)而被發送到接收機(1)的，還具有至少一個匹配濾波器(8)，以及至少一個頻率匹配濾波器(9)，為了使接收信號的信/噪功率比最大，傳輸濾波器、傳輸信道(3)以及匹配濾波器(8)，其脈衝響應的第一卷積乘積幅度在理想取樣時間為最小，在頻域中，頻率匹配濾波器(9)的傳輸函數FMF(f)等於匹配濾波器(8)的傳輸函數MF(f)的一階導數，其特徵在於至少提供一個乘法器(11)，它將匹配濾波器(8)的輸出信號與頻率匹配濾波器(9)的輸出信號相乘，形成一個時鐘相位偏移檢測信號(TP)。
2.根據權利要求1的接收機，其特徵在於傳輸濾波器、傳輸信道(3)以及頻率匹配濾波器(9)，其脈衝響應的第二卷積乘積幅度在理想取樣時間最小。
3.根據權利要求1或2的接收機，其特徵在於匹配濾波器(8)的輸出數據符號率與數字接收信號的數據符號率是相等的。
4.根據權利要求1的接收機，其特徵在於接收機是一個RAM接收機。
5.根據前述權利要求1-4中任意一個的接收機，其特徵在於時鐘相位偏移檢測信號(TP)是從乘法器(11)輸出到數字迴路濾波器(13)的。
6.根據前述任一權利要求的接收機，其特徵在於NCO被連接在數字迴路濾波器(13)的下遊。
7.根據前述任一權利要求的接收機，其特徵在於NCO激勵一個數字再取樣濾波器(6)。
8.根據前述任一權利要求的接收機，其特徵在於匹配濾波器(8)是一個根餘弦滾降濾波器。
9.根據前述任一權利要求的接收機，其特徵在於提供了一個模/數轉換器(4)，它將經由傳輸信道(3)接收的模擬接收信號轉換成具有特定數據符號率的數字接收信號。
10.根據前述任一權利要求的接收機，其特徵在於再取樣濾波器(6)過濾數字接收信號，再取樣濾波器(6)所輸出的數位訊號，其數據符號率是一個比數字接收信號的數據符號率更高的因數r。
11.根據前述任一權利要求的接收機，其特徵在於接收機(1)是一個QAM接收機，該QAM接收機具有一個用於同相信號成分的第一匹配濾波器(8a)，一個相關的第一頻率匹配濾波器(9a)，一個用於正交相位信號成分的第二匹配濾波器(8b)，一個相關的第二頻率匹配濾波器(9b)，一個第一乘法器(11a)，它將第一匹配濾波器(8a)的輸出信號與第一頻率匹配濾波器(9a)的輸出信號相乘，形成第一時鐘相位乘積信號，一個第二乘法器(11b)，它將第二匹配濾波器(8b)的輸出信號與第二頻率匹配濾波器(9b)的輸出信號相乘，形成第二時鐘相位乘積信號，以及一個加法器(17)，它將兩個時鐘相位乘積信號相加，形成時鐘相位偏移檢測信號(TP)。
12.根據前述任一權利要求的接收機，其特徵在於提供了一個信道均衡電路。
13.根據前述任一權利要求的接收機，其特徵在於接收機包含一個載波相位檢測器(16)。
14.接收機，具有一個綜合時鐘相位檢測器，用於檢測理想取樣時刻和接收信號取樣時刻之間的時鐘相位偏移，其中接收信號是從具有傳輸濾波器的發射機(2)經由傳輸信道(3)而被發送到接收機(1)的，該接收機還具有一個匹配濾波器(8)，為了使接收信號的信/噪功率比(SNR)最大，傳輸濾波器、傳輸信道(3)以及匹配濾波器(8)，其脈衝響應的第一卷積乘積幅度在理想取樣時間為最小，其特徵在於匹配濾波器(8)的下遊連接了一個時鐘相位濾波器(24)，與之並行還連接有一個延遲電路(25)，它們的輸出信號被一個乘法器(11)相乘，形成一個時鐘相位偏移檢測信號(TP)。
15.根據權利要求14的接收機，其特徵在於時鐘相位濾波器(24)具有兩個串聯的頻率匹配濾波器(26，27)以及一個希爾波特濾波器(28)。
16.根據權利要求14或15的接收機，其特徵在於延遲電路(25)和時鐘相位濾波器(24)具有相同的組延遲時間。
17.根據前述權利要求14-16之一的接收機，其特徵在於延遲電路(25)和時鐘相位濾波器(24)具有相同的分樣比例。
18.根據前述權利要求14-17之一的接收機，其特徵在於匹配濾波器(8)的數字輸出信號的數據符號率是一個比數字輸入信號的數據符號率更高的預定因數r。
19.根據前述權利要求14-18中任意一個的接收機，其特徵在於時鐘相位偏移檢測信號(TP)被從乘法器(11)輸出到數字迴路濾波器(13)。
20.根據前述權利要求14-19中任意一個的接收機，其特徵在於NCO是連接在數字迴路濾波器(13)的下遊。
21.根據前述權利要求14-20中任意一個的接收機，其特徵在於NCO激勵一個數字再取樣濾波器(6)。
22.根據前述權利要求14-21中任意一個的接收機，其特徵在於匹配濾波器(8)是一個根餘弦滾降濾波器。
23.QAM接收機，具有一個綜合時鐘相位檢測器，用於檢測理想取樣時刻和接收信號取樣時刻之間的時鐘相位偏移，其中接收信號是從具有傳輸濾波器的發射機(2)經由傳輸信道(3)而被發送到接收機(1)的，並具有一個用於同相信號成分的第一匹配濾波器(8a)和一個用於正交相位信號成分的第二匹配濾波器(8b)，為了使接收信號的信/噪功率比(SNR)最大，傳輸濾波器、傳輸信道(3)以及匹配濾波器(8)，其脈衝響應的第一卷積乘積幅度在理想取樣時間為最小，其特徵在於在各種情況下，匹配濾波器(8a，8b)的下遊都連接著一個時鐘相位濾波器(24a，24b)，與之並行連接著一個延遲電路(29a，29b)，經第一匹配濾波器(8a)和第一時鐘相位濾波器(24a)過濾的同相信號成分被與經第二延遲電路(29b)延遲的正交相位信號成分相乘，形成第一載波相位乘積信號，經第二匹配濾波器(8b)和第二時鐘相位濾波器(24b)過濾的正交信號成分被與經第一延遲電路(29a)延遲的同相信號成分相乘，形成第二載波相位乘積信號，其特徵在於提供了一個減法器(17b)，它將第二載波相位乘機信號從第一載波相位乘積信號中減去，以便於產生一個載波相位偏移檢測信號。
全文摘要
接收機，具有一個綜合時鐘相位檢測器，用於檢測理想取樣時刻和接收信號取樣時刻之間的時鐘相位偏移，其中接收信號是從具有傳輸濾波器的發射機(2)經由傳輸信道(3)而被發送到接收機(1)的，具有至少一個匹配濾波器(8)和至少一個頻率匹配濾波器(9)，為了使接收信號的信/噪功率比最大，傳輸濾波器、傳輸信道(3)以及匹配濾波器(8)，其脈衝響應的第一卷積乘積幅度在理想取樣時間為最小，在頻域中，頻率匹配濾波器(9)的傳輸函數FMF(f)等於匹配濾波器(8)的傳輸函數MF(f)的一階導數，在這種情況下，至少提供一個乘法器(11)，它將匹配濾波器(8)的輸出信號與頻率匹配濾波器(9)的輸出信號相乘，形成一個時鐘相位偏移檢測信號(TP)。
文檔編號H04L7/02GK1404272SQ0214199
公開日2003年3月19日 申請日期2002年7月12日 優先權日2001年7月12日
發明者安德烈亞斯·門克霍夫 申請人:印芬龍科技股份有限公司