用於數控振蕩器的動態校準技術的製作方法

2023-05-09 20:11:46 2

專利名稱：用於數控振蕩器的動態校準技術的製作方法
技術領域：
本發明大體上涉及電子器件的領域，且更特定來說(但非排他地)，涉及數控振蕩器。
背景技術：
數控振蕩器(DCO)(有時被稱為數值控制振蕩器)為用於從固定參考頻率合成頻 率範圍的電子電路。由DCO在特定時間產生的輸出頻率隨數字輸入或控制碼的值而變。DCO 可用作頻率合成器，其用於產生多種基於電子電路的應用的波形。越來越多地使用DC0，例 如，在無線通信、高解析度成像、高速網絡連接、顯示器技術、數位訊號處理的領域和許多其 它電路密集領域。對於涉及包括行動電話和可攜式計算機的常規無線通信裝置的應用，DCO產生的 波形可用於實施例如時鐘和數據恢復、載波合成、信號編碼/解碼和調製/解調、可編程波 形產生等的功能。涉及無線通信的許多新近應用已看見實施於數字鎖相環(DPLL)內的DCO 的廣泛使用。歸因於其數字性質，DCO可提供在輸出頻率之間的快速切換、高解析度和對寬 帶譜的操作。DCO還可通過減少模擬電路組件的數目和減少或消除例如振蕩器控制電壓等 的噪聲敏感參數來提供優於常規電路技術的噪聲抑制。由於對用於在更精細輸出頻率之間的快速切換的較小DCO的需要不斷升級，因此 具有與構成DCO的各種電路組件的寄生電路值和阻抗失配相關聯的問題。在實際實施方案 中，線性輸入碼傾向於從DCO產生非線性輸出頻率-具體來說，在輸出頻率對輸入控制碼的 曲線中的間隙或重疊例子。此項技術中存在對有效地識別且校正DCO中的非線性的這些例子的需要。

發明內容
本發明揭示用於校準數控振蕩器(DCO)的技術。可確定用於操作DCO的控制碼的 初始集合。可識別從初始集合產生的輸出頻率的範圍。可識別在頻率範圍中的間隙或重疊 例子。對於重疊情況，可從初始集合移除對應於重疊例子的控制碼以建立修正集合。對於 間隙情況，可將控制碼添加到初始集合以用於產生填充間隙的頻率值。在本發明的一個方面中，一種校準數控振蕩器(DCO)的方法包括確定用於操作 DCO的控制碼的初始集合；識別從初始集合產生的輸出頻率的範圍；識別在頻率範圍中的 重疊的至少一個例子；以及從初始集合移除對應於至少一個重疊例子的控制碼以建立修正集合。在本發明的另一方面中，一種校準數控振蕩器(DCO)的方法包括確定用於操作 DCO的控制碼的初始集合；識別從初始集合產生的輸出頻率的範圍；識別在頻率範圍中的 至少一個間隙；以及將控制碼添加到初始集合，所述經添加的控制碼對應於實質上填充至 少一個間隙的輸出頻率值。在本發明的又一方面中，一種無線通信裝置包括數控振蕩器(DCO)和處理系統，所述處理系統經配置以確定用於操作DCO的控制碼的初始集合、識別從初始集合產生的輸 出頻率的範圍、識別在頻率範圍中的重疊的至少一個例子，以及從初始集合移除對應於至 少一個重疊例子的控制碼以建立修正集合。在本發明的另一方面中，一種無線通信裝置包括數控振蕩器(DCO)和處理系統， 所述處理系統經配置以確定用於操作DCO的控制碼的初始集合、識別從初始集合產生的輸 出頻率的範圍、識別在頻率範圍中的至少一個間隙，以及將控制碼添加到初始集合，所述經 添加的控制碼對應於實質上填充至少一個間隙的輸出頻率值。在本發明的另一方面中，一種設備包括數控振蕩器(DCO)、用於確定用於操作DCO 的控制碼的初始集合的裝置、用於識別對應輸出頻率的範圍的裝置、用於識別在頻率範圍 中的重疊的至少一個例子的裝置，以及用於從初始集合移除對應於至少一個重疊例子的控 制碼以建立修正集合的裝置。在本發明的另一方面中，一種設備包括數控振蕩器(DCO)、用於確定用於操作DCO 的控制碼的初始集合的裝置、用於識別從初始集合產生的輸出頻率的範圍的裝置、用於識 別在頻率範圍中的至少一個間隙的裝置，以及用於將控制碼添加到初始集合的裝置，所述 經添加的控制碼對應於實質上填充至少一個間隙的輸出頻率值。在本發明的另一方面中，一種電腦程式產品包括機器可讀媒體，所述機器可讀 媒體包括可由機器執行以用於執行校準數控振蕩器(DCO)的方法的指令，所述方法包括 確定用於操作DCO的控制碼的初始集合；識別從初始集合產生的輸出頻率的範圍；識別在 頻率範圍中的重疊的至少一個例子；以及從初始集合移除對應於至少一個重疊例子的控制 碼以建立修正集合。在本發明的另一方面中，一種電腦程式產品包括機器可讀媒體，所述機器可讀 媒體包括可由機器執行以用於執行校準數控振蕩器(DCO)的方法的指令，所述方法包括 確定用於操作DCO的控制碼的初始集合；識別從初始集合產生的輸出頻率的範圍；識別在 頻率範圍中的至少一個間隙；以及將控制碼添加到初始集合，所述經添加的控制碼對應於 實質上填充至少一個間隙的輸出頻率值。應理解，所屬領域的技術人員通過以下詳細描述將容易明白本發明的其它方面， 其中藉助於說明來展示和描述本發明的各種方面。如將認識到，本發明能夠具有其它和不 同配置和實施方案，且其若干細節在各種其它方面能夠進行修改，所有情況均不脫離本發 明的範圍。因此，應將圖式和詳細描述在本質上看作說明性且非限制性的。


圖IA為併入無線接收器的無線通信裝置的框圖；圖IB為併入無線發射器的無線通信裝置的框圖；圖2A為數控振蕩器(DCO)的框圖；圖2B為說明性DCO的電路圖；圖2C為說明性調諧單元的電路圖；圖2D為說明性調諧元件的電路圖；圖3為展示理想情況的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線；圖4為展示描繪間隙的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線；
圖5為展示描繪重疊例子的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線；圖6為展示描繪間隙和重疊例子的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線；圖7為展示描繪重疊校正的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線；圖8為展示描繪間隙校正的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線；圖9A為用於使用閉環PLL測量DCO不連續性的電路的圖表。圖9B為展示圖9A的電路的波形的一系列曲線；圖IOA為用於使用開環DCO頻率測量DCO不連續性的電路的圖表；圖IOB展示圖IOA的電路的波形；圖11為用於調諧DCO的組件的框圖；以及圖12為用於調諧DCO的方法的流程圖。
具體實施例方式下文結合附圖所陳述的詳細描述意欲作為對本發明的各種配置的描述，且無意表 示可實踐本發明的唯一配置。詳細描述包括為了提供對本發明的透徹理解的特定細節。然 而，所屬領域的技術人員將明白，可在無這些特定細節的情況下實踐本發明。在一些情況 下，以框圖形式展示眾所周知的結構和組件以便避免使本發明的概念模糊不清。DCO已越來越多地實施於發射且接收無線信號的無線通信裝置內。在DCO用於產 生載波波形的情況下，基帶信號在載波波形上經調製，且接著經調製的載波波形作為無線 信號發射到其它裝置。接收裝置又可使用DCO以合成載波，且移除基帶信號以用於解調。圖IA和圖IB分別為與無線信號接收和發射相關聯的無線通信裝置100A和100B 的框圖。無線通信裝置100A和100B中的每一者含有相應頻率合成器160A和160B。相應 頻率合成器160A和160B包括DCO 145A和145B，以用於產生隨輸入到相應DCO (末圖示) 中的數字控制碼而變的特定頻率的輸出波形。在一個方面中，DCO視特定設計而可包括多 個調諧元件和電感器容量「儲能電路」配置。在下文論述根據本發明的DCO的說明性架構。圖IA的無線通信裝置100A可實施所謂的「零IF」架構，儘管本發明不限於此方 面。在零IF架構中，WCD 100A將傳入的信號直接轉換為基帶信號，且具體來說，未首先將 所接收的信號轉換為中頻(IF)信號。無線通信裝置100A包括天線120A，天線120A接收傳入的無線信號。舉例來說，傳 入的無線信號可包含從CDMA基站發送的碼分多址(CDMA)調製信號。然而，還可支持GSM 信號或其它類型的無線信號。在所說明的實例中，由天線120A接收的無線信號可由RF接 收器140A(例如)通過使信號通過低噪聲放大器(LNA)和一個或一個以上濾波器來處理。 無線信號接著通過混頻器150A(有時被稱為「下混頻器」或「解混頻器(de-mixer)」)下混 頻到基帶。混頻器150A可接收由頻率合成器160A產生的參考波形，所述頻率合成器160A 可實施DCO以產生振蕩頻率。與壓控振蕩器(DC0的基於模擬的對應物)相比，DCO可改進 頻率合成過程，可能減小系統中的噪聲，且允許頻率合成器160A和裝置100A的各種組件的 簡化。混頻器150A產生基帶信號，所述基帶信號可由模擬數字(A/D)轉換器170A濾波 且取樣以產生信號的對應數字樣本。一個或一個以上放大器180A(例如數字電壓增益放大 器(VGA)或另一適當放大器類型)可用於通過根據從自動增益控制單元(未圖示)接收的增益值放大或衰減數字值來適當地縮放數字基帶信號。在由放大器180A縮放之後，經縮放的數字基帶信號經提供到數據機單元 190A，所述數據機單元190A可包含解調器。對於基於CDMA的應用，數據機190A 可包括所謂的「耙型(RAKE)」接收器，其分離且追蹤從不同來源(例如，不同基站)接收的 信號或從相同來源經由多個傳播路徑接收的信號(即，多路徑信號)。舉例來說，數據機單元190A可包括許多「指」，其執行擴展、沃爾什解覆蓋和 累加、導頻時間追蹤和頻率追蹤。數據機單元190A的每一指輸出對應路徑的導頻和數 據符號。可接著對導頻和數據符號執行符號解調和/或其它信號處理。在需要時，無線通信裝置100A還可包括額外組件(未圖示)，例如濾波器和各種數 字或模擬信號處理組件。無線通信裝置可替代地或另外用於使用時分多址(TDMA)、或頻分 多址(FDMA)、或CDMA或這些協議的某一組合來處理信號。當然，對於其它標準或技術，可不使用耙型指，儘管本文中所述的DCO同樣可用於 此些標準或技術。圖IB為併入無線發射器的無線通信裝置的框圖。圖IA和圖IB中的裝置可為相 同無線通信裝置的一部分(例如，其可為無線收發器的一部分)；或者，其可為單獨裝置或 相同裝置上的離散模塊。圖IB中的無線通信裝置100B可以類似方式充當圖IA的無線通 信裝置，除執行發射功能以外。可從數據機單元190B輸出無線信號，其中數據機單元190B可包含調製 器，所述調製器用於調製信號以用於經由天線120B的發射。舉例來說，在CDMA系統中，信 號可在數據機單元190B處以PN碼調製和/或以沃爾什碼擴展或兩者，以產生數字基 帶信號。從數據機單元190B輸出的數位訊號因此可由數/模轉換器(DAC)170轉換為 模擬波形，以產生模擬基帶信號。頻率合成器160B將載波波形提供到混頻器150B (有時被稱為「上混頻器」)。頻率 合成器160B包括DCO 145B。混頻器150B將模擬基帶信號組合為載波信號，且將經調製的 載波信號轉發到放大器180B以用於縮放。放大器180B視電路類型和應用而可包括一個或 一個以上電壓增益放大器(VGA)、驅動放大器(DA)和功率放大器(PA)。不同放大器可駐留 於相同的集成電路晶片或多個不同的晶片或模塊上。一旦已適當地放大或衰減經調製的信 號，則RF發射器140B可經由天線120B發射來自無線通信裝置100B的經調製的RF信號。應了解，圖IA和圖IB的無線通信裝置100A和100B僅為可利用本文中所述的DCO 校準技術的示範性裝置。許多其它類型的裝置同樣也可受益於本發明的教示，其包括其它 類型的無線通信裝置，或更一般地，使用DCO的任何無線或有線裝置。如上所提到，一些無線標準利用兩個或兩個以上通信技術(例如GSM系統)，其使 用TDMA與FDMA調製的組合。GSM代表全球移動通信系統。還已開發許多無線網絡連接標準 和其它無線通信標準和技術，其包括若干IEEE 802. 11標準、藍牙標準和新興超寬帶(UWB) 技術和標準。使用這些標準和技術的電路在無線信號的產生和解調中一般可使用振蕩器且 具體來說，使用DC0。示範性無線通信裝置包括蜂窩式或衛星無線電電話、無線電電話基站、支持一個 或一個以上無線網絡連接標準的計算機、用於無線網絡連接的無線接入點、併入可攜式計 算機內的PCMCIA卡、直接雙向通信裝置、配備有無線通信能力的個人數字助理(PDA)等。
同樣可受益於本發明中所述的DCO校準技術的用於無線網絡中的計算裝置的實 例可包括膝上型或桌上型計算機、例如蜂窩式無線電電話和衛星無線電電話的行動電話、 數據終端、數據收集裝置、PDA和其它可攜式和非可攜式計算裝置。圖2A為示範性數控振蕩器(DCO) 200的框圖。在此實例中，DCO 200為電感器-電 容器電路，其產生具有隨LC電路而變的頻率的振蕩輸出。輸出頻率可(例如)通過改變 DCO 200的組件的電容來改變。DCO 200包括兩個輸入。在第一輸入202處，DC0200接收 η位寬數字字或調諧碼。參考時鐘信號經串流到時鐘輸入206。在輸出204處，產生具有頻 率Fot的信號。Fott通過在輸入202處改變調諧碼的值來調整。在此實例中，Fot與輸入調 諧碼線性成反比。因此，如果η = 4且輸入調諧碼為0100，則可產生頻率Fl ；如果調諧碼接 著改變為0101，則在理想情況下於是可產生稍微低於Fl的頻率F2。輸出信號視DCO的特定電路配置而可為方波(如所示)、正弦波或任何其它形式。實際上，DCO包含許多調諧單元和調諧元件，其用於響應於一組數字輸入而增量地 調整頻率。圖2Β為根據本發明的一方面的DCO 203的電路圖。應了解DCO視應用而可以多 種方式配置。到DCO 203的輸入為調諧碼，其在此說明中為12位二進位數。DCO輸出為在 部分由調諧碼確定的頻率下的電壓波形(例如，在節點271和277處)，如下所論述。圖2Β中的實例使用多個解碼器。然而，所屬領域的技術人員應了解，視配置而可 使用另一數目的解碼器或在一些例子中使用一個解碼器。或者，解碼功能可以軟體經由一 個或一個以上數位訊號處理器或其它硬體執行。在此實例中，12位調諧碼中的四個最高有 效位輸入到解碼器211中，所述解碼器211隨後用於將經解碼的信號提供到ROWO到R0W15 W^SROW(AUX)tj DCO 203 包括十六行(R0W0 至Ij R0W15)和十六列(C0L0 至Ij COL 15)的矩陣。 COL 0到COL 15中的每一者與十六個X調諧單元中的每一者相關聯(斜線281指示X和 )(A調諧單元在整個中間列中重複，儘管未明確展示)。還在十六行ROW 0到ROW 15中的一 者中找到十六個X調諧單元中的每一者。因此，在此配置中，16X16 = 256個X調諧單元中 的每一者可由特定行和列尋址。除十六個X調諧單元以外，來自ROWO到R0W15的每一行包 括AO調諧單元和BO調諧單元。從解碼器211輸出的R0W0-R0W15中的每一輸出饋送到每 一對應A單元、十六個X單元和一個B單元。此外，十六個\k輔助調諧單元由來自解碼器 211的信號ROW(AUX)控制，其可包含多位信號。在此實例中，全部12位調諧碼還輸入到解碼器209中，其產生用於控制調諧單元 AO和BO的經解碼數據的16個位。12位調諧碼中的四個中間位可輸入到解碼器207中以 產生用於控制COL 0到COL 15的經解碼位。在圖2B的配置中，DCO 203包括電感器-電容器電路，其產生跨導279 (-Gm)。元 件201表示電感器-電容器電路的電感器線圈。DCO 203的輸出在正電壓VP(節點271)與 負電壓VN(節點277)之間觸發。此觸發的頻率由粗略數字調諧單元205和多組的精細數 字調諧元件(例如，A0-A15、X、Xa*B0-B15)數字地控制。同時，組Α0-Α15、XJa和Β0-Β15 構成精細調諧元件的矩陣，其可進一步經組織以驅動用於DCO的個別區段的輸出波形，如 下所論述。粗略數字調諧單元205在一個方面中可用於提供較大輸出頻率調整，例如，每步 長約5MHz (或LSB ；具有總共8位二進位控制，粗略調諧範圍為約256 X 5MHz = 1. 28GHz)，而精細調諧元件可用於提供精細調諧，例如，每步長約4KHz或更小(或LSB ；具有12位二 進位控制，總精細調諧範圍為約4096X4KHZ = 16. 384MHz)。在以上實例中，解碼器可用於提供在輸入控制碼的一個或一個以上位(或每一 位)與一個或一個以上精細調諧元件之間的映射。解碼器的映射可由針對間隙和重疊測量 所獲得的值提供，如下所論述。所屬領域的技術人員在熟讀此書面描述後即刻將了解這些 映射可在不脫離本發明的精神和範圍的情況下經由各種已知技術實現。在其它實施例中，精細調諧單元(例如Xa)的輔助「鏡面」陣列可在圖112中鄰近 於精細調諧單元的陣列而駐留，以提供用於間隙情況且還用於重疊情況的輔助組件(在下 文描述)。在其它情況下，這些組件可駐留於DCO的電路布局外部、半導體裸片外部或DCO 電路駐留於其中的模塊外部。圖2C展示個別單元212、214、216和218，其分別對應於調諧單元Α0、Χ和BO和\。 每一調諧單元耦合到輸出VP和VN。輸入INP對應於輸入控制碼的一個或一個以上位，其控 制調諧單元中的一個或一個以上開關(例如，CMOS電晶體的柵極)以用於DCO輸出頻率的 粒度調整。輸入INP控制調諧單元212、214、216和218的調諧元件(見圖2D)中的哪些電 容器接通和斷開，且藉此可將電容的增量添加到電路或從電路移除電容的增量以實現所要 的輸出頻率。在所示的電路中，啟動開關將把額外電容添加到調諧單元，藉此增量地減小輸 出波形的頻率。在一個實例中，邏輯一(「高」電壓電平)將接通NMOS電晶體且藉此啟動 開關，從而完成此目標。為此，在一個方面中，更多邏輯一(且因而更高的調諧碼)導致更 低頻率。在圖2C的實例中，調諧單元212、214、216和218中的每一者結構上相同，但無需 為此情況。每一者含有十六個個別調諧元件，其可包含(例如)各自用於進行調整的兩個 主要電容器(見圖2D)。在所示的簡化說明中，十六個位輸入到調諧單元AO中以使得單獨 位可用於控制十六個個別調諧元件中的一者。對於調諧單元X，單一位可用於控制所有十六 個元件以使得調諧單元X中的所有開關同時接通或斷開。在其它實施例中，兩個或兩個以 上的位可用於控制調諧元件X中的調諧元件。調諧單元BO在此實例中以類似於調諧單元 AO的方式起作用。應了解，不同類型和數目的調諧單元和調諧元件同樣可為合適的。調諧單元)(A，輔助調諧單元可用於涵蓋在輸出頻率對輸入調諧碼的曲線中的非線 性(間隙或重疊)的情況，如本發明中所描述。在一個方面中，輔助調諧單元&包括十六個 輔助調諧元件，每一調諧元件包括十六個小電容器。因此，在此實例中，十六個單元\將具 有待控制的162 = 256個單位電容器，從而需要來自解碼器的8位二進位控制，如圖2C中 所展示。在此種情況下，調諧碼到16 單元控制的示範性解碼器映射可為Aux MSB (位 7)控制 8 個)(A 單元位6控制4個)(A單元位5控制2個)(A單元位4控制1個\k單元位3控制剩餘\k單元中的一半電容器(8)位2控制剩餘Ik單元中的四⑷個電容器位1控制剩餘Ik單元中的二⑵個電容器位0控制剩餘\單元中的一⑴個電容器
圖2D為DCO的示範性數字調諧元件213的電路示意圖，例如圖2C中的調諧單元中 的一者(例如，X)內所找到的調諧元件。許多此些調諧元件可包括於DCO中的調諧元件的 陣列中，如參看圖2B和圖2C所論述。在一些情況下，4096或更多的數字調諧元件213可包 括於此陣列中。在數字調諧元件213包含精細調諧元件的情況下，每一經添加的精細調諧 元件213在一個配置中可提供對在VP與VN之間的觸發的頻率大約4KHz的控制。這些數 字調諧元件在其提供用於以小於4KHz的增量的對DCO頻率的控制的足夠解析度的範圍內 非常有用。當然，任何給定DCO的解析度的水平保持設計細節，其將視應用的性質而變化。在一個方面中，每一數字調諧元件213可包含平行極板電容器215A和215B，和在 平行極板電容器215A與215B之間的三個電晶體217A、217B和217C。三個電晶體217A、217B 和217C可包含η溝道金屬氧化物半導體(NMOQ電晶體。更特定來說，數字調諧元件213 包含第一平行極板電容器215Α、第二平行極板電容器215Β、將第一平行極板電容器215Α耦 合到第二平行極板電容器215Β的第一電晶體217Α、將第二平行極板電容器215Β耦合到接 地的第二電晶體217Β以及將第一平行極板電容器215Α耦合到接地的第三電晶體217C。在此實例中，三個電晶體217Α、217Β和217C由共同柵極電壓Vg控制。第一晶體 管217Α的漏極耦合到平行極板電容器215Α的第一者，且第一電晶體217Α的源極耦合到平 行極板電容器215Β的第二者。第二電晶體217Β的漏極耦合到平行極板電容器215Β的第 二者，且第二電晶體217Β的源極耦合到接地電壓。第三電晶體217C的漏極耦合到第一平 行極板電容器215Α，且第三電晶體217C的源極耦合到接地電壓。當控制位(即，到電晶體的柵極電壓Vg)為高(數字位=1)時，所有三個電晶體 217Α、217Β和217C將處於接通狀態。當出現時，兩電容器215Α和215Β有效地分流到接 地，從而將電容器上的電壓放電。當控制電壓(Vg)為低(數字位=0)時，所有三個電晶體 217Α、217Β和217C將斷開。當此出現時，兩個電容器215Α和215Β將在電晶體217Α、217Β 和217C的側面浮動，從而實際上不將負載提供到電路。在兩個狀態之間的差異實際上改變 數字調諧陣列中的電容，從而以非常精細的增量調整在VP與VN之間的觸發的輸出頻率。 在此實例中，當控制電壓從低切換到高以將兩個節點維持為大致接地電平時，兩個電晶體 217Β和217C提供對在電容器215Β與215Α之間的兩個節點的快速恢復。圖3為展示理想情況的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線。所述曲線展示在水平 軸上的DCO控制碼和在垂直軸上以MHz為單位的DCO輸出頻率。從左到右的水平軸表示一 系列向上行進的數字控制碼。為了此實例起見，控制碼為12位數字字，其包含4個最高有 效位(MSB)和8個最低有效位(LSB)。展示多個線或區段，其包括0000、0001、0010、0011和 0100。為簡單性起見，每一區段由僅前4個MSB指代。在此實例中，一個區段對應於單一四 位MSB值內的輸入控制碼的整個範圍。舉例來說，區段0000含有從(0000，0000，0000)到 (0000,1111,1111)的12位控制碼的範圍。下一區段0001含有範圍(0001，0000，0000)到 (0001，1111，1111)等等。在一個實施例中，每一區段對應於單獨群組的調諧元件以用於基於輸入碼調整輸 出頻率。舉例來說，在由圖3特徵化的示範性DCO中，4個MSB對應於24= 16個區段。16 個區段中的每一者可包括256個溫度計編碼元件的陣列(針對8個LSB)。一個陣列可用於 一個區段，另一陣列用於另一區段，等等。在輸入控制碼具有η位的長度的情況下，則可使 用2η個調諧元件。在此實例中，在使用12位DCO的情況下，則結構可包括至少212 = 4096個調諧元件。如同圖2的電路，圖3中所示的實例表示負KV的情況。S卩，由於電路的總電 容隨數字輸入增加而增加，因此輸出頻率隨增加的調諧碼而減小。在其它方面中，情況可能 相反。一般來說，為了此實施例起見，4個MSB的改變對應於輸出頻率的較高水平調整， 而8個MSB的改變對應於輸出頻率的較低水平調整。區段可在DCO中由多種方法實施。在 以下進一步論述的一個方面中，DCO經配置有調諧元件的陣列，其與剩餘DCO電路組件(例 如，以上結合圖2所論述的一個或一個以上電路組件)一起基於數字輸入共同提供輸出頻 率波形的調整。點106對應於從區段(0000，1111，1111)到(0001，0000，0000)的碼切換點。在此理想情況下，隨碼從此第一切換點連續增加到此下一切換點，頻率曲線保持線性，其中在區 段之間不存在調諧步不連續性。類似地，頻率在點108處在連續切換點(0011，1111，1111) 與(0100，0000，0000)之間平滑轉變。在實際實施方案中的DCO可接近此線性關係的情況 下，可實現實質上增加的電路性能。雖然圖3展示描繪隨輸入控制碼而變的線性調諧頻率的直線，但實際上DCO不連 續。不同於模擬VCO，DCO的數字性質意味著頻率輸出可僅以離散步出現。然而，對於大多 數應用，可使步非常小，例如，約數KHz或在連續控制碼之間的較小頻率差。在由圖3特徵化的DCO的理想情況下，頻率調諧在控制碼上為單調的。輸出波形 Fott隨數字輸入碼線性地減小。遺憾的是，出現以下問題中的任一者或組合，例如(I)DCO電 路布局中的失配、( 對應於不同碼段的控制線阻抗與寄生值差異和( 過程變化、調諧不 連續性，所述問題幹擾頻率對控制碼的線性關係。在圖3的實例中，布局失配、阻抗和寄生變化可在對應於不同區段的群組之間更 顯著地出現。圖4為展示DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線，其展示間隙。如在圖3中，從 左到右的水平軸表示一系列向上行進的數字控制碼。垂直軸展示以MHz為單位的DCO的輸 出頻率。四個間隙G1, (；2、(；3和(；4出現在區段0001、0010、0011與0100的四者之間。為了 說明，點419表示區段0001( S卩，控制碼(0001，1111，1111))上的最右點，且點423表示區 段0010(即，控制碼(0010，0000，0000))上的最左點。在理想情況下，點419的頻率f0將 減少與在區段內的其它地方的連續控制碼之間的頻率改變相同的量(例如，4KHz)，到對應 於下一連續控制碼的點423處的f 1。然而，歸因於如上所論述的實際設計限制，頻率間隙h 存在，藉此DCO輸出頻率針對連續控制碼改變較大量(例如，20KHz而非4KHz)。間隙的存 在一般意味著遺漏的頻率點存在(DC0無法在正常操作條件下輸出)。此些間隙導致降低且 通常不可預測的電路性能。圖5為展示描繪重疊出現的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線。區段0000和 0001含有重疊例子01，區段0001和0010含有重疊例子02，區段0010和0011含有重疊例 子03，且區段0011和0100含有重疊例子04。在重疊情況下，一個以上控制碼可對應於相 同頻率。舉例來說，點506可對應於(0010,1111,1110)的控制碼，而點508對應於(0011， 0000,0011)。在重疊情況中的兩個控制碼可對應於相同頻率，如由虛線f0所說明。這些重 復頻率傾向於在頻率合成器中產生不可靠性能且將相位誤差注入到PLL中。圖6為展示DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線，其展示呈間隙G1與重疊例子01、 02和03的形式的不連續性。在實際電路(例如，在矽CMOS過程中經實施為集成電路的圖13IA的無線通信裝置100A)中，不連續性可以間隙或重疊或兩者的形式存在。一者或另一者 (或兩者)的存在可部分由布局的性質和在驅動具有連續控制碼的區段的調諧元件陣列之 間的電路失配來確定。圖7為展示描繪重疊校正的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線。在此說明中為清 晰起見，描繪三個區段702、704和706的控制碼的十二位中的每一者。在由圖7的曲線特 徵化的DCO中，展示兩個重疊例子且分別由值(Δ Xl、Aoverlapl)和(Δ&、Δ overlap2)特 徵化。在一方面中，在重疊情況中的DCO可通過動態地重新定義其輸入來校準。DCO的切 換點可在區段之間改變，且新映射表可基於新切換點來創建。舉例來說，在圖7中，在區段 702到704與在區段704到706之間的現有切換點為(1. 1) (0000,1111,1111)-(0001,0000,0000)(1. 2) (0001，1111，1111)-(0100,0000,0000)三個區段的新碼切換點為(1. 3) (0000，1111，1111) - (0001，0000，0000+Δ X1) (708 到 710)(1. 4) (0001，1111，1111—Δ X1) - (0001，0000，0000-Δ X1+Δ χ2) (712 到 714)其中Δ χ表示控制碼值相對於Δ overlap的對應改變量，且Δ overlap為在區段 之間的頻率重疊的量(例如，以MHz為單位)。在以下結合圖9到圖14所論述的一個實施例中，處理系統耦合到DCO以用於識別 在嵌入PLL的集成電路的初始化或啟動時的不連續性。在識別重疊例子之後，處理系統創 建新碼切換點，且將新切換點動態地存儲於映射表中。圖8為展示描繪間隙校正的DCO輸出頻率對DCO控制碼的曲線。展示三個區段 802、804和806。控制碼為12位。此處再次，控制碼的特定長度僅為說明的目的且視應用而可預期另一長度。根據一方面的校準程序通過重新定義DCO輸入而開始，如前所述。然而，由於在間 隙情況下DCO不能在正常操作期間產生某些輸出頻率，因此輔助調諧元件(圖12到圖13) 可用於通過將必要的頻率調整提供到DCO輸出波形來補充DCO中的現存的調諧元件。在以 下所述的一個實施例中，輔助調諧元件經提供為鄰近於DCO電路模塊或作為DCO電路模塊 的一部分的所匹配電晶體元件的陣列。三個區段的新碼切換點為對於原始調諧碼行切換點(0000,1111,1111)"(0001，0000，0000)，頻率步間 隙Agapl將需要由輔助調諧元件通過斷開AUX(Agapl)元件以補償此頻率間隙來補償， 且總體對於此切換調諧步將變為線性的。(803a到80 )。對於原始調諧碼行切換點 (0001，1111，1111) - (0010，0000，0000)，頻率步間隙Δ gap2將需要由輔助調諧元件通過斷 開AUX(Agap2)元件以補償此頻率間隙來補償，且總體對於此切換調諧步將變為線性的。 (805a 到 805b)。對於此實例(其中15個切換點來自調諧非線性的16行)，存在總共15個輔助調 諧元件以補償間隙情況。15個輔助調諧元件可(但不需要)為離散的，且可(例如)從具 有對不同切換點的不同控制的大輔助調諧元件獲得。此在下文解釋。在此說明中，待使用的輔助組件的數目可視許多因素而定，例如，間隙的寬度、DCO的頻率解析度和其它因素。一般來說，DCO的較小頻率解析度意味著將需要更多輔助調諧 元件以補償遺漏的輸出頻率。圖7和圖8中所述的以上碼切換技術可經實施為含有新映射的編碼器，其中(1) 方程(1.3)和(1.4)可經概括用於所有DCO區段的重疊的y出現，且⑵方程(1.7)和 (1. 8)可經概括用於所有DCO區段的間隙的ζ出現。可使用輔助輸入碼陣列的選定調諧元 件來實現間隙情況的新輸出頻率波形。以下方程在一個方面中呈現間隙和重疊的一般化情況，其使用例如參看圖2B所 說明的一個或一個以上解碼器以校正DCO行調諧非線性。在此實例中，總共考慮十六行且用數值指派為行 0000，0001，0010.......0111，1000，1001，1010......1111。進一步假定為了此實例已識別且測量在每一鄰近行之間的不連續性(見圖9和圖10)。在一個方面中，對於重疊情況，將在對應於調諧步的OVR的四個最低有效位(Isb) 的鄰近行之間的重疊頻率，(即)OVR(0000，0001)表示為在行0000與0001切換之間的 重疊碼。對於間隙情況，將在對應於調諧步的GAP Isb的鄰近行之間的間隙頻率，(即) GAP(0000,0001)表示為在行0000與0001切換之間的間隙碼。對於每一切換點，僅存在一 個情況，GAP或0VR。對於此示範性解碼器功能，從中間碼1000開始。當控制碼在行1000中時，可在不執行任何校正的情況下使用默認。以下方程描述 解碼器如何工作輸入[12 位]0UtpUt_aUX[8位]，其為對輔助調諧元件的控制；為簡單性起見，假定這個 的Isb匹配主要DCO調諧碼Isb的Isb。情況(行)1000 :output_aux = 1000, 0000(在行1000，輔助調諧元件塊碼在中心 1000, 0000，其中一半調諧元件接通且一半斷開；此配置提供用於所有條件的最佳覆蓋)1001 :output_aux = 1000，0000+0VR(1000,1001)-GAP(1000，1001)1010 :output_aux = 1000, 0000+0VR(1000,1001)-GAP(1000,1001)+OVR(1001, 1010)-GAP(1001,1010)1011 :output_aux = 1000, 0000+0VR(1000,1001)-GAP(1000,1001)+OVR(1001, 1010)-GAP(1001，1010)+0VR(1010,1011)-GAP(1010，1011)....
.........(行1100、1101、1110、1111的類似方程使用相同原理)0111:ou 中 ut_aux = 1000，0000_0VR(0111，1000)+GAP(0111，1000)0110 :output_aux = 1000，0000-0VR(0111，1000)+GAP(0111，1000)-OVR(0110， 0111)+GAP(0110,0111)0101 :output_aux = 1000，0000-0VR (0111，1000)+GAP(0111，1000)-OVR(0110， 0111)+GAP(0110，0111)-OVR(0101，0110)+GAP(0101,0110)
..........(行0100、0011、0010、0001、0000的類似方程使用相同原理)圖9A為用於使用閉環PLL測量DCO不連續性的校準電路的圖。本文中所示的技 術良好適合於涉及使用DPLL的集成電路的應用，然而，所述技術可用於涉及PLL且至少一 個DCO提供用於PLL的振蕩器功能的任何應用。所述技術可用作「工廠」程序(或通過晶片供應商等)，或者其可為從裝置啟動或晶片初始化開始的自動化過程。校準電路可與「板 上」處理電路一起工作以實施校準功能(見圖13)；或者，晶片外模塊或外部計算機可用於 校準裝置。圖9A中的調諧機構依賴於操作PLL和斷開環濾波器進行電壓或電流測量。然而， 所屬領域的技術人員應了解，閉環PLL系統中的其它點同樣可適合於進行本文中所述的測 量。通過使用圖9A的校準電路，跨越DCO區段的頻率響應可通過在閉環操作中測量環濾波 器處的對應DCO RMS控制值來量化。一般來說，當重疊或間隙存在時，DCO控制碼將傾向於 在PLL閉環操作中具有明顯的RMS誤差。對這些誤差的量值的測量提供必要校正量的量化。耦合到低通濾波器(LPF)902的輸入的控制線912還從與待校準的DCO相關聯的 PLL耦合到環濾波器(未圖示)的輸出。因此，線912表示閉環DCO控制碼。控制碼的經濾 波版本913(經由LPF 90 在比較器904處與其本身比較以得到輸出波形915。RMS檢測 器906測量波形915的DCO控制RMS值以作為值919。所述值經濾波(917)，接著在比較器 910處與程序閾值914比較以確定間隙或重疊的存在以作為輸出916。圖9B為展示圖9A的電路的波形的一系列曲線。虛線波形918展示在存在DCO不 連續性的情況下的DCO控制碼912，而波形920展示實質上無不連續性的控制碼912。波形 918具有顯著更大量的振蕩，從而反映閉環的不穩定性，因為其設法對其本身進行相位校正 以解決不連續性。LPF 902用於從波形912移除高頻率噪聲，且所得到比較產生波形915。 波形915產生類似於912的波形的波形，其考慮到比較而以零電壓為中心。RMS檢測器906針對不連續性測量對應的RMS值。RMS測量在閉環系統的電壓輸 出一般將歸因於反饋環中固有的噪聲而振蕩的意義上可更有用。如果調諧範圍中存在不連 續性且DCO接近於此範圍被鎖定，則DCO將在此不連續性周圍移動且環將變得更具噪聲，因 為其來回跳躍以試圖響應於不連續性而進行補償。RMS檢測器因此可用於量化不連續性的 量值。可使用多種手段來實施RMS檢測器。通常，RMS檢測器906可包含能夠在PLL環濾 波器的輸出處測量電壓的絕對值或AC RMS值的任何電路，所述值可存儲於非易失性存儲器 中。在一個方面中，RMS檢測器906經實施為數位訊號處理器，其記錄當前比較器904的輸 出值，將其平方，將其添加到先前平方值，接著採用樣本的規定數目的平方根。波形917將 RMS檢測器906的輸出展示為絕對值。在存在間隙的情況下，波形917通常將跳到更高或更 低帶寬。不連續性的所測量值919接著在比較器910中與經編程閾值914比較以確定不連 續性實際上是否存在。通常，經編程閾值914將經界定以規定可接受性的某一容許度，在所 述經編程閾值上，考慮到被視為對應用來說重要的準則，將認為被視為未過度影響性能的 非常小的不連續性是可接受的。經編程閾值914可基於應用的需要和裝置的所要精確度而 改變。對於每一試驗碼，DPLL控制碼可經編程以掃描過DCO區段以測量間隙與重疊兩者 的對應調諧RMS值。DCO可經特徵化以獲得最小的試驗碼範圍。RMS值測量為DPLL中的內 建功能；即，測量隨DPLL的內部配置而變。不同頻帶可具有不同校正碼。通常，通過使用從 圖9A中的電路所獲得的RMS值，可獲得對間隙和/或重疊測量的量值的估計。在一個配置 中，可使用所估計值和重新測量的輸出值掃描DC0。通過使用此試誤方法，可獲得間隙和重 疊的精確校正值。
在另一方面中，DCO的開環頻率可經測量以確定重疊和間隙出現且量化這些值以 用於校準。不需要PLL，這意味著在任何電路應用中可使用此方法來校準DC0。可使用累加 器和時間-數字轉換器來測量DCO頻率以用於分別提供整數和分數循環計數。圖IOA為用 於使用開環DCO頻率測量DCO不連續性的校準電路的圖。DCO控制碼的範圍在1002處輸入 到RF累加器1003和時間-數字轉換器(TDC) 1009中，其兩者由類型1010(圖10B)的參考 頻率1004驅動。頻率計數器配置使得能夠基於循環計數確定頻率。RF累加器1003測量整 數計數，而TDC 1004測量分數計數。在一些配置中，在累加器溢出的情況下可使用加法器。 在所示的實例中，RF累加器1003為20位累加器。將RF累加器1003和TDC 1009的輸出提供到累加器與平滑塊1007。累加器與平 滑塊1007還被供應有參考頻率1004和啟用/停用輸入1006 (圖10B)。啟用/停用輸入 1006包括觸發循環計數的開始的上升沿，和終止循環計數的下降沿&Ρ。產生輸出波形 1008。在一方面中，RF累加器1003的輸出為模累加器輸出，且負反饋組件1005的輸出為 累加器步輸出。累加器與平滑塊1007可解決在整數與分數波形之間的任何時序偏移。以 此方式，塊1007可包括檢測電路，其在時間上排齊循環計數。輸出1008為在所規定測量周 期中對DCO循環的測量。可基於識別不同調諧碼的不同循環計數來確定且量化不連續性。 通過採用循環計數的倒數來獲得DCO的輸出頻率。可輸入輸入碼的範圍且可在DCO上進行 對應測量以校正非線性。圖11為用於調諧DCO的組件的框圖。組件集合IlM包括相位累加器1104、相位寄 存器1104,DAC 1106、調諧元件1108、輔助調諧元件1110和環濾波器1111。組件集合1126 包括參考時鐘1114、處理系統1116、存儲器1118和校準電路1120。參考時鐘1114可包含 用於DCO的晶體振蕩器。在一個方面中，組件集合IlM和11 實施於集成電路上，例如圖 1的無線通信裝置100A或100B。舉例來說，組件集合IlM和11 可駐留於CDMA收發器 晶片上以供在移動臺內使用，以用於將無線信號發射到基站以及從基站接收無線信號。收 發器晶片可包括數字塊，其包括各種數位訊號處理功能以及應用處理器。這些塊中的一者 或一者以上充當處理系統1116。可包括存儲器1118以作為一個或一個以上晶片上緩衝器 或寄存器。校準電路1120可包括圖9A和圖IOA中所說明的電路組件中的一者或一者以上 以用於確定間隙和重疊的值。在其它方面中，可在另一晶片或模塊上實現組件集合11 的功能。舉例來說，可 包括處理系統1116以作為晶片集中的另一晶片。或者，可由工作站處的本地計算機以軟體 執行處理。存儲器1118可為來自DCO所駐留的晶片的單獨存儲器，例如，RAM、ROM、PROM、 硬碟驅動器、可裝卸存儲裝置或另一合適媒體。校準電路1120可集成到數位訊號處理電路 或軟體算法中。或者，其可提供於另一模塊上。在一個方面中，晶片上應用處理器、存儲器 緩衝器、比較器集合、累加器、時間-數字轉換器和累加器到平滑器全部均提供於含有具有 DCO的DPLL的一個CDMA收發器晶片上。然而，應了解，可使用使用DCO的任何類型的電路 裝置，且不需要DPLL。集合IlM中的組件經分組以僅指示在功能上為DPLL的一部分的這些組件之間的 相互作用，而非指示其必定物理上接近或集合11 功能上有所不同。線1119用以指示在 集合11 中的組件之間的一般功能關係而非在兩個經連結組件之間的任何特定關係。在一個方面中，線1122指示兩個組件集合(或其某一變體)可經分離為不同集合或模塊。線 1121、1125、1127和1123還演示在集合1126的組件與集合1124的組件之間的相互作用。在集合IlM中展示輔助調諧元件1110。對於間隙情況，如上所論述選擇一個或一 個以上此些調諧元件。圖12為根據本發明的一方面的用於校準DCO的方法的流程圖。在1202處，確定 DCO碼的初始集合以與DCO—起使用。此初始集合的確定可簡單地為由製造商或晶片供應 商指定的代碼的指定集合的識別(1202A)。或者，確定可涉及確定代碼的新集合(1202B)， 例如，在測試設施或在由供應商完成的程序中。確定可以其它方式進行(1202C)，例如，使用 已知代碼與作出定製確定的組合。在一方面中，初始集合存儲於晶片上存儲器1118中。於是識別輸出頻率的範圍(1204)。在一方面中，此步驟由處理系統1116經由寫入 且存儲於晶片上存儲器1118中的代碼而自動化，且由處理系統1316與校準電路1120 —起 使用參看圖9和圖10所論述的技術中的一者或一者以上來執行。舉例來說，頻率計數器可 在圖9中用於累加器1007的輸出處以對循環數目進行計數，其又可用於確定每一輸入碼的 輸出頻率。確定頻率範圍中的間隙和重疊的存在(1206)。在一些方面中，步驟1204和步驟 1206不連續，而是為初始集合中的多個輸入碼中的每一者按序重複。在其它方面中，步驟 1204可首先發生。在不脫離本發明的精神和範圍的情況下，多種配置是可能的。如果重疊 存在，則可移除對應於重疊頻率的控制碼(1208)，且記錄控制碼的修正集合(1211)。如果 間隙存在，則添加控制碼以產生填充間隙的頻率(1210)，且記錄修正集合。控制可在每次分 析控制碼中的一者、子集或區段的配置中回到1206。在不再識別不連續性之後，新集合可存儲於DCO映射表中，其可包含非易失性存 儲器。那時，校準完成且過程結束(1212)。在一個或一個以上示範性實施例中，所述功能可以硬體、軟體、固件或其任何組合 來實施。如果以軟體實施，則功能可作為一個或一個以上指令或代碼存儲於計算機可讀媒 體上或經由計算機可讀媒體進行傳輸。計算機可讀媒體包括計算機存儲媒體與通信媒體 兩者，通信媒體包括促進將電腦程式從一處傳送到另一處的任何媒體。存儲媒體可為可 由計算機存取的任何可用媒體。以實例而非限制的方式，所述計算機可讀媒體可包含RAM、 R0M、EEPR0M、⑶-ROM或其它光碟存儲裝置、磁碟存儲裝置或其它磁性存儲裝置，或可用於以 指令或數據結構的形式載運或存儲所要程序代碼且可由計算機存取的任何其它媒體。而 且，將任何連接恰當地稱作計算機可讀媒體。舉例來說，如果使用同軸電纜、光纖電纜、雙絞 線、數字訂戶線(DSL)或例如紅外線、無線電和微波等無線技術從網站、伺服器或其它遠程 源發射軟體，則同軸電纜、光纖電纜、雙絞線、DSL或例如紅外線、無線電和微波等無線技術 包括於媒體的定義中。如本文中所使用的磁碟和光碟包括壓縮光碟(CD)、雷射光碟、光學光 盤、數字多功能光碟(DVD)、軟盤和藍光光碟，其中磁碟通常以磁方式再現數據，而光碟用激 光以光學方式再現數據。以上的組合也應包括於計算機可讀媒體的範圍內。結合本文中所揭示的方面而描述的各種說明性邏輯塊、模塊和電路(其包括圖 13的處理系統1316)可實施於集成電路(「IC」)、接入終端或接入點內或由集成電路 (「IC」)、接入終端或接入點執行。IC可包含通用處理器、數位訊號處理器(DSP)、專用集成 電路(ASIC)、現場可編程門陣列(FPGA)或其它可編程邏輯裝置、離散門或電晶體邏輯、離18散硬體組件、電氣組件、光學組件、機械組件或其經設計以執行本文中所描述的功能的任何 組合，且可執行駐留於IC內、IC外或兩者的代碼或指令。通用處理器可為微處理器，但在 替代方案中，處理器可為任何常規處理器、控制器、微控制器或狀態機。還可將處理器實施 為計算裝置的組合，例如，DSP與微處理器的組合、多個微處理器、結合DSP核心的一個或一 個以上微處理器或任何其它此類配置。本文中的教示可併入多種設備(例如，裝置)中(例如，實施於其中或由其執行)。 舉例來說，本文中所教示的一個或一個以上方面可併入電話(例如，蜂窩式電話)、個人數 據助理(「PDA」)、娛樂裝置(例如，音樂或視頻裝置)、耳機(例如，頭戴式送受話器、頭戴 式耳機等)、麥克風、醫療裝置(例如，生物計量傳感器、心率監視器、計步器、EKG裝置等)、 用戶I/O裝置(例如，表、遙控器、燈開關、鍵盤、滑鼠等)、輪胎壓力監視器、計算機、銷售點 裝置、娛樂裝置、助聽器、機頂盒或任何其它合適的裝置中。本文中的教示不限於無線裝置，而是可延伸到實施有DCO或可在其中實施DCO的 任何電子裝置、模塊或電路。此裝置自身中可包括IC或處理器或另一電路組件，而不管「獨 立」組件或模塊或另一模塊或電子裝置的集成部分。提供先前描述以使所屬領域的任何技術人員能夠實踐本文中所描述的各種方面。 所屬領域的技術人員將容易明白對這些方面的各種修改，且可將本文中所界定的一般原理 應用於其它方面。因此，權利要求書並無意限於本文中所展示的方面，而將賦予其與語言權 利要求書一致的完整範圍，其中以單數形式參考一元件並不意欲指「一個且僅一個」(除非 明確如此規定)，而是指「一個或一個以上」。除非另外明確規定，否則術語「一些」指代一 個或一個以上。所屬領域的技術人員已知或稍後將知曉的在整個本發明中描述的各種方面 的元件的所有結構和功能等效物均以引用的方式明確地併入本文中且意欲由權利要求書 涵蓋。此外，本文中所揭示的任何內容均無意專用於公眾，不管此揭示內容是否明確地敘述 於權利要求書中。除非使用短語「用於…的裝置」明確地敘述權利要求書要素，或在方法項 的情況下使用短語「用於…的步驟」而敘述所述要素，否則所述權利要求書要素將不在35U. S. C. § 112第6節的條款下加以解釋。
權利要求
1.一種校準數控振蕩器(DCO)的方法，其包含 確定用於操作所述DCO的調諧碼的初始集合； 識別從所述初始集合產生的輸出頻率的範圍；識別在所述頻率範圍中的重疊的至少一個例子；以及 從所述初始集合移除對應於所述至少一個重疊例子的調諧碼以建立修正集合。
2.根據權利要求1所述的方法，其進一步包含 識別在所述頻率範圍中的至少一個間隙；以及將調諧碼添加到所述初始集合，所述經添加的調諧碼對應於實質上填充所述至少一個 間隙的輸出頻率值。
3.根據權利要求1所述的方法，其中將所述初始集合和所述修正集合編碼於映射表中。
4.根據權利要求1所述的方法，其中所述DCO為鎖相環(PLL)的一部分。
5.根據權利要求4所述的方法，其中所述識別重疊的至少一個例子包含測量所述PLL 的交流(AC)均方根(RMS)控制值。
6.根據權利要求1所述的方法，其中所述識別重疊的至少一個例子包含測量所述初始 集合的多個連續調諧碼的對應輸出頻率。
7.根據權利要求6所述的方法，其中在晶片初始化時執行所述識別重疊的至少一個例子。
8.一種無線通信裝置，其包含 數控振蕩器(DCO)；以及處理系統，其經配置以確定用於操作所述DCO的調諧碼的初始集合、識別從所述初始 集合產生的輸出頻率的範圍、識別在所述頻率範圍中的重疊的至少一個例子，以及從所述 初始集合移除對應於所述至少一個重疊例子的調諧碼以建立修正集合。
9.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述處理系統進一步經配置以識別在所 述頻率範圍中的至少一個間隙，且將調諧碼添加到所述初始集合，所述經添加的調諧碼對 應於實質上填充所述至少一個間隙的輸出頻率值。
10.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述初始集合和所述修正集合存儲於 映射表中。
11.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述DCO為鎖相環(PLL)的一部分。
12.根據權利要求11所述的無線通信裝置，其中所述識別重疊的至少一個例子包含測 量所述PLL的交流(AC)均方根(RMS)控制值。
13.根據權利要求8所述的無線通信裝置，其中所述識別重疊的至少一個例子包含測 量所述初始集合的多個連續調諧碼的對應輸出頻率。
14.根據權利要求13所述的無線通信裝置，其中所述識別重疊的至少一個例子是在芯 片初始化時執行。
15.一種設備，其包含 數控振蕩器(DCO)；用於確定用於操作所述DCO的調諧碼的初始集合的裝置； 用於識別對應輸出頻率的範圍的裝置；用於識別在所述頻率範圍中的重疊的至少一個例子的裝置；以及用於從所述初始集合移除對應於所述至少一個重疊例子的調諧碼以建立修正集合的裝置。
16.根據權利要求15所述的設備，其進一步包含 用於識別在所述頻率範圍中的至少一個間隙的裝置；用於將調諧碼添加到所述初始集合的裝置，所述經添加的調諧碼對應於實質上填充所 述至少一個間隙的輸出頻率值。
17.根據權利要求15所述的設備，其中所述初始集合和所述修正集合存儲於映射表中。
18.根據權利要求15所述的設備，其中所述DCO為鎖相環(PLL)的一部分。
19.根據權利要求18所述的設備，其中所述識別重疊的至少一個例子的裝置包含用於 測量所述PLL的交流(AC)均方根(冊幻控制值的裝置。
20.根據權利要求15所述的設備，其中所述用於識別重疊的至少一個例子的裝置包含 用於測量所述初始集合的多個連續調諧碼的對應輸出頻率的裝置。
21.根據權利要求20所述的設備，其中所述識別重疊的至少一個例子是在晶片初始化 時執行。
22.一種包含機器可讀媒體的電腦程式產品，所述機器可讀媒體包含可由機器執行 以用於執行調諧數控振蕩器(DCO)的方法的指令，所述方法包含確定用於操作所述DCO的 調諧碼的初始集合；識別從所述初始集合產生的輸出頻率的範圍；識別在所述頻率範圍中 的重疊的至少一個例子；以及從所述初始集合移除對應於所述至少一個重疊例子的調諧碼 以建立修正集合。
23.一種校準數控振蕩器(DCO)的方法，其包含 確定用於操作所述DCO的調諧碼的初始集合； 識別從所述初始集合產生的輸出頻率的範圍； 識別在所述頻率範圍中的至少一個間隙；以及將調諧碼添加到所述初始集合，所述經添加的調諧碼對應於實質上填充所述至少一個 間隙的輸出頻率值。
24.根據權利要求23所述的方法，其中一個或一個以上調諧元件用於產生從所述初始 集合產生的所述輸出頻率。
25.根據權利要求M所述的方法，其中一個或一個以上輔助調諧元件用於產生從所述 經添加的調諧碼產生的所述頻率值。
26.根據權利要求23所述的方法，其進一步包含 識別在所述頻率範圍中的重疊的至少一個例子；以及 從所述初始集合移除對應於所述至少一個重疊例子的調諧碼。
27.根據權利要求23所述的方法，其進一步包含基於調諧碼的所述初始集合和所述經 添加的調諧碼來建立調諧碼的修正集合，其中將所述初始集合和所述修正集合編碼於映射 表中。
28.根據權利要求23所述的方法，其中所述DCO為鎖相環(PLL)的一部分。
29.根據權利要求觀所述的方法，其中所述識別至少一個間隙包含測量交流(AC)均方根(RMS)控制值。
30.一種無線通信裝置，其包含 數控振蕩器(DCO)；以及處理系統，其經配置以確定用於操作所述DCO的調諧碼的初始集合、識別從所述初始 集合產生的輸出頻率的範圍、識別在所述頻率範圍中的至少一個間隙，以及將調諧碼添加 到所述初始集合，所述經添加的調諧碼對應於實質上填充所述至少一個間隙的輸出頻率值。
31.根據權利要求30所述的無線通信裝置，其進一步包含一個或一個以上調諧元件， 所述一個或一個以上調諧元件經配置以產生從所述初始集合產生的所述輸出頻率。
32.根據權利要求31所述的無線通信裝置，其進一步包含一個或一個以上輔助調諧元 件，所述一個或一個以上輔助調諧元件經配置以產生從所述經添加的調諧碼產生的所述頻率值。
33.根據權利要求30所述的無線通信裝置，其中所述處理系統進一步經配置以識別在 所述頻率範圍中的重疊的至少一個例子，且從所述初始集合移除對應於所述至少一個重疊 例子的調諧碼。
34.根據權利要求33所述的無線通信裝置，其中所述處理系統進一步經配置以基於調 諧碼的所述初始集合和所述經添加的調諧碼來建立調諧碼的修正集合，其中所述初始集合 和所述修正集合經編碼於映射表中。
35.根據權利要求30所述的無線通信裝置，其中所述DCO為鎖相環(PLL)的一部分。
36.根據權利要求30所述的無線通信裝置，其中所述識別至少一個間隙包含測量交流 (AC)均方根(RMS)控制值。
37.一種設備，其包含 數控振蕩器(DCO)；用於確定用於操作所述DCO的調諧碼的初始集合的裝置； 用於識別從所述初始集合產生的輸出頻率的範圍的裝置； 用於識別在所述頻率範圍中的至少一個間隙的裝置；以及用於將調諧碼添加到所述初始集合的裝置，所述經添加的調諧碼對應於實質上填充所 述至少一個間隙的輸出頻率值。
38.根據權利要求37所述的設備，其進一步包含一個或一個以上調諧元件，所述一個 或一個以上調諧元件用於產生從所述初始集合產生的所述輸出頻率。
39.根據權利要求38所述的設備，其進一步包含一個或一個以上輔助調諧元件，所述 一個或一個以上輔助調諧元件用於產生從所述經添加的調諧碼產生的所述頻率值。
40.根據權利要求37所述的設備，其進一步包含用於識別在所述頻率範圍中的重疊的至少一個例子的裝置；以及 用於從所述初始集合移除對應於所述至少一個重疊例子的調諧碼的裝置。
41.根據權利要求37所述的設備，其進一步包含用於基於調諧碼的所述初始集合和所 述經添加的調諧碼來建立調諧碼的修正集合的裝置，其中所述初始集合和所述修正集合經 編碼於映射表中。
42.根據權利要求37所述的設備，其中所述DCO為鎖相環(PLL)的一部分。
43.根據權利要求42所述的設備，其中所述用於識別至少一個間隙的裝置包含用於測 量交流(AC)均方根(冊幻控制值的裝置。
44.一種包含機器可讀媒體的電腦程式產品，所述機器可讀媒體包含可由機器執行 以用於執行調諧數控振蕩器(DCO)的方法的指令，所述方法包含確定用於操作所述DCO的 調諧碼的初始集合；識別從所述初始集合產生的輸出頻率的範圍；識別在所述頻率範圍中 的至少一個間隙；以及將調諧碼添加到所述初始集合，所述經添加的調諧碼對應於實質上 填充所述至少一個間隙的輸出頻率值。
全文摘要
本發明揭示用於校準數控振蕩器(DCO)的技術。在本發明的一方面中，確定用於操作所述DCO的控制碼的初始集合。識別從所述初始集合產生的輸出頻率的範圍。識別在所述頻率範圍中的間隙或重疊例子。對於重疊情況，從所述初始集合移除對應於所述重疊例子的控制碼以建立修正集合。對於間隙情況，將控制碼添加到所述初始集合以用於產生填充所述間隙的頻率值。本發明還揭示一種用於執行所述技術的設備。
文檔編號H04B1/16GK102057577SQ200980121708
公開日2011年5月11日 申請日期2009年6月8日 優先權日2008年6月12日
發明者加裡·約翰·巴蘭坦, 孫博, 拉賈戈帕蘭·蘭加拉揚 申請人:高通股份有限公司