一種抗幹擾的方法及系統與流程

2023-04-25 13:54:22

本發明涉及移動通信
技術領域：
，特別地涉及一種抗幹擾的方法及系統。
背景技術：
：lte(longtermevolution，長期演進)系統是一種移動寬帶通信系統，已經得到了廣泛的應用。使用lte通信系統可以為用戶提供更快、更穩定的網絡服務，具有接收速率高，頻譜利用率高和接收機簡單等特點。lte系統的下行信道是ofdma(orthogonalfrequencydivisionmultipleaccess，正交頻分多址)，上行信道是sc-fdma(single-carrierfrequency-divisionmultipleaccess，單載波頻分多址)，這兩種技術本質上都屬於頻域的正交化。實際在進行lte無線網絡的多節點組網時，節點間通常不能完全異頻點進行組網。一旦出現本基站與周圍的相鄰一個或多個基站同頻點進行組網時，由於同頻幹擾的存在，使得小區邊緣的數據傳輸速率下降明顯。針對此問題，目前lter11，r12及其後續演進版本提出了icic(intercellinterferencecoordination，小區間幹擾協調)，eicic(enhancedinter-cellinterferencecoordination,增強型小區幹擾協調)，comp(coordinatedmultiplepointstransmission/reception，多點協作傳輸)等幹擾協調。icic都是通過在頻域的協調來躲避幹擾，eicic是通過在時域的協調來躲避幹擾，comp是通過共同的協作，使得本小區和相鄰小區同時為邊緣ue(userequipment，用戶設備)服務。這些方法需要x2口進行大量的信令交互，並且其性能受到ue測量或者基站測量的制約，特別對於comp而言，其對x2的時延要求和吞吐率要求都比較高。技術實現要素：本發明解決的技術問題在於提供了一種抗幹擾的方法，以提升lte上下行公共數據信道抗幹擾的性能；同時本發明還提供了一種抗幹擾的系統。一種抗幹擾的方法，包括，針對數據信道至少一個子幀內相同子載波位置的頻域re設置正交碼分序列；利用所述正交碼分序列配置頻域re的發射頻域符號。進一步的，所述子幀數的取值範圍為[1，10]。進一步的，所述子幀數為1。進一步的，所述設置正交碼分序列具體包括，設計長度可變的正交的碼分序列，設置碼分序列的長度為l，記正交的碼分序列為進一步的，所述碼分序列的長度l為2的2n次方，其中n大於等於0。進一步的，所述利用所述正交碼分序列配置資源要素re發射頻域符號具體包括，將每一行資源要素re進行分組；對每組資源要素re利用所述正交碼分序列配置發射頻域符號。進一步的，所述將每一行資源要素re進行分組具體為：記某一行的頻域re的個數為n，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組；其中第1組含l1個re，第2組含l2個re，…，第p組含lp個re。進一步的，對於下行信道pdsch，當lte的rs配置4個天線埠時，當無rs時，頻域re的個數n為14，當有rs時，頻域re的個數n為8。進一步的，對於下行信道pdsch，當lte的rs配置2個天線埠時，當無rs時，頻域re的個數n為14，當有rs時，頻域re的個數n為10。進一步的，當n為14時，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組具體為：p為4，採用4,4,4,2的四段擴頻，即第1組含4個re，第2組含4個re，第3組含4個re，第4組含2個re。進一步的，當n為8時，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組具體為：p為2，採用4,4的二段擴頻，其中第1組含4個re，第2組含4個re。進一步的，當n為10時，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組具體為：p為3，採用4,4,2的二段擴頻，其中第1組含4個re，第2組含4個re，第3組含2個re。進一步的，對於上行信道pusch，當有dmrs時，頻域re的個數n為12，當有dmrs及soundingrs時，頻域re的個數n為11。進一步的，當n為12時，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組具體為：p為3，採用4,4,4的三段擴頻，其中第1組含4個re，第2組含4個re，第3組含4個re。進一步的，當n為11時，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組具體為：p為3，採用4,4,2的三段擴頻，其中第1組含4個re，第2組含4個re，第3組含2個re，最後一個數據re不採用擴頻。進一步的，所述對每組資源要素re利用所述正交碼分序列配置發射頻域符號具體為：記第1組需要傳輸的星座符號為x1，第2組需要傳輸的星座符號為x2，…，第p組需要傳輸的星座符號為xp；則第1組的資源要素re其需發射的頻域符號為第2組的資源要素re其需發射的頻域符號為…，第p組的資源要素re其需發射的頻域符號為本發明還提供了一種抗幹擾的系統，包括，序列設置單元，用於針對數據信道至少一個子幀內相同子載波位置的頻域re設置正交碼分序列；配置單元，利用所述正交碼分序列配置資源要素re發射頻域符號。採用上述技術方案，通過引入正交碼分技術，利用正交碼分序列對資源要素re進行擴頻，提升了lte上下行公共數據信道抗幹擾的性能。附圖說明此處所說明的附圖用來提供對本發明的進一步理解，構成本發明的一部分，本發明的示意性實施例及其說明用於解釋本發明，並不構成對本發明的不當限定。在附圖中：圖1是本發明提供的rs配置2天線埠的pdsch信道的信道結構圖；圖2是本發明提供的一種抗幹擾的方法流程圖；圖3是本發明利用所述正交碼分序列配置資源要素re發射頻域符號的方法流程圖；圖4是本發明提供的rs配置4天線埠的pdsch信道的信道結構圖；圖5是本發明提供的pdsch信道n為14時擴頻映射示意圖；圖6是本發明提供pdsch信道第0行擴頻映射示意圖；圖7是本發明提供pdsch信道第1行擴頻映射示意圖；圖8是本發明提供的pdsch信道n為10時擴頻映射示意圖；圖9是本發明提供pusch信道的信道結構圖；圖10是本發明提供的pdsch信道n為12時擴頻映射示意圖；圖11是本發明提供的pdsch信道n為11時擴頻映射示意圖；圖12是本發明提供一種抗幹擾的系統結構示意圖。具體實施方式為了使本發明所要解決的技術問題、技術方案及有益效果更加清楚、明白，以下結合附圖和實施例，對本發明進行進一步詳細說明。應當理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發明，並不用於限定本發明。pdsch信道的信道結構見圖1所示，其上有rs(rs，參考信號)，dmrs(demodulationreferencesignal,解調參考信號)等。因此，觀察圖1，一個子幀內每一行的頻域位置相同的re(resourceelement，一個子載波x，一個調製符號)的個數是不一樣的，對於普通cp(cyclicprefix，循環前綴)模式，當無rs時，有14個可用re，當有rs時，其可用個數少於14，針對圖1，有12個可用re。針對pdsch及pusch信道，本發明提供了一種抗幹擾的方法，通過引入正交碼分技術，提升了lte上下行公共數據信道抗幹擾的性能。如圖2所示，是本發明第一實施例流程圖，一種抗幹擾的方法，具體包括，s1、針對數據信道至少一個子幀內相同子載波位置的頻域re設置正交碼分序列；s2、利用所述正交碼分序列配置頻域re的發射頻域符號。上述方法中，可以針對一個子幀內相同子載波位置的頻域re設置正交碼分序列；也可以同時針對多個子幀內相同子載波位置的頻域re設置正交碼分序列；子幀數量的取值範圍為[1,10]，最多可同時對10幀相同只載波進行擴頻。最大取10的原因在於，10ms是lte一個無線幀的時間。下面以子幀數為1進行擴頻，當然，子幀數為多幀時，對應的碼分序列組數也比一幀多，但是原理類似，不再累述。步驟s1中，設置正交碼分序列具體方式如下：設計長度可變的正交碼分序列，設置碼分序列的長度為l，記正交的碼分序列為碼分序列長度l為2的2n次方，其中n大於等於0。碼分序列長度l如此取值，是為了使碼分序列正交，l一般的取2或者4。如圖3所示，步驟s2中，利用所述正交碼分序列配置資源要素re發射 頻域符號具體包括，s21、將每一行資源要素re進行分組；s22、對每組資源要素re利用所述正交碼分序列配置發射頻域符號。步驟s21中將每一行資源要素re進行分組具體為：記某一行的頻域re的個數為n，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組；其中第1組含l1個re，第2組含l2個re，…，第p組含lp個re。步驟s22中，對每組資源要素re利用所述正交碼分序列配置發射頻域符號具體為：記第1組需要傳輸的星座符號為x1，第2組需要傳輸的星座符號為x2，…，第p組需要傳輸的星座符號為xp；則第1組的資源要素re其需發射的頻域符號為第2組的資源要素re其需發射的頻域符號為…，第p組的資源要素re其需發射的頻域符號為前面是發送機中對資源要素re進行配置的方式，對應的接收機中，需要進行建模及信號解調。接收機中信號建模及解調的具體內容如下：接收機的第1組的信號建模可以建模為上述公式中y為相應re位置的接收信號，h為信道估計，n為噪聲。由於第1組的l1個re其頻域所處的位置是相同的，因此，當ue相對基站的移動速度引起的都卜勒頻偏導致的信道的相關時間大於一個子幀的時 間即1ms時，可以認為無線信道的信道抽頭近似成立。假設這l1個抽頭的每一個都等於因此，要解調符號x1，按照如下步驟來做，即其中可以基於下行的rs，或者dmrs進行信道估計得到。其中為x1的估計。其等效sinr(signaltointerferenceplusnoiseratio，信噪比)為相對於現有方案提升l12倍。作為本發明的實施例，本部分描述下行信道pdsch抗幹擾的詳細實現。當lte的rs配置4個天線埠時，在一個下行rb內，其結構如圖4所示，每一行re只有2種情況，14個或者8個，當無rs時，有14個可用re，當有rs時，其可用個數為8個，因此，pdcch的信令需完全指明這2種情況下的碼序列使用形式。假設針對14個re的情形，使用長度l為4的碼序列和長度l為2的碼序列擴頻。14個re分成4組，即p為4，前3組長度l均為4，第4組長度l為2，利用所述正交碼分序列配置頻域re的發射頻域符號的如圖5所示；假設針對8個re的情形，使用長度l為4的碼序列擴頻，分成2組，每組長度均為4。則可以按如下形式構造信令信息，見表1所示。具體實施時，可在lte現有的dci(digitalcopyrightidentifier，數字版權唯一標識符)信令中增加擴展欄位實現。現有的dci請參見36.212協議,擴展欄位增加在現有dci欄位的最後。表1dci信令re總長度n1110碼序列索引100碼序列索引200碼序列索引300碼序列索引40re總長度n1000碼序列索引101碼序列索引201其中，對於re總長度為14的行，使用4段分別進行碼擴頻，其擴頻碼長度為4,4,4,2；擴頻碼長度後緊跟著是其索引號。碼長度為4的正交碼序列索引及其序列表，見表2所示。表2長度為4的正交碼序列碼長度為2的正交碼序列索引及其序列表，見表3所示。表3長度為2的正交碼序列根據圖4以及表1的信令指示，rb資源的第0行，第3行，第6行，第9行其使用碼序列(1,-1,1,-1)擴頻，其他各行，使用(1,1,1,1)和(1,1)擴頻。由於其相似的原理，這裡僅僅給出第0行和第1行的擴頻映射示意。第0行的映射見圖6所示，r0、r1、r2、r4為參考信號，re總長度為8，其餘位置使用2組(1,-1,1,-1)碼序列擴頻，8個rs採用兩組碼序列進行擴頻。第1行的映射見圖7所示。該行無參考信號，re總長度為14，採用3組(1,1,1,1)和1組(1,1)碼序列進行擴頻。當lte的rs配置2個天線埠時，在一個下行rb內，其結構如圖1所示，每一行re只有2種情況，14個或者10個，當無rs時，有14個可用re，當有rs時，其可用個數為10個。由於其相似原理，n為14時，擴頻同lte的rs配置4個天線埠時相同，不再累述。當n為10時，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組具體為：p為3，採用4,4,2的二段擴頻，其中第1組含4個re，第2組含4個re，第3組含2個re。利用所述正交碼分序列配置頻域re的發射頻域符號的映射圖如圖8所示。作為本發明的實施例，本部分描述pusch抗幹擾的詳細實現。見圖9所示，用戶在所分配的rb資源上，當有dmrs時，頻域re的個數n為12，當有dmrs及soundingrs時，頻域re的個數n為11。當n為12時，將n個re根據高層傳輸的需要分成p組具體為：p為3，採用4,4,4的三段擴頻，其中第1組含4個re，第2組含4個re，第3組含4個re。利用所述正交碼分序列配置頻域re的發射頻域符號的映射圖如圖10所示。其中對於re總長度為11的行，使用3段分別進行碼擴頻，其擴頻碼長度為4,4,2；其中第1組含4個re，第2組含4個re，第3組含2個re。利用所述正交碼分序列配置頻域re的發射頻域符號的映射圖如圖11所示。擴頻碼長度後緊跟著是其索引號。dci格式見表4所示。表4dci信令re總長度n1011碼序列索引100碼序列索引200碼序列索引30碼長度為4的正交碼序列索引及其序列表，見表2所示。碼長度為2的正交碼序列索引及其序列表，見表3所示。re的分配按照從左到右依次進行。其他的擴頻機制，請參見下行信道pdsch抗幹擾的詳細實現。本發明還提供了一種抗幹擾的系統如圖12所示，包括，正交碼分序列設置單元1，用於針對數據信道至少一個子幀內相同子載波位置的頻域re設置正交碼分序列；配置單元2，利用所述正交碼分序列配置資源要素re發射頻域符號。上述技術方案中通過引入正交碼分技術，利用正交碼分序列對資源要素re進行擴頻，提升了lte上下行公共數據信道抗幹擾的性能。上述說明示出並描述了本發明的優選實施例，但如前所述，應當理解本發明並非局限於本文所披露的形式，不應看作是對其他實施例的排除，而可 用於各種其他組合、修改和環境，並能夠在本文所述發明構想範圍內，通過上述教導或相關領域的技術或知識進行改動。而本領域人員所進行的改動和變化不脫離本發明的精神和範圍，則都應在本發明所附權利要求的保護範圍內。當前第1頁12