一種基於恆流充放電實現輸入信號滿幅的VCO電路的製作方法
2023-07-26 11:13:16 1
本發明涉及電路領域，具體涉及一種基於恆流充放電實現輸入信號滿幅的VCO電路。
背景技術：
壓控振蕩器(Voltage Controlled Oscillator)是一種常用且非常重要的單元電路，它可通過控制輸入電壓來實現調節輸出信號頻率的目的，常被應用於鎖相環等電路設計中。VCO設計的關鍵是在振蕩器的基礎上實現輸出頻率調節。傳統的VCO主要有兩種結構，一種是通過反相器環形級聯電流飢餓型VCO。它主要靠反相器迴路形成迴路形成振蕩信號，再通過控制反相器開關電流實現調節頻率。另外一種是差分放大器級聯結構的VCO，它主要靠差分放大器迴路形成振蕩信號，再通過調節差放內部負載管電流來調節輸出頻率，該電路與第一種電路相比有波形信號好，控制穩定等特點。
但上述兩種主要電路都存在一個問題，即輸入的控制信號範圍較小，且不能為0。如輸入控制信號低於一定電壓值則振蕩器會停止工作，無振蕩信號輸出，即輸入控制信號存在死區。此外環形結構如需要得到相對較低的輸出頻率則需要用到的環級較多，增大晶片面積。
技術實現要素：
本發明的發明目的在於：針對上述存在的問題，為了解決VCO輸入信號範圍較小，尤其是處於0電壓時輸出無波形的問題，本發明提供了一種基於電容恆流充放電實現的VCO電路。
本發明採用的技術方案是這樣的：
一種基於恆流充放電實現輸入信號滿幅的VCO電路，其中，由偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路、充放電控制電路和輸出驅動電路共五個子模塊組成；所述充放電控制電路、偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路和輸出驅動電路從左至右依次連接；所述偏置電路主要由電阻分壓模式完成，它為其它模塊提供偏置電壓；電壓比較器電路內部由兩級放大器級聯組成，第一級為差分放大級，第二級為共源放大級；輸出驅動電路由CMOS推挽結構組成。
進一步，所述充放電控制電路由六個場效應管組成，所述六個場效應管包括三個N型場效應管和三個P型場效應管。
進一步，所述參考電壓電路由三個場效應管組成，所述三個場效應管包括兩個N型場效應管和一個P型場效應管。
進一步，所述兩個N型場效應管並聯，兩個N型場效應管與一個P型場效應管串聯。
綜上所述，由於採用了上述技術方案，本發明的有益效果是：
該電路輸入電壓範圍能夠實現從0V到電源電壓的滿幅值輸入範圍，且在輸入控制信號為0V時仍有輸出信號，實現控制信號無死區。信號輸出最小頻率為315MHz。
附圖說明
下面結合附圖和實施例對本發明進一步說明。
圖1是本設計VCO整體電路框圖及連接關係；
圖2是恆流充放電電路；
圖3是可變輸出參考電壓電路；
圖4是充放電電路測試波形；
圖5是輸出頻率隨控制信號變化波形。
具體實施方式
現在結合附圖對本發明作進一步詳細的說明。這些附圖均為簡化的示意圖，僅以示意方式說明本發明的基本結構，因此其僅顯示與本發明有關的構成。
如圖1、2和3所示，一種基於恆流充放電實現輸入信號滿幅的VCO電路，其中，由偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路、充放電控制電路和輸出驅動電路共五個子模塊組成；所述充放電控制電路、偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路和輸出驅動電路從左至右依次連接；所述偏置電路主要由電阻分壓模式完成，它為其它模塊提供偏置電壓；電壓比較器電路內部由兩級放大器級聯組成，第一級為差分放大級，第二級為共源放大級；輸出驅動電路由CMOS推挽結構組成。
進一步，所述充放電控制電路由六個場效應管組成，所述六個場效應管包括三個N型場效應管和三個P型場效應管。
進一步，所述參考電壓電路由三個場效應管組成，所述三個場效應管包括兩個N型場效應管和一個P型場效應管。
進一步，所述兩個N型場效應管並聯，兩個N型場效應管與一個P型場效應管串聯。
具體實施，本發明主體架構採用電容恆流充放電迴路實現震蕩功能，通過控制充放電電流大小來實現調節頻率的目的。整體電路共有偏置電路、參考電壓電路、電壓比較器電路、充放電控制電路和輸出驅動電路共5個子模塊組成，其中電容充放電電路是核心模塊。如圖1上電後參考電壓會達到1.8V電壓，參考電壓點輸入到電壓比較器負端輸入端；此時電容極板為0V，電容極板電壓輸入電壓比較器正端輸入端。此時電壓比較器輸出低電平，充放電電路接收到電壓比較器的輸出低電平信號，對電容進行充電工作。當電容電壓上升超過1.8V時，電壓比較器輸出由低電平轉向高電平，充放電電路接收到高電平信號，工作狀態由充電轉為放電。同時電壓比較器輸出信號控制參考電壓電路輸出電壓由1.8V點轉向1.1V，以便維持電壓比較器輸出低電平信號，保證充放電電路持續放電工作狀態。當電容電壓低於1.1V時，電壓比較器又輸出低電平信號，參考電壓電路輸出由1.1V轉向1.8V，同時充放電電路接收到低電平信號給電容充電。反覆循環形成振蕩。
如圖2充放電控制電路所示，在充放電電路中，REF11與REF22作為PM1和NM1的柵電壓，同時組成控制管MN1及MP1的柵電壓。這兩個電壓值分別為1.1V和2.2V，由偏置電路提供，以保證充電和放電過程中MP1和MN1的柵壓。
充放電電路輸入端的控制信號CDC信號是由電壓比較器傳輸過來的，它的信號只存在高/低兩種。理想情況下的最高值為3.3V，而最低電壓則為0V。但實際情況達不到。當輸入為低電平時MP0導通且線性區工作MN0截止，則開始充電，MP0設計工作在線性區，導通電阻較小，經過MP0之的電流可以很大，MP1設計為飽和區工作。電流通過MP0到達MP1後，由於受到MP0限制，電流變到所需要的值，MP1和MN1所組成的電路結構相當於構成一個限制電流的「閘門」，同時令MP1及MN1源端電壓維持在1.1-1.8V電壓(電容正端電壓)以保持MP1和MN1飽和工作。當漏端電壓為由1.1V向1.8V轉變(充電)時，MP0漏端電壓約為3.3V，MP1則源漏倒置工作，且工作在飽和狀態，此時MN1工作在正常飽和狀態，但由於MN1的VGS較小，電流很小，一旦漏端電壓上升到超過1.3V後，MN1立刻由飽和轉向截止，因此在充電過程中可以看作僅僅由MP1在對電容進行恆流充電，而MN1不工作。同樣當放電過程時，可以看作由MN1在對電容進行恆流放電，而MP1不工作。
由於充放電電流為恆流，輸出的電流使得電容的電壓變化變為線性變化，因此電容的計算可由簡化為成線性方程而I＝Qt，因此其中V為電容兩端電壓，t為電容充放電時間，用1/F求得。從波形中可以看出充電時NMOS的電流非常的小，可以忽略不計，所以充電時的確主要依靠PMOS管。而放電時PMOS的電流可以忽略不計，放電時主要依靠NMOS管。
考慮到需要在實現電壓控制振蕩器的同時實現頻率的調節，因此在這裡，加上了壓控的部分，使用一個NMOS管來實現。MN2作為調節佔空比的MOS管。其中CT是NM2的柵電壓，它主要是控制佔空比。壓空管主要通過改變電流的大小，從而改變周期，達到調頻的目的。此NMOS管和傳輸門中的NMOS管相當於並聯的關係，因此它所通過的電流大小為通過PMOS管和NMOS管之間的差值。
充放電控制電路在本設計中還包含了電容。考慮到在工藝中MOS電容的電容值大於雙多晶電容，出於減小版圖面積考慮，這裡用源漏襯短接的MOS代替普通電容。
圖3為參考電壓電路，在該電路中MN2和MP1這2個MOS管仍然是柵漏短接的連接關係，這裡都做電阻使用。但MN1在這裡根據FB信號的不同，它的狀態會處於導通和截止兩種狀態，當FB端信號為低電壓時，MN1截止，輸出參考電壓為MN2和MP1的分壓，這裡設定為1.8V；當FB端信號為高電壓時，MN1導通，其導通電阻相當於和MN2並聯，從而降低了輸出電壓，這裡設定為1.1V。
圖4為充放電電路單獨仿真波形，其中可以看到電容正極板電壓V由0V-3.3V變化，周期為6ns左右。仿真周期比實際設計振蕩周期長的原因是因為VCO實際運行過程中充放電的電壓變化範圍會比本仿真小，所以這裡適當增加充放電周期。
當電容電壓由0V上升的時候，主要是MP1的電流在起作用，MN1雖然也有電流，但MN1的電流相對很小，可以認為電容充電過程是通過電流控制管MP1完成的；當電容電壓由3.3V下降到0V的過程時，情況正好相反，放電電流主要由MN1和MN2管提供，此時MP1電流幾乎為0，所以放電過程可以認為是通過NMOS管來控制的，具體原因在上文電路分析中已經說過。
如圖5所示，這裡要說明的是：在仿真波形中電容正極板電壓並非呈線性上升或者下降，流經電流控制管的電流也並不是恆定電流。這主要是因為在充放電子電路單獨仿真的時候，由於作為電流控制管的MN1和MP1源端電壓不可控，電壓範圍可以從0V-3.3V，因此在這個仿真圖中就出現了非恆流充放電過程。但在實際使用的時候電流控制管MP1和MN1源端電壓變化只是從1.1V-1.8V變化，達不到0V-3.3V，故從仿真圖中可以清晰看到在電壓為1.1V-1.8V上升過程中，MP1電流基本處於恆定區為50uA，而電容正極板電壓在這一電壓段內也是呈線性上升的；相反從1.8V-1.1V下降過程中，MN1和MN2的電流也基本處於恆定區，兩管電流總流量也為50uA，而此時電容正極板電壓下降曲線也是線性的。
以上述依據本發明的理想實施例為啟示，通過上述的說明內容，相關工作人員完全可以在不偏離本項發明技術思想的範圍內，進行多樣的變更以及修改。本項發明的技術性範圍並不局限於說明書上的內容，必須要根據權利要求範圍來確定其技術性範圍。