估計通信信道之間相位偏移的方法及裝置的製作方法
2024-03-22 12:37:05
專利名稱：估計通信信道之間相位偏移的方法及裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及接收機中的信道估計，更具體地涉及基於至少兩個信道中信號的信道估計，其中一個信道可以是導頻信號信道，進一步具體地涉及信道之間的相位偏移估計。
背景技術：
在數字通信系統中，代表信息的數字符號在不同節點(例如，基站、行動電話)之間傳送以便交換信息。
通常稱為OSI(開放系統互連)模型的層狀模型一般用於描述通信系統。該模型的最底層通常稱為物理信道，由比特組成的信息流在這裡發送。物理信道根據設計提供預定質量的業務。在簡化的描述中，物理信道包括以預定格式格式化比特、編碼、交織、載波調製、在介質上傳輸、下變頻、解調、解交織以及前向糾錯。此外，為了工作正確還需要很多其它的功能，例如時間和頻率同步以及信道估計。通常在物理信道上的信息符號之間發送導頻符號。這些導頻符號則在接收機中用於獲得同步以及信道估計。信道估計描述了傳送的符號如何受到信道(包括調製、TX前端、介質、RX前端以及解調器)的影響以及如何在接收機中用於信號的重構。
物理信道可有兩種類型，專用物理信道和廣播信道。專用物理信道發送到一個接收機，而廣播物理信道則面向多個接收機。
介質在不同節點的天線之間傳輸電磁或光信號。在無線通信系統中，介質由「自由空間」(它並不是自由的)組成，信號是在這種介質上傳播的電磁波。由於建築物和其它障礙物的反射造成衰落和散射。散射可能會引起多徑現象，根據物理信道上的符號率以及散射的嚴重程度而定。
基站大多通常發射多個物理信道。在TDMA系統中，來自同一基站的物理信道用時間分開(如果使用了多個載波，則用頻率分開)。在FDMA系統中只用頻率分隔不同的物理信道。在擴頻CDMA系統中，使用編碼分開不同用戶(如果使用了多個載波，則用頻率分開)。
在WCDMA系統中，根據3GPP規範，從同一基站發射的公共導頻信道(CPICH)和專用物理信道(DPCH)上發射的導頻可以使用基站的同一前端和同一天線發射。然後，這兩個信道經歷了相同的介質響應，因此基於CPICH和DPCH的信道估計都對提供良好的信道參數估計很有用處。當CPICH和DPCH用兩個不同天線發射時則不是這樣。
不管所用的信道是什麼，由於經過傳輸介質帶來的影響，接收信號在很多方面都與發射信號不同。介質對射頻信號的影響主要包括多徑衰落、來自經過介質其它信號的幹擾、以及熱噪聲。衰落是信號與其本身的反射或回波的交互作用引起的，而且可能導致較大且高度局部化的信號幅度變化和相移，稱作瑞利衰落。在無線電環境中，幹擾通常是由不需要出現的其它無線電信號引起的。這些其它的信號可能與所要的信號使用同一信道(有時稱為共道幹擾)或使用相鄰的信道(有時稱為鄰道幹擾)。熱噪聲出現在所有通信信道中，引起發射信號的附加失真。因此可以認為接收機接收的信號是由所需成分和有害成分組成的複合信號。有害成分代表經過介質受到的影響，例如幹擾和噪聲。
在接收機端，處理接收信號得到數字抽樣序列或流，這裡稱為「接收抽樣」或「接收抽樣流」，這些抽樣可以用複數表示。例如，接收信號可以被濾波、放大、使用同相和正交本振下混頻到基帶，然後在模數(A/D)轉換和同步處理之後，就得到了復接收抽樣流r(n)。復抽樣流r(n)中的每個抽樣可以表示為實分量和虛分量之和，也就是r(n)＝I(n)+jQ(n)，其中I(n)代表抽樣的同相分量，Q(n)代表抽樣的正交分量，n是抽樣時間序號。
每個復接收抽樣也可以表示為所需分量和有害分量之和，也就是，r(n)＝s(n)+z(n)，其中s(n)是所需信號分量流，z(n)是有害分量流或噪聲。正如上面注意到的，有害分量抽樣z(n)可能包括來自其它信號的幹擾，例如共道和鄰道幹擾、多徑傳播帶來的自幹擾，以及熱噪聲或環境噪聲。通常會存在幾種幹擾信號，其中有一個的功率相對於其它信號是最強的。
接收機通常對接收的抽樣流r(n)應用某種形式的基帶信號處理以便恢復(或「檢測」)信息符號。這樣的基帶信號處理可以基於傳輸介質模型。例如，傳輸介質可以建模為具有K個覆信道抽頭係數的濾波器；濾波器的輸入是發射的數位訊號，濾波器的輸出是所需的信號分量。如果b(n)代表發射的數位訊號，那麼所需的信號分量抽樣s(n)為s(n)＝h(0)b(n)+h(1)b(n-1)+...+h(K-1)b(n-K+1)其中h(k)是具有實部和虛部的複數值信道抽頭係數。信道抽頭係數可以用極坐標表示為h(k)＝a(k)jθ(k)其中h(k)的幅度是a(k)，它是h(k)的絕對值。h(k)的相位表示為θ(k)。
信道抽頭係數的估計可以用各種信道抽頭估計技術來確定。信道抽頭估計、或信道跟蹤是本領域眾所周知的並在例如McGraw-HillBook Co.出版的J.Proakis的Digital Communications(數字通信)第二版(1989)第624-627頁中討論。最初的信道抽頭估計可以使用各種已知技術從同步信號相關值或最小二乘估計得到。
信道抽頭係數估計hest(k)用於計算檢測的數字符號序列bdet(n)。例如，只要hest(0)是非零的(即，如果介質被建模為只有一個抽頭的濾波器)而且b(n)是二進位的，那麼bdet(n)如下給出bdet(n)＝sgn[hest(0)*r(n)]其中sgn[x]表示取x的符號，上標「*」表示復共軛。在這個例子中，b(n)是二進位的，所以bdet(n)的允許值是二進位的，例如+1和-1。因此，可以看出發射數位訊號b(n)的精確檢測依賴於信道抽頭係數的精確估計。
參考圖1可以更好地理解這一點，該圖說明了一個典型的數字通信系統，包括發射機12和接收機14。發射機12包括數字符號發生器102和數字發射機103。符號發生器102接收攜帶信息的信號101並產生相應的數字符號序列b(n)。數字符號序列b(n)被傳送到數字發射機103，對序列進行數模(D/A)轉換、調製、脈衝成形以及放大，然後將所得的模擬信號Y發射。接收機14包括一個或多個接收機無線電單元18a-18n，每個可以有相應的天線16a-16n，無線電處理器105a-105n，以及A/D轉換器106a-106n。每個天線16a-16n接收對應於發射信號Y的一個模擬接收信號，並將接收信號傳遞給無線電處理器105a-105n。天線16a-16n可以彼此空間分開，因此每個無線電單元18a-18n從不同的接收信道(空間分集)收到接收信號。在圖1的例子中，信道是無線電傳輸信道，但是本領域技術人員將會理解這些信道可以是電話傳輸信道、區域網傳輸信道等。這些信道也可以是與相控陣天線單元或來自波束成形器的波束關聯的無線信道。
無線電處理器105a-105n典型地將接收信號濾波、放大並下變頻到基帶。基帶接收信號則通過A/D轉換器106a-106n轉換成複數字接收抽樣流rx(n)，其中下標x表示對應於該抽樣流的接收信道。例如，無線電單元18a可以從天線16a接收模擬信號並產生相應的數字接收抽樣流ra(n)。所得到的數位訊號rx(n)是具有同相(I)和正交(Q)分量的復抽樣序列。但是本領域技術人員會理解這些抽樣不必是複數的。將復抽樣rx(n)提供給基帶處理器20，其使用估計的信道抽頭係數hest(k)操作復抽樣以便檢測信息符號，從接收抽樣流rx(n)產生bdet(n)。
多徑傳播一般是不利因素，因為自幹擾信號在時間上擴散了，因此能夠彼此幹擾並產生衰落。但是多徑傳播也有好處。反射信號與主信號傳輸同樣的信息。當衰落引起主信號本身明顯地衰減時，可以通過時間擴散波束的建設性疊加「重構」或放大主信號，也就是信號被分集放大了。
基帶處理器20包括RAKE接收機。RAKE接收機是一種有效地利用時間擴散信號的這種特性的無線電接收機。RAKE接收機包括多個獨立的接收機單元，所謂RAKE分支，每個分支接收並跟蹤或定位單個的波束。RAKE接收機也包括將接收信號合併的裝置，以及在合併信號之前延遲這些信號使它們達到一定相位的裝置。
如果一個以上的抽頭係數非零，那麼使用信道抽頭係數估計可以進行某種形式的均衡。一種形式的均衡是最大似然序列估計(MLSE)均衡，在上面提到的J.Proakis書的第六章中有描述。因此，基帶處理器20可以包括用多天線MLSE均衡器實現的相干檢測器，該均衡器例如為在Backstrom等人的U.S.Patent No.5,191,598中公開的那種，本申請在這裡明確地結合該專利作為參考。可以理解的是所檢測的符號還可以進一步被接收機處理。例如，在檢測出來的符號上可以進行前向糾錯解碼。這些符號也可以合併成為軟信息值。
由於通過一個信道(多個信道)傳輸帶來的影響，到達天線16的信號中包括有害信號，其中包括上面描述的熱噪聲和可能的幹擾信號。幹擾信號的一個例子如圖1所示由幹擾器106產生的信號X。有害信號使接收機從接收抽樣流中完美地恢復信息符號變得困難。
如果有害分量包括幹擾，那麼各種抗幹擾技術可以用於改善接收信號的信噪比(SNR)，並因此改善信道抽頭係數估計的精確度。使用陣列處理技術的抗幹擾可以在數字傳輸系統中產生很大的性能增益，但是為了使這種抗幹擾運行良好，需要對每個單獨信道的信道抽頭係數進行合理的估計。抗幹擾技術的例子包括IEEE Trans.Veh.Technol.第42卷377-384頁(1993年11月)J.H.Winters在「Signal Acquisition and Tracking with Adaptive Arrays inthe Digital Mobile Radio System IS-54 with Flat Fading(在平坦衰落的數字移動無線電系統IS-54中用自適應陣列的信號捕獲與跟蹤)」中描述的那些。這類技術在出現較大幹擾時可以得到較好的檢測性能。
在傳統通信系統中，每個物理信道獨立跟蹤，也就是說，使用每個物理信道接收的抽樣流獨立估計每個物理信道的信道抽頭係數，而不參考其它物理信道接收的抽樣流。很多已知的估計信道抽頭係數的方法認為信道抽頭係數只是通過所考慮物理信道接收的信號的函數。由於幹擾，精確地估計每個單獨物理信道的信道抽頭係數可能很難，會導致出現潛在的錯誤，因為檢測器要用估計的信道抽頭係數檢測發射信號。
WCDMA系統中的每個基站在幾個物理信道上發射。由於多種原因，這些物理信道中很多都包含了可以用於估計信道特性的導頻符號。導頻信號通常是一個或多個預定的符號，可以在它自己的信道上發射，也可以嵌入另一個信道中，而且可以用於監督、控制、均衡、保持信號連續、同步或參照的目的。
正如上面注意到的，發射分集可以用兩個天線獨立發送來實現，這兩個天線可以關聯於例如兩個基站(BS)，一旦由於信道噪聲或傳播路徑特性的其它變化造成一個或兩個傳播路徑上出現信號衰落，這種分集可以降低通信中斷的可能性。這兩個天線可以發射不同的導頻信號或導頻符號，這樣諸如移動站這樣的用戶設備(UE)中的遠端接收機可以從兩個BS天線發射信號中得到各自的信道估計。
再參考圖1，發射機12中產生的數據可以包括例如信道編碼數據、發射功率控制(TPC)命令、可選的傳輸格式合併指示(TFCIs)等等。這類的通信系統是正在被第三代夥伴項目(3GPP)標準化的第三代蜂窩電話系統。對於3GPP通信系統的下行鏈路(基站到遠端站)傳輸來說，數據可以是時空分組編碼的，而且可以是速率匹配、交織的等等。編碼數據中可以復接一個或多個導頻信號，而且復接流可以與信道化碼、擾碼等復接。信道化、擾頻後的信號則通過一個或多個天線發射到接收機14。
圖2描繪了圖1通信系統中一個傳輸信道所傳輸的示範信息格式。正如很多數字系統那樣，信道所傳輸的信息按照組成連續幀220的多個時隙210組織，每個幀包括多個時隙210。如圖2所示，幀220也可以組成連續的超幀230。除了其它信息，每個時隙210可以包含TFCI211、第一組數據(有效負荷)212、TPC命令213、第二組數據214以及導頻信號215。在一個示範的通信系統中，時隙可以持續0.625毫秒(ms)並依據時隙的類型包括不同的比特數，幀可以包括16個時隙，超幀可以包括72個幀。每個基站也以256為擴頻因子發射包括導頻符號的CPICH。這個CPICH以較高的功率發射，以便能夠到達蜂窩的邊界。
各種信道估計方法已經有所描述。例如，G.Bottomley的U.S.Patent No.5,822,380「Apparatus and Method for Joint ChannelEstimation(聯合信道估計的裝置和方法)」中特別描述了一種估計信道抽頭係數的裝置，這些係數作為來自估計信道抽頭係數信道的接收抽樣流的函數以及來自另一個信道的至少一個其它接收抽樣流的函數。該專利在這裡明確地結合入本申請中作為參考。J.Nilsson於2000年5月19日提交的U.S Patent Application No.09/573,157「Method and Apparatus for Channel Estimation withTransmit Diversity(帶有發射分集的信道估計的方法和裝置)」中描述了在發射分集環境中使用導頻信號進行信道估計。該專利申請在這裡明確地結合入本申請中作為參考。
歐洲公開的S.Abeta等人的專利申請No.EP 0 955 741「Channel Estimating Apparatus，and CDMA Receiver and CDMATransceiver Each Having the Apparatus(信道估計裝置、以及各自具有該裝置的CDMA接收機和CDMA收發機)」中描述了基於與數據符號序列並行的導頻符號序列獲得數據符號的信道估計。K.Rohani等人的U.S.Patent No.5,583,886「Method forDetermining a Plurality of Channel Responses and Modifyinga Received Signal Therewith(確定多個信道響應並修改有關的接收信號的方法)」描述了了一種跳頻擴頻通信系統，基於從多個發射機中的每個發射的已知信號確定多個信道估計。
利用發射分集編碼導頻的信道估計方法依賴於例如對來自分集導頻的交替導頻符號分組，產生兩組信道估計。這類方法通常假定傳輸導頻符號的信道特性在三個或更多符號持續期間是不變的。當信道特性隨時間變化很快時(典型情況是擴頻系統受到大的都卜勒頻移影響並使用高擴頻因子)，這樣的假設會帶來不準確。可以理解的是在直接序列碼分多址(DS-CDMA)通信系統中的擴頻因子是指碼片中的符號長度，例如每個信息比特或符號的擴頻序列中發射比特或符號的個數。高擴頻因子因此會導致持續時間較長的信息符號。
當多個接收信號的特性相差很大時，使用多個接收信號估計信道抽頭係數還會更複雜。在3GPP系統中，DPCH和CPICH同時可以被遠端終端接收，例如被RAKE接收機的不同支路接收，這樣具有促進信道估計的有用特性。CPICH可以用比其它物理信道例如DPCH高的功率電平發射，這樣做除了其它原因以外特別有利於檢測和控制幹擾的傳輸功率控制方案。可以彌補DPCH和CPICH之間的這種「增益偏差」，以便根據2001年11月28日提交的申請人共同未決的U.S.Patent Application No.__________「Methods and Apparatus forChannel Estimation Using Plural Channels(使用多信道的信道估計的方法和裝置)」實現精確的信息符號檢測，該申請在這裡明確地結合入本申請中作為參考。除了這種增益偏差以外，當接收信號是從具有可變相對相位差的物理信道中得到時也會出現錯誤，這在包括3GPP系統在內的很多現代通信系統中是常見的。特別是，當接收信號已經被多個天線發射時，例如工作於發射分集模式的基站的兩個天線，會出現相位偏移而且應該糾正。在3GPP通信系統中的這種工作模式是閉環模式發射分集，這在下面結合圖3，3G TS 25.214第3.3.0版第7部分(2000年6月)中的「Physical Layer Procedures(物理層過程)(FDD)」有所描述，圖3表示了發射CPICH和DPCH的發射機300。
在圖3中，信道編碼以及DPCH信號交織的處理可以以非分集模式進行，而且由DPCH發生器302表示。DPCH信號由發生器302產生，通常是複數值的，由合併器304擴頻並可選地進行擾碼，合併器304將發生器的輸出信號與Walsh-Hadamard序列之類的擴頻信號以及偽隨機噪聲擾碼序列合併。經過擴頻/擾碼的信號饋入兩個包含各自的乘法器306-1、306-2的發射(Tx)天線分支，這些乘法器也接收各自的權重因子w1和w2。權重因子通常也是複數值的，根據3GPP標準所提供的，它們對應於閉環模式1中的相位調整和閉環模式2中的相位/幅度調整。這些調整由接收機(UE)確定並且通過上行鏈路信道中的消息通知發射機(BS)300，該消息在諸如專用物理控制信道(DPCCH)之類的上行鏈路信道的反饋信息(FBI)域的特定比特中發送。權重因子由模塊308、310從一個或兩個天線312-1、312-2提供的接收信號(Rx)中恢復。圖3中也表示了合併DPCH和CPICH以供天線312發送的合併器314-1、314-2。對於閉環模式1，從兩個不同的天線發送不同(正交)的導頻符號。對於閉環模式2，兩個天線發送相同的專用導頻符號。兩種模式的使用受更高層消息控制。
根據3GPP1999年12月3G TS 25.214第3.1.1版中提供的，接收機單獨使用CPICH估計從每個天線看到的信道。以每個時隙一次的頻率，接收機計算相位調整φ(對於模式2還有幅度調整)，這個調整應該由發射機進行以便最大化接收機接收的功率。計算相位調整的一種方法是確定使下式最大化的權量因子wP＝wHHHHw(1)
其中給定|w|＝1，H＝[h1，h2]而且w＝[w1，w2]T其中列矢量h1和h2代表天線312-1、312-2所估計的信道脈衝響應，長度等於信道脈衝響應的長度。w的元素對應於接收機(UE)所計算的調整，典型地是量化的並在上行鏈路信道上反饋給發射機(BS)。權重矢量w1可以設置為一個常數例如w1＝1，於是w2可以通過對接收相位在兩個連續時隙上做滑動窗口平均來計算。在算法上，w2可以如下計算w2=i=n-1ncos(i)2+ji=n-1nsin(i)2]]>如3GPP申3G TS 25.214第3.1.1版所示。
因此，在閉環模式1中，接收機(UE)必須將反饋信息通知發射機(BS)，這樣發射機才能計算提供哪個相位偏移值φ實現天線之間的相位校準。發射機使用的實際φ值通常是接收機未知的。但是，只有DPCH根據(w1，w2)旋轉。CPICH保持不受反饋信息的影響。
在信道估計中使用CPICH通常是有好處的，因為它以較高的功率電平發射，因此經受較少的噪聲幹擾。為了在信道估計中有效地使用CPICH，接收機必須確定φ值。
因此，在接收機中有必要計算多個接收信道的相位偏移估計，並以最佳方式將來自具有可變相位偏移的多個接收信道的信道估計合併。
發明內容
申請人的發明可以滿足這些以及其它的需求，它提供了一種確定相位偏移值φ的方法，以允許偏移為φ的信道例如CPICH有效地用於信道估計。
一方面，一種確定通信系統中信令信道之間相位偏移的方法，包括從通過第一信道接收的符號中獲得第一組信道估計和從通過第二信道接收的符號中獲得第二組信道估計。在接收機端根據第一和第二組信道估計確定相位偏移。
申請人發明的第二方面，一種為通信系統中的傳輸信道確定一組復值信道估計的方法，包括分別從通過第一和第二信令信道接收的符號中獲得第一和第二組信道估計。根據第一和第二組信道估計確定第一和第二信令信道之間的相位偏移。根據該相位偏移確定一組復值信道估計。
申請人發明的又一方面，一種適於在通信系統中與接收機一起工作為通信系統的傳輸信道確定一組復值信道估計的信道估計器，包括從通過第一信令信道接收的符號中獲得第一組信道估計的裝置。該信道估計器也包括從通過第二信令信道接收的符號中獲得第二組信道估計的裝置、根據第一和第二組信道估計確定通信系統中信令信道之間相位偏移的裝置、以及根據該相位偏移和第一組信道估計確定一組復值信道估計的裝置。
申請人發明的又一方面，一種通信系統的用戶設備，適於按照上面的描述為通信系統的傳輸信道確定一組復值信道估計。
接收機可以是例如用戶設備的一部分，用戶設備是例如通信系統中的行動電話或其它可攜式無線電設備。發射機可以是通信系統中的基站。
應該強調的是，在本說明中用到的術語「包括/納入」表示所述特性、整體、步驟或組成部分的存在，但是不排除一個或更多的其它特性、整體、步驟、組成部分及其組合的出現或添加。
結合附圖閱讀本說明可以理解本發明的目的、特徵以及優點，其中圖1是典型數字通信系統的框圖；圖2描述了WCDMA系統中下行鏈路物理信道的時隙格式；圖3是發射機框圖；
圖4是根據申請人發明的方法流程圖；圖5是根據本發明的RAKE接收機及處理單元的框圖；以及圖6是根據本發明一個實施例的圖5的處理器單元的功能框圖。
具體實施例方式
一些現代數字通信系統，例如上面提到的專利和文獻中描述的那些系統，使用RAKE接收機處理經過不同路徑並且在不同時刻到達接收天線的發射信號的反射或回波。RAKE接收機可以看作具有多個「分支」，每個分支可以認為是各個信號路徑的獨立接收機。為了改善性能，RAKE分支的輸出通常通過最大比值合併過程合併，越精確的信道估計越能改善這種最大比值RAKE合併的精度以及最終檢測符號的精度。
典型地，信道估計是從發射信號中包含的導頻符號中得到的，但是數據符號和其它已知符號也可以使用。在3GPP標準中，就像3G TS25.211第3.3.0版(2000年6月)中「Physical Channels andMapping of Transport Channels onto Physical Channels(FDD)(物理信道及傳輸信道到物理信道的映射(FDD))」中描述的那樣，有兩個信道當接收專用信道時具有適合信道估計的導頻符號，即DPCH和CPICH。
再參考圖3，只有DPCH旋轉了(w1，w2)。CPICH不受從UE發向BS的FBI影響。UE必須知道相位偏移φ才能在信道估計中使用CPICH進行最大比值合併。由於只有通過天線Ant2 312-2發射的信號旋轉了，來自Ant2 312-2的信道估計可以用於得到相位偏移φ。因此，本申請描述了一種合併來自幾個分支的信息以便得到相位估計的最佳方式。下面是在兩個信道之間估計相位偏移的申請人方法的數學推導。一旦估計了相位偏移，CPICH就可以有利地用於信道估計。
令CPICH和DPCH的第二天線信道由下標2c和2d表示，以下表達式給出h2ci=aieji--------(3)]]>h2di=bieji--------(4)]]>
分別地，其中i∈[1，n]是RAKE分支數，a和b是各個信道的增益，α和β是各自的天線相位。
令分支i∈[1，n]的第二天線相位估計由下面的表達式給出(步驟402、404)αi＝αi+ei(5)βi＝βi+vi(6)分別對應於CPICH和DPCH，其中ei和vi代表噪聲。而且，令噪聲是非相關、零均值的、復高斯分布噪聲，方差分別是σei2和σvi2。
因為DPCH相對於CPICH乘了一個相位偏移φ＝{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}，信道之間的相位關係變為βi＝αi+φ (7)最大似然解是集合θ＝{α1，…，αn，φ}滿足maxp(Y|)-----(8)]]>其中觀察集合是Y＝{α1，…，αn，β1，…，βn}。
條件概率函數p＝(Y|θ)由如下表達式給出p(Y|)=(12ni=1neivi)i=1ne-(i-i)22ei2i=1ne-(i-i-)22vi2-------(9)]]>給出相應的對數概率函數logp＝(Y|θ)logp(Y|)=log(1(2)ni=1neivi)-i=1n(i-i)22ei2-i=1n(i-i-)22vi2---------(10)]]>
為了求條件概率函數的最大值，有效的做法是設函數的導數等於零。求對數概率函數相對於天線相位估計αi的偏導數得到如下表達式logp(Y|)i=i-iei2+i-i-vi2=0--------(11)]]>設(10)式的導數以及(11)式等於零得到如下關於αi的表達式i=vi2i+ei2(-)vi2+ei2---------(12)]]>其中φ＝{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}。為了找到最大似然相位偏移φ，針對等式(9)中的φ＝{π/4，3π/4，5π/4，7π/4}測試等式(12)的解。因此，在(9)式中使用(12)式得到p(Y|)=(1(2)ni=1neivi)i=1ne-(i-i+)22(vi2+ei2)-------(13)]]>為了解出使(13)式最小化的相位偏移φ，就是找到解如下最優化問題的相位偏移φ的最佳值{/4,3/4,5/4,7/4min}i=1n(i-i+)2vi2+ei2------(14)]]>申請人已經認識到可以簡化該通式，而且(13)式的通解可以很容易地得到，用於具有很多分支的RAKE接收機情況或者它的等效情況。
一種簡化(13)式求解的假設是認為CPICH和DPCCH上看到的噪聲(幹擾)實際上是相同的，也就是說
vi2=ei2----------(15)]]>其中γ是比例因子。在使用擴頻技術的通信系統中，所觀察的噪聲功率σ2與不同信道上使用的擴頻量(處理增益)有關，而且在3GPP通信系統中，擴頻量在不同信道上可以是不同的，如3G TS 25.213第3.0.0版(1999年10月)「Spreading and Modulation(FDD)(擴頻和調製(FDD))」中描述的那樣。因此，比例因子γ＝(sf/256)(nd/nc)，其中sf是用於DPCH符號的擴頻因子，256是CPICH符號所用的擴頻因子，nd和nc分別是相干求和以便得到DPCH信道估計 和CPICH信道估計 的符號數。噪聲方差σei2是接收機很容易測量的一個參數，特別是3GPP通信中要求接收機周期性地報告該參數或與之有關的參數，擴頻因子也是接收機通過不同信道上發送的消息而已知的。
可以理解的是(13)式的似然函數假設兩個信道是獨立的，對於很多通信系統來說這是個有效假設，特別是3GPP系統，它的DPCH和CPICH使用不同的(正交的)擴頻序列。有了這個假設，(14)式可以重寫為如下形式{/4,3/4,5/4,7/4min}i=1n(i-i+)2ei2---------(16)]]>從(16)式可以看出，當選擇φ接近β時分子會減小，分支i上的幹擾減小時分母會減小。因此，該信道估計直觀上看是可靠的。此外，最小化受噪聲小的分支的影響較大。
因此，兩個信道之間的相位偏移，通常是接收機未知的，可以由接收機從所得到的信道估計中估計(步驟406)。一旦估計了相位偏移，就可以確定覆信道估計(步驟408)。
也可以更進一步，將信道估計增益關聯於(16)式確定的信道估計相位，從而產生完全的信道估計。
可以理解的是圖4所示的方法步驟可以很容易地通過接收機或基帶處理器中合適的處理器所執行的軟體來實現，或者通過接收機或基帶處理器中提供的諸如專用集成電路(ASIC)之類的硬體來實現。接收機或基帶處理器可以用於例如行動電話或通信系統內的其它可攜式無線電設備中。
本發明的範圍不限於任何特定的數字通信系統或標準。為了更好地理解本發明的一些優點，下面參考圖5和圖6描述本發明可以如何用於3GPP WCDMA數字通信系統的例子。
由於CPICH和DPCH是通過相同的物理介質發送的，它們受到同樣的多徑影響，而且相位偏移不同。因此，參考圖5，RAKE接收機的每個分支1到n(501，502，...50n)接收CPICH和DPCH，它們之間存在相同的相位差。本發明使用從所有分支(501，502，...50n)得到的信息精確地估計該相位偏移。這個功能由處理單元510執行，它從每個分支獲取信息並指示合併器520如何最佳地合併通過分支接收的信號。這樣，相比只用一個分支估計這個信息，相位偏移估計得到了改進。
在RAKE接收機500中，CPICH和DPCH對每個使用RAKE的不同分支(501，502，...50n)的多徑分量都是解擴的。來自DPCH的解擴後的信息符號，在使用相應的已知導頻符號得到信道估計的處理單元510的控制下，在合併器520內使用信道估計515解旋。可以對幾個解擴解旋的符號求平均以便降低這些信道估計的方差。
處理單元510可以用可編程的數位訊號處理器(DSP)或任何其它處理器、或ASIC來實現。參考圖6說明與合併器520聯合工作的處理單元510的功能。處理單元510首先從所有分支(601，602，...60n)的專用信道和公共信道接收解擴的導頻符號。導頻符號被解旋610、濾波620、並轉換成極坐標表示630。然後使用(16)式中的算法計算相位估計640。通過用估計的相位補償CPICH的信道估計，計算650用於合併的信道估計。
本發明的方法將來自一個以上分支的信息合併以便建立相位估計，使用該估計得到第二組更精確的信道估計，藉此改善系統性能。
已經描述了申請人發明的各種實施例，但是本領域一般技術人員將會理解這些實施例只是說明性的，還可能存在很多其它的實施例。本發明所預期的範圍由如下權利要求所限定，而不是前面的說明，落入權利要求範圍內的所有修改都認為是包括在本發明之中的。
權利要求
1.一種確定通信系統中信令信道之間相位偏移的方法，包括如下步驟從通過第一信令信道接收的符號中獲得第一組信道估計；從通過第二信令信道接收的符號中獲得第二組信道估計；以及根據第一和第二組信道估計確定相位偏移的估計。
2.權利要求1的方法，其中第一和第二信令信道是導頻信道。
3.權利要求1的方法，其中第一和第二信令信道分別是DPCH和CPICH。
4.一種為通信系統中的傳輸信道確定一組復值信道估計的方法，包括如下步驟從通過第一信令信道接收的符號中獲得第一組信道估計；從通過第二信令信道接收的符號中獲得第二組信道估計；根據第一和第二組信道估計確定該通信系統信令信道之間的相位偏移；以及根據該相位偏移和第一組信道估計確定該組復值信道估計。
5.權利要求4的方法，其中相位偏移值φ是通過在φ的一組預定的可能選項中選擇能夠最小化如下表達式的φ而確定的{/4,3/4,5min/4,7/4}i=1n(i-i+)2ei2]]>其中i∈[1，n]是接收機的RAKE分支數，和α和β是從第一和第二組信道估計中得到的各自的天線相位估計，以及σei有關幹擾的功率。
6.權利要求5的方法，其中復值信道估計是通過進行第一和第二組信道估計的線性合併而確定的。
7.一種適於在通信系統中與接收機一起工作為該通信系統的傳輸信道確定一組復值信道估計的信道估計器，該信道估計器包括從通過第一信令信道接收的符號中獲得第一組信道估計的裝置；從通過第二信令信道接收的符號中獲得第二組信道估計的裝置；根據第一和第二組信道估計確定該通信系統中信令信道之間相位偏移的裝置；以及根據該相位偏移和第一組信道估計確定該組復值信道估計的裝置。
8.權利要求7的信道估計器，其中確定相位偏移的裝置包括對通過第一和第二信令信道接收的符號解旋的裝置；對解旋後的符號濾波的裝置；將濾波解旋後的符號轉換成極坐標表示的裝置；根據極坐標表示計算相位估計的裝置。
9.權利要求8的信道估計器，其中相位偏移值φ是通過在φ的一組預定的可能選項中選擇能夠最小化如下表達式的φ而計算的{/4,3/4,5min/4,7/4}i=1n(i-i+)2ei2]]>其中i∈[1，n]是接收機的RAKE分支數，和α和β是從第一和第二組信道估計中得到的各自的天線相位估計，以及σei有關幹擾的功率。
10.權利要求7的信道估計器，其中該組復值信道估計是通過進行第一和第二組信道估計的線性合併而確定的。
11.權利要求7的信道估計器，其中接收機是RAKE接收機。
12.權利要求7的信道估計器，其中接收機工作於蜂窩通信系統。
13.權利要求7的信道估計器，其中第一和第二信令信道在使用發射分集發射後由接收機接收。
14.一種通信系統的用戶設備，該用戶設備適於為通信系統的傳輸信道確定一組復值信道估計，該用戶設備包括從通過第一信令信道接收的符號中獲得第一組信道估計的裝置；從通過第二信令信道接收的符號中獲得第二組信道估計的裝置；根據第一和第二組信道估計確定該通信系統中信令信道之間相位偏移的裝置；以及根據該相位偏移和第一組信道估計確定該組復值信道估計的裝置。
15.權利要求14的用戶設備，其中確定相位偏移的裝置包括對通過第一和第二信令信道接收的符號解旋的裝置；對解旋後的符號濾波的裝置；將濾波解旋後的符號轉換成極坐標表示的裝置；根據極坐標表示計算相位估計的裝置。
16.權利要求14的用戶設備，其中相位偏移值φ是通過在φ的一組預定的可能選項中選擇能夠最小化如下表達式的φ而計算的{/4,3/4,5min/4,7/4}i=1n(i-i+)2ei2]]>其中i∈[1，n]是接收機的RAKE分支數，和α和β是從第一和第二組信道估計中得到的各自的天線相位估計，以及σei有關幹擾的功率。
17.權利要求14的用戶設備，其中該組復值信道估計是通過進行第一和第二組信道估計的線性合併而確定的。
全文摘要
描述了在通信系統中估計兩個信道之間相位偏移的方法及裝置，以便能夠利用它們確定覆信道估計。相位偏移的出現是由於在發射分集模式中兩個信令信道中只有一個在兩個天線之一上發射前出現了系統的旋轉。相位偏移在諸如移動站之類的接收機中計算。例如，在3GPP系統中，旋轉了的DPCH和沒有旋轉的CPICH可以用於信道估計。
文檔編號H04L25/02GK1618220SQ02827639
公開日2005年5月18日 申請日期2002年11月13日 優先權日2001年11月28日
發明者H·B·埃裡克松, J·尼爾松 申請人:艾利森電話股份有限公司