具有降壓、升壓和部分四開關模式的平均電流模式控制的轉換器的製作方法

2023-06-13 23:58:46 2

專利名稱：具有降壓、升壓和部分四開關模式的平均電流模式控制的轉換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及電源轉換領域，尤指一種可根據輸出電壓V0UT與輸入電壓VIN之差而 以降壓模式、四開關模式和升壓模式工作的轉換器。
背景技術：
DC-DC開關模式電源可採用包含電感和四個開關的電路。這些開關中的第一個開 關(Sl)耦接在大致直流電壓VIN的源端與電感的第一端子之間。這些開關中的第二個開 關(S2)耦接在電感的第一端子與接地節點之間。這些開關中的第三個開關(S3)耦接在電 感的第二端子與接地節點之間。這些開關中的第四個開關(S4)耦接在電感的第二端子與 負載之間。如果使這些開關以第一方式進行開關，則所述電源用作"降壓轉換器":其將較高 的輸入電壓VIN轉換成較低的DC輸出電壓V0UT後提供至負載。如果使這些開關以第二方 式進行開關，則所述電源用作"升壓轉換器":其將較低的輸入電壓VIN轉換成負載上的較高 的DC輸出電壓V0UT。 在某些應用中，適用的作法是對所述電路的開關進行開關操作，使所述電路在某 些時候用作降壓轉換器、而在其它時候用作升壓轉換器。例如，考慮其中利用電池為電路提 供固定DC電源電壓的應用。當電池充滿電時，來自電池的DC電壓高於電路所需要的DC電 壓。因此，所述中間電源用作降壓轉換器，接收較高的輸入電池電壓並輸出電路所需的較低 DC電壓。然而，當電池放電時，電池輸出的DC電壓降低。在某一點上，電池輸出的DC電壓 低於電路所需要的DC電壓。因此，使所述中間電源用作升壓轉換器。該升壓轉換器從電池 接收較低的DC電壓，並向電路輸出較高的所需DC電壓。該中間電源可稱為"降壓-升壓" 轉換器。存在許多種已知的降壓_升壓轉換器拓撲結構。 圖1是現有技術中可從位於德克薩斯州達拉斯的德克薩斯儀器有限公司(Texas Instruments Incorporated)得到的TPS63011平均電流模式DC-DC轉換器的功能方塊圖。 在降壓模式中，四個開關的其中一個是活動的，另一個開關正用作整流器，再一個開關一直 接通，最後一個開關則一直斷開。在升壓模式中，其中一個開關活動，一個開關正用作整流 器，一個開關一直接通，另一個開關則一直斷開。不存在所有四個開關均在進行開關操作的 工作模式。所述轉換器根據需要自動地從降壓操作切換到升壓操作。通過以這種方式控制 四個開關，使轉換器能夠維持高的效率，包括在輸入電壓VIN接近輸出電壓V0UT的時間期 間。 圖2是現有技術中可從位於加利福尼亞州密爾必達(Milpitas， California)的凌 力爾特公司(Linear Technology Corporation)得到的LTC3440降壓-升壓DC/DC轉換器 的功能方塊圖。如果VIN接近於VOUT，則該轉換器在四開關降壓/升壓工作區域中工作。 在這種模式中，開關SWA的佔空比不等於開關SWC的佔空比。存在其中SWB和SWC 二者斷 開、SWA和SWD 二者接通的時間量。如在第6， 166， 527號美國專利中所公開的，利用電壓模 式控制來調節開關的佔空比，以將V0UT維持在所期望的調節電壓。如果輸入電壓VIN大於輸出電壓V0UT，則SWD —直接通，並且SWC —直斷開，從而使轉換器用作降壓轉換器。而如 果VIN低於V0UT，則SWA —直接通並且SWB —直斷開，從而使轉換器用作升壓轉換器。
儘管圖1和圖2的電路在許多應用中能令人滿意地工作，但仍需要作出改進。

發明內容
本發明所要解決的技術問題是提供一種具有降壓、升壓和部分四開關模式的平均 電流模式控制轉換器，可以根據轉換器輸入電壓與輸出電壓的差值有效實現使轉換器工作 於降壓、升壓和部分四開關的不同工作模式，從而提高轉換器效率並增加其應用範圍。
為了解決以上技術問題，本發明提供了如下技術方案 首先，本發明提供了一種平均電流模式控制的DC-DC轉換器，具有純粹降壓模式、 部分四開關模式、和純粹升壓模式。 其次，本發明還提供了一種DC-DC轉換器，包括第一開關，耦接在輸入電壓節點與 第一電感節點之間，在輸入電壓節點上存在輸入電壓；第二開關，耦接在第一電感節點與接 地節點之間；第三開關，耦接在第二電感節點與接地節點之間；和第四開關，耦接在輸出節 點和第二電感節點之間；積分電壓誤差放大器，將DC-DC轉換器的輸出電壓與參考電壓相 比較並輸出第一誤差信號；積分電流誤差放大器，接收電流檢測信號和所述第一誤差信號， 並輸出第二誤差信號，電流檢測信號指示電感電流的大小；和脈寬調製電路，接收第二誤 差信號並產生第一開關控制信號和第二開關控制信號，第一開關控制信號決定第一和第二 開關何時進行開關操作，第二開關控制信號決定第三和第四開關何時進行開關操作，並且 DC-DC轉換器可以部分四開關模式工作，在部分四開關模式中，在第二和第三開關斷開的時 間期間，第一和第四開關接通，DC-DC轉換器還可以純粹降壓模式和純粹升壓模式工作。
另外，本發明還提供了一種方法，包括產生第一誤差信號，該第一誤差信號指示 DC-DC轉換器的輸出電壓(VOUT)與參考電壓之間的誤差；產生指示該DC-DC轉換器的電感 中的電流的電流檢測信號；利用該電流檢測信號和該第一誤差信號產生第二誤差信號；和 利用該第二誤差信號產生第一開關控制信號和第二開關控制信號，該第一開關控制信號決 定流經該第一和第二開關其中一者的第一開關循環電流，該第二開關控制信號決定流經該 第三和第四開關其中一者的第二開關循環電流，如果該DC-DC轉換器的輸入電壓(VIN)實 質上大於VOUT，則在(d)中控制第一、第二、第三和第四開關，以使該DC-DC轉換器以純粹降 壓模式工作，其中如果VIN近似等於VOUT，則在(d)中控制第一、第二、第三和第四開關，以 使該DC-DC轉換器以部分四開關模式工作，並且如果VIN實質上小於VOUT，則在(d)中控制 第一、第二、第三和第四開關，以使該DC-DC轉換器以純粹升壓模式工作。
最後，本發明還提供了一種集成電路，包含第一開關，耦接在輸入電壓節點與第一 電感節點之間；第二開關，耦接在第一電感節點與接地節點之間；第三開關，耦接在第二電 感節點與接地節點之間；第四開關，耦接在輸出電壓節點和第二電感節點之間；和控制裝 置，用於控制第一、第二、第三和第四開關，以使第一、第二、第三和第四開關可作為平均電 流模式控制的DC-DC轉換器的一部分操作，該平均電流模式控制的DC-DC轉換器具有純粹 降壓模式、部分四開關模式、和純粹升壓模式，該平均電流模式控制的DC-DC轉換器是以該 純粹降壓模式、該部分四開關模式還是以該純粹升壓模式工作取決於輸出電壓節點上的輸 出電壓VOUT與輸入電壓節點上的輸入電壓VIN之間的電壓差。
綜上所述，本發明所採用的一種靈活且具有適應性的平均電流模式控制的DC-DC 轉換器可編程為以降壓模式、升壓模式和四開關模式工作。轉換器的工作模式由轉換器輸 出電壓V0UT與轉換器輸入電壓VIN之差決定。在一個工作實例中，如果VOUT-VIN是相對 較大的負值，則轉換器以純粹降壓模式工作；如果VOUT-VIN近似為零，則轉換器以四開關 模式工作，而如果VOUT-VIN是相對較大的正值，則轉換器以純粹升壓模式工作。所述四開 關模式是全時四開關模式(full-time four-switch mode)還是部分四開關模式(partial four-switchmode)可由用戶通過設置數字編程位，快速並容易地進行編程。在一個例子中， 所述數字編程位被串行地載入並存儲到轉換器中，並用於轉換器的斜坡產生器部分中。
該新穎轉換器還可被用戶編程為以其它方式中的一種可選方式工作。例如，可 對轉換器進行用戶編程，使得在降壓模式與升壓模式之間不存在中間四開關模式，而是使 轉換器根據VOUT-VIN的值以降壓模式或升壓模式工作。該轉換器還可被用戶編程為無論 VOUT-VIN的大小如何，轉換器均始終以傳統的全時四開關模式工作，從而使轉換器不具有 傳統的降壓模式或升壓模式。 在一個實施例中，通過設置兩個內部產生的斜坡信號之間的DC電壓偏移量和通 過設置相關的誤差電壓限制電路和相關的反相電路，對轉換器進行用戶編程。該DC電壓偏 移量在轉換器內實際上作為VOUT-VIN的可選函數而改變。斜坡產生器根據該所選函數，依 據VOUT-VIN的當前大小來設置DC電壓偏移量。該斜坡產生器還設置相關的誤差電壓限制 電路和相關的反相電路，以使整個轉換器以用戶所選的模式正確工作。
在一個例子中，該新穎轉換器被實現為標準拼片(standard tile)。拼片是一種架 構，其有利於將拼片快速地集成到包含其它拼片的更大晶片級封裝(Chip Scale Package; CSP)集成電路中。偏移電壓與VOUT-VIN的函數關係是通過如下方式進行設置將編程數 據通過主拼片載入CSP集成電路中，然後將編程數據從主拼片轉移到降壓/四開關/升壓 拼片中。編程數據可在非易失性存儲器中存儲在降壓/四開關/升壓拼片中。
關於本發明的優點與精神可以藉由以下的


和具體實施方式
得到進一步 的了解。

附圖示出了本發明的實施例，其中相同的編號指示相同的組件。
圖1是現有技術中第一傳統轉換器的示意圖。
圖2是現有技術中第二傳統轉換器的示意圖。 圖3是根據一個新穎方面，具有部分四開關模式的平均電流模式轉換器的方塊 圖。 圖4是顯示圖3轉換器可採用的幾種偏移電壓與VOUT-VIN的函數關係中的第一 種的圖。儘管在圖4中未顯示，然而圖4所示關係的每一 VOUT-VIN區域均界定和包含用於 控制PVL 29和反相電路34、35的相關控制值。 圖5(a)-5(c)是波形圖，顯示當採用圖4的函數和當轉換器以純粹降壓模式工作 時圖3的轉換器的操作。 圖6(a)-6(c)是波形圖，顯示當採用圖4的函數和當轉換器以全時四開關模式工 作時圖3的轉換器的操作。
圖7(a)-7(c)是波形圖，顯示當採用圖4的函數和當轉換器以純粹升壓模式工作 時圖3的轉換器的操作。 圖8是顯示圖3轉換器可採用的幾種偏移電壓與V0UT-VIN的函數關係中的第二 種的圖。 圖9(a)是波形圖，顯示當採用圖8的函數和當轉換器以純粹升壓模式工作時圖3 的轉換器的操作。 圖9 (b)是波形圖，顯示當採用圖8的函數和當轉換器以部分四開關降壓-升壓模 式工作時圖3的轉換器的操作。 圖9(c)是波形圖，顯示當採用圖8的函數和當轉換器以純粹降壓模式工作時圖3 的轉換器的操作。 圖10是顯示圖3的轉換器可採用的幾種偏移電壓與V0UT-VIN的函數關係中的第 三種的圖。 圖11是顯示圖3的轉換器可採用的幾種偏移電壓與V0UT-VIN的函數關係中的第 四種的圖。 圖12是顯示圖3的轉換器可採用的幾種偏移電壓與V0UT-VIN的函數關係中的第 五種的圖。 圖13是一種包含新穎晶片級封裝(CSP)集成電路的系統的圖。該CSP集成電路 包括新穎的降壓/四開關/升壓拼片以及包括主拼片的其它拼片。
具體實施例方式
現在將詳細參照本發明的某些實施例，這些實施例的例子在附圖中被示出。
圖3是根據一個新穎方面的開關模式DC-DC轉換器1的圖。DC-DC轉換器1包括 DC輸入電壓VIN的電源2、平滑電容3、四個開關A、 B、 C和D、電感4、一對反相器5和6、存 儲電容7、積分電壓誤差放大器8、積分電流誤差放大器9、脈寬調製電路10和負載11。轉 換器l的一部分以集成電路形式實現。該集成電路包括端子12-17。端子符號15代表多 個端子，在這些端子上可並行接收多位的數字值。作為另外一種選擇，可在一個端子和相關 導體15A上串行接收該多位數字值，然後在斜坡產生器31中將其從串行形式轉換成並行形 式。 積分電壓誤差放大器8在輸出節點18上接收輸出電壓VOUT，利用包含電阻19和 20的分壓器對電壓V0UT進行分壓，從而產生與V0UT成比例的中心抽頭電壓VCENT。第一 運算跨導放大器(operational transconductanceamplif ier ;0TA1)21將VCENT與參考電 壓VREF相比較，並輸出電流信號，該電流信號的大小指示VCENT與VREF之間的電壓差。方 塊22對0TA121輸出的電流信號進行頻率補償。方塊22例如可為包含電容和電阻的模擬 低通濾波器。所得電壓信號VE1是輸出到節點23上的第一誤差信號。VE1指示V0UT與所 期望V0UT值之間的誤差。 積分電流誤差放大器9的第二運算跨導放大器(0TA2) 24將節點25上的電流檢測 信號VCS與節點23上的第一誤差電壓VE1相比較。電壓VCS指示在電感4中流動的電流 IL的大小。例如，可利用包含耦接到電感4的端子16、17之間的RC或RCR電路的電感DCR 電流檢測電路來產生VCS。
在節點26上得到的電流誤差信號通過包含電阻27和電容28的RC電路進行濾 波。經濾波的信號通過可編程電壓限制器(PVL)29，並作為第二誤差電壓信號VE2輸出到 節點30上。因此，總體積分電流誤差放大器電路9在多個開關循環中對所需電流(由VE1 確定)與所檢測電流(由VCS確定)之差進行積分。VE2設置在每一開關循環中流經電感 4的平均電流。 斜坡產生器31設置PVL 29將VE2限制到的電壓值。例如，在第一設置中，PVL 29 允許VE2從零伏變化到最大1. 0伏，而在第二設置中，PVL 29允許VE2從零伏變化到最大 1. 5伏。斜坡產生器31如下文更詳細說明的，根據所選的偏移電壓與VOUT-VIN的函數關係 來控制PVL 29。 脈寬調製電路10包括斜坡產生器31。斜坡產生器31通過端子15和導體15A接 收多位數字編程數據值(PG)。斜坡產生器31還接收輸入電壓VIN和輸出電壓V0UT。斜坡 產生器31利用所述編程數據值、輸入電壓VIN和輸出電壓VOUT來產生第一斜坡電壓信號 RAMP1和第二斜坡電壓信號RAMP2，使得在這兩個斜坡信號之間存在可編程DC電壓偏移量。 具有磁滯的第一比較器32將第二誤差電壓VE2與第一斜坡信號RAMP1相比較。第一比較 器32輸出的信號選擇性地由反相器34和多路復用器35進行反相。斜坡產生器31決定是 對該信號進行反相還是不進行反相。由多路復用器35輸出的所得信號是第一脈寬調製信 號P麗1。 P麗l如圖所示控制開關A和B的開關操作。如果P麗1為高，則開關A接通並且 開關B斷開。反之，如果P麗1為低，則開關A斷開並且開關B接通。具有磁滯的第二比較 器33將第二誤差電壓VE2與第二斜坡信號RAMP2相比較，以輸出第二脈寬調製信號P麗2。 P麗2如圖所示控制開關D和C的開關操作。如果P麗2為高，則開關D接通並且開關C斷 開。反之，如果P麗2為低，則開關D斷開並且開關C接通。在一個新穎方面中，斜坡產生器 31根據VIN和VOUT的可編程函數來改變這兩個斜坡信號RAMP1與RAMP2之間的偏移電壓。 圖4、8、10、11和12示出了五種不同的可能的偏移電壓與(VOUT-VIN)的函數關係。在給定 時刻所選的具體函數取決於被載入斜坡產生器31的當前多位編程數據值。
圖4、圖5(a)、圖5(b)和圖5(c)示出了開關模式DC-DC轉換器1的一種可能的操 作。如圖4所示，如果VOUT-VIN處於-3. 3伏到-1. 0伏範圍內，則偏移電壓為+1. 0伏並且 電路以"純粹降壓模式"工作。開關D —直斷開，並且開關C 一直接通。
圖5(a)示出了當VE2為相對高的+0.8伏時的操作。在圖5(a)所示的整個時間周 期中，儘管信號RAMP2斜坡上升並隨後重新下降，但其始終高於VE2。因此，比較器33始終 輸出具有恆定的高值的P麗2。這由圖5(a)中的P麗2波形指示。因此，開關D始終接通並 且開關C始終斷開。然而，RAMPl信號如圖5(a)所示越過VE2。當RAMP1高於VE2時，由於 比較器32的輸入的連接方式，比較器32輸出低信號。當RAMP1低於VE2時，比較器32則 輸出高信號。斜坡產生器31控制包含反相器34和多路復用器35的電路，以使其不反相。 因此，P麗l在所述時間的大部分中為高信號，這表明在每一開關循環中來自輸入的更多能 量將被存儲到電感4中。 圖5(b)顯示當VE2為較低的+0. 5伏時的操作。注意，所述時間中P麗l為高信號 的比例小於圖5(a)的情形。 圖5(c)顯示當VE2為更低的+0.2伏時的操作。注意，在所述時間的大部分時間 內，P麗l為低信號。通過以此種方式改變P麗1的佔空比，使開關A和B進行開關操作，以使電感4在每一開關循環中存儲的能量量使得V0UT能夠被調節到由VREF確定的期望值。 圖3的轉換器1用作純粹降壓轉換器。 然而，如果VOUT-VIN超過_1. 0伏，則如圖4所示，斜坡產生器31將RAMP1與RAMP2 之間的偏移電壓改變到零伏。此使圖3的電路以"全時四開關模式"工作。在此種模式中， 在每一開關循環中，這四個開關A、B、C和D中的每一個均進行開關操作，並且不存在其中開 關A和D同時接通的顯著時間量。 如圖6(a)所示，由於RAMP1與RAMP2之間的偏移電壓為零，RAMP1與RAMP2具有相 同的電壓波形。如果RAMP1大於VE2，則比較器32輸出低信號，否則比較器32輸出高信號。 斜坡產生器31控制包含反相器34和電感35的電路以使其不反相。因此，除了在RAMP1大 於VE2的較少時間量中外，P麗1均為高。輸入信號連接到比較器33的輸入引線的方式使得 P麗2為P麗l的倒數。圖6(b)示出了當VE2為較低的+0. 5伏時的全時四開關模式操作。 注意，與圖6(a)中P麗1為高時的時間量相比，P麗1為高的時間比例減小。圖6(c)示出了 當VE2為更低的+0. 2伏時的全時四開關模式運行。注意，P麗1為高的時間比例變得更小。 相應地，從圖6 (a)-圖6 (c)中可見，圖3的電路通過開關A、 B、 C和D的開關來調節V0UT， 從而使這四個開關中的兩個始終接通並且不存在其中開關A和D均接通的顯著時間量。
然而，如果VOUT-VIN超過+1. 0伏，則如圖4所示，斜坡產生器31將RAMP1與RAMP2 之間的偏移電壓改變到-1.0伏。此使圖3的電路以"純粹升壓模式"工作。在此種模式中， 開關A —直接通，開關B —直斷開，並且使開關C和D進行開關操作，以將V0UT調節到所期 望的V0UT。 與圖5(a)的波形顯示RAMP2高於RAMP1 —伏(+1. 0伏偏移量)相比，圖7(a)顯 示RAMP2低於RAMP1 —伏(-1. 0伏偏移量)。斜坡產生器31控制包含反相器34和多路復 用器35的電路進行反相。相應地，在圖7(a)的波形中，由於RAMP1—直高於VE2，信號P麗1 一直為高信號。開關A—直接通，並且開關B—直斷開。當RAMP2高於VE2時，信號P麗2 為高。相應地，轉換器l用作純粹升壓模式轉換器。 圖7(b)顯示當VE2為較低的+0. 5伏時的純粹升壓模式運行。同樣，由於RAMP1 一直高於VE2並且包含反相器34和多路復用器35的電路被控制進行反相，因而信號P麗l 一直為高信號。如在圖7(a)中的情形中一樣，開關A—直接通並且開關B—直斷開，但信 號P麗2為低信號的時間比例減小，這是因為RAMP2高於VE2的時間比例增大。
圖7(c)顯示當VE2為更低的+0. 2伏時的純粹升壓模式運行。如圖所示，P麗2僅 在較小的時間比例中為低信號。通過此種方式，圖3的電路控制開關C和D，以將V0UT調節 到所期望的VOUT值。也可通過將電壓值編程到控制斜坡產生器31的恰當控制寄存器(未 示出)中來改變使偏移電壓(RAMP2-RAMP1)從一個偏移電壓變化到另一偏移電壓(在圖4 的例子中)的(V0UT-VIN)電壓。這些控制寄存器通過端子15和導體15A被寫入。
在一個新穎方面中，圖3的轉換器1是靈活的並可被編程為根據V0UT-VIN的值而 以純粹降壓模式、"部分四開關降壓-升壓模式"或純粹升壓模式工作。此處所用術語"部 分四開關降壓-升壓模式"表示如下工作模式其中在每一開關循環中所有四個開關A、B、 C和D均進行開關操作，但存在開關A和D同時接通以及開關B和C同時斷開的時間量。在 所謂的"全時四開關降壓_升壓模式"中，在每一開關循環中所有四個開關A、B、C和D均進 行開關操作，但不存在其中開關A和D同時接通以及開關B和C同時斷開的顯著時間量。
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圖8示出了促成部分四開關降壓_升壓模式的偏移電壓與V0UT-VIN的函數關係 的一個例子。儘管在圖8中未顯示，然而圖8中所示的關係的每一 VOUT-VIN區域均界定並 包括用於控制PVL 29和反相電路34、35的相關控制值。偏移電壓在整個VOUT-VIN範圍內 被設置為恆定的+0.5伏。如圖9(a)所示，如果VE2為高信號並高於+1.0伏，則RAMP1的 電平始終低於VE2。反相器34和多路復用器35被控制成不反相。相應地，P麗1為恆定的 高值。開關A—直接通，並且開關B—直斷開。控制P麗2的佔空比，以將V0UT調節到所期 望的電壓。 如圖9 (b)所示，如果VE2為處於+1. 0伏與0. 5伏之間的較低值，則RAMP1越過 VE2的電平。如圖9B所示，在第一時間量T1中，P麗l為高信號，P麗為低信號。開關A接 通，開關B斷開，開關D斷開，並且開關C接通。在該時間量T1中，來自電源2的能量被存 儲在電感4中。然後，在第二時間量T2中，P麗l和P麗2均為高，如圖9(b)所示。開關A和 D因此接通，並且開關B和C斷開。在該第二時間量T2中，端子12上的輸入電壓節點通過 電感4連接到輸出電壓節點18。然後，在第三時間量T3中，P麗2為高並且P麗1為低。在 Tl時間中存儲在電感4中的能量現在轉移到輸出端和負載11。在部分四開關降壓-升壓 模式中，在每一開關循環中均重複這三個時間量Tl、 T2和T3。隨著VE2下降得越來越低， 時間Tl的持續時間減小，而時間T3的持續時間增大。控制Tl和T3的持續時間，以將VOUT 調節到所期望的輸出電壓。 如圖9(c)所示，如果VE2仍然低於+0. 5伏，則RAMP2的電平始終高於VE2。因此， P麗2—直為高。開關D因此一直接通，並且開關D—直斷開。然而，VE2越過RAMP1。如 果VE2減小，則P麗l為高信號的時間比例減小，而如果VE2增大，則P麗l為高信號的時間 比例增大。控制P麗1的佔空比，以將V0UT調節到所期望的輸出電壓。因此可見，可根據 VOUT-VIN的大小而使圖3的轉換器1以純粹降壓模式、部分四開關模式和純粹升壓模式工 作。 在一個新穎方面中，可通過斜坡產生器31的恰當編程，使所述四開關模式為全時 四開關模式與部分四開關模式中可選的一種模式。在這兩種情形中，均使用電流模式控制。 在圖2的現有技術電壓模式控制電路中，輸入電壓的快速變化可使VOUT即刻變化。在經歷 增大的輸入電壓的開關循環期間，電感電流增大，從而使VOUT在電源控制環路作出反應、 修正增大的輸入電壓並使VOUT返回到其期望值之前受到影響。另一方面，在圖3的新穎電 流模式控制的電路中，輸入電壓的快速增大則反映在該開關循環期間的VCS中，並且響應 於此而自動調節開關循環。所產生的電感電流變化要快得多，並且可能與輸入變化發生於 相同的開關循環中，從而不會引起VOUT的變化。因此，圖3新穎電路的電流控制環路所具 有的響應時間快於圖2傳統電路的電源控制環路。 除圖4和8所示的偏移電壓與(VOUT-VIN)的函數關係外，還可通過經端子15和 導體15A向斜坡產生器31寫入恰當的值而選擇其它函數。圖10示出了一種這樣的函數。 根據VOUT-VIN的值，圖3的電路以純粹降壓模式、部分四開關模式、全時四開關模式、另一 種部分四開關模式、或純粹升壓模式工作。在每一種部分四開關模式中，在每一開關循環期 間，均存在開關A和D均接通並且開關B和C均斷開的時間段。偏移電壓與VOUT-VIN的函 數具有一 V0UT-VIN區域，在該區域中，偏移電壓函數如圖10所示隨V0UT-VIN線性變化(具 有非零的斜率)。
圖11示出了偏移電壓與(V0UT-VIN)的另一種函數關係。如果選擇該函數關係， 則圖3的電路以純粹降壓模式或純粹升壓模式工作。不存在中間的四開關模式(既不存在 全時四開關模式，也不存在部分四開關模式)。 圖12示出了偏移電壓與(V0UT-VIN)的另一種函數關係。如果選擇該函數關係， 則無論V0UT-VIN的值如何，圖3的電路始終以全時四開關模式工作。RAMP1與RAMP2之間 不存在電壓偏移，因此波形如圖6(a)所示。在該例子中，VE2被限制成在零伏與+1.0伏之 間變化。 圖13是根據另一新穎方面的包含晶片級封裝(CSP)集成電路101的系統100 的圖。圖3的新穎轉換器l被實現為降壓/四開關/升壓拼片102的形式。四個拼片 102-105構成集成電路101。關於拼片架構以及所述拼片如何互連和相互通信和如何 對拼片進行編程配置的更多細節，參見l)Huynh等人在2007年10月29日提出申請的 第11/978， 458號美國專利申請，其名稱為"降壓轉換器中的微凸點功能分配(Microbump Function Assignment In A BuckConverter) " ;2) Huynh等人在2006年10月7日提出 申請的第11/544， 876號美國專利，其名稱為"用於集成電路的模塊化設計和布局的方 法禾口系統(Method肌d System for the Modular Design arid layout of Integrated Circuits) ";3) 2006年10月7日提出申請的美國臨時申請60/850， 359，其名稱為"用於 逐位寫入/覆寫的單層多晶EEPR0M結構(Single-Poly EEPR0M Structure ForBit-Wise Write/Overwrite) " ;4) Grant等人在2007年7月31日提出申請的第11/888， 441號 美國專利申請，其名稱為"能夠進行逐位寫入或覆寫的存儲器結構(Memory Structure Capable of Bit-Wise Write or Overwrite)";和5)Huynh等人在2007年10月29日提 出申請的第11/978， 319號美國專利申請，其名稱為"模塊化設計的模擬集成電路的互連層 (Interconnect Layer of aModularly Designed Analog Integrated Circuit)，，(這些專
利文獻中的每一個的主題均全文併入本文中)。 在圖13中，新穎的降壓/四開關/升壓拼片102具有六個微凸點106-111 ，其中五 個對應於圖3的端子12、 13、 14、 16和17。用於如上文所述在斜坡產生器31中選擇函數的 編程數據通過主拼片105被載入拼片102中。在一個例子中，微控制器112與主拼片105 的數據微凸點和接地微凸點相耦合，以將編程數據113從微控制器112串行地通信並傳送 到主拼片105中，並從主拼片105傳送到拼片102內的斜坡產生器31 (參見圖3)。然後， 所載入的編程數據可在拼片102中存儲在非易失性存儲器中。可在集成電路設計階段將新 穎的降壓/四開關/升壓拼片102與諸多其它類型的拼片相組合，以實現定製的應用專用 CSP集成電路。 儘管上文結合其中通過產生兩個斜坡信號而操作的脈寬調製電路10來解釋具有 降壓模式、升壓模式和部分四開關模式的新穎平均電流模式控制的轉換器，也可採用其它 用於產生所需P麗l和P麗2信號的電路。在一個例子中，產生單個斜坡信號，並在將第二 誤差電壓VE2提供到比較器32和33的其中一個時，將可編程偏移電壓加到第二誤差電壓 VE2。可採用不同於或附加於上文所述具體實例性函數的其它偏移電壓與V0UT-VIN的函 數。上文所述波形圖是簡化形式。為得到更精確的波形圖，可使用輸出波形圖的電路模擬 器(例如SPICE)來模擬所要實現的實際電路。相應地，可在不脫離權利要求所述本發明範 圍的條件下對所述實施例的各種特徵實施各種修改、改動和組合。
權利要求
一種平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，其具有純粹降壓模式、部分四開關模式、和純粹升壓模式。
2. 如權利要求1所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述DC-DC轉 換器包括電感；第一開關，耦接在輸入電壓節點與所述電感的第一端子之間； 第二開關，耦接在所述電感的第一端子與接地節點之間； 第三開關，耦接在所述電感的第二端子與所述接地節點之間；禾口第四開關，耦接在輸出節點和所述電感的第二端子之間，在所述部分四開關模式中，在 所述第二開關和所述第三開關斷開的時間期間，所述第一開關和所述第四開關接通。
3. 如權利要求2所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，其進一步包括積分電壓誤差放大器，將所述DC-DC轉換器的輸出電壓與參考電壓相比較並輸出第一 誤差信號；積分電流誤差放大器，接收電流檢測信號和所述第一誤差信號，並輸出第二誤差信號， 所述電流檢測信號指示流經所述電感的電流的大小，所述第二誤差信號決定所述第一、第 二、第三和第四開關中至少一者的平均電流；禾口脈寬調製電路，接收所述第二誤差信號並產生第一開關控制信號和第二開關控制信 號，所述第一開關控制信號決定流經所述第一和第二開關其中一者的第一開關循環電流， 並且所述第二開關控制信號決定流經所述第三和第四開關其中一者的第二開關循環電流。
4. 如權利要求2所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，在所述純粹降 壓模式中，所述第四開關保持接通並且所述第三開關保持斷開，並且在所述純粹升壓模式 中，所述第一開關保持接通並且所述第二開關保持斷開。
5. 如權利要求3所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述脈寬調製 電路包括斜坡產生器電路，輸出第一斜坡信號和第二斜坡信號，所述第二斜坡信號偏離所述第 一斜坡信號一個偏移電壓，並且所述斜坡產生器根據所述DC-DC轉換器的輸入電壓和所述 DC-DC轉換器的輸出電壓的函數來改變所述偏移電壓。
6. 如權利要求3所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述脈寬調製 電路包括斜坡產生器電路，輸出第一斜坡信號和第二斜坡信號，所述第二斜坡信號偏離所述第 一斜坡信號一偏移電壓，並且所述偏移電壓具有恆定值。
7. 如權利要求3所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述脈寬調製 電路包括斜坡產生器電路，輸出第一斜坡信號和第二斜坡信號，所述第二斜坡信號偏離所述第 一斜坡信號一個偏移電壓；第一比較器，將所述第一斜坡信號與所述第二斜坡信號相比較；禾口 第二比較器，將所述第二斜坡信號與所述第二誤差信號相比較。
8. 如權利要求4所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述DC-DC轉換器還具有全時四開關模式，如果所述DC-DC轉換器的輸入電壓實質上高於所述DC-DC轉 換器的輸出電壓，則所述DC-DC轉換器以所述純粹降壓模式工作，如果輸入電壓近似等於 輸出電壓，則所述DC-DC轉換器以所述部分四開關模式和所述全時四開關模式中可選的一 種模式工作，並且如果輸入電壓實質上低於輸出電壓，則所述DC-DC轉換器以所述純粹升 壓模式工作。
9. 如權利要求2所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述DC-DC轉 換器具有全時四開關模式，並且在所述全時四開關模式中，所有四個開關實質上同時進行 開關操作。
10. 如權利要求2所述的平均電流模式控制的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述DC-DC 轉換器具有全時四開關模式，在所述全時四開關模式中，實質上不存在所述第二和第三開 關均斷開的時間量。
11. 一種DC-DC轉換器，其特徵在於，其包括第一開關，耦接在輸入電壓節點與第一電感節點之間，在所述輸入電壓節點上存在輸 入電壓；第二開關，耦接在所述第一電感節點與接地節點之間； 第三開關，耦接在第二電感節點與所述接地節點之間；禾口 第四開關，耦接在輸出節點和所述第二電感節點之間；積分電壓誤差放大器，將所述DC-DC轉換器的輸出電壓與參考電壓相比較並輸出第一 誤差信號；積分電流誤差放大器，接收電流檢測信號和所述第一誤差信號，並輸出第二誤差信號， 所述電流檢測信號指示電感電流的大小；禾口脈寬調製電路，接收所述第二誤差信號並產生第一開關控制信號和第二開關控制信 號，所述第一開關控制信號決定所述第一和第二開關何時進行開關操作，所述第二開關控 制信號決定所述第三和第四開關何時進行開關操作，並且所述DC-DC轉換器可以部分四開 關模式工作，在所述部分四開關模式中，在所述第二和第三開關斷開的時間期間，所述第一 和第四開關接通，所述DC-DC轉換器還可以純粹降壓模式和純粹升壓模式工作。
12. 如權利要求ll所述的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述脈寬調製電路包括斜坡產生 器電路，所述斜坡產生器電路輸出斜坡信號，所述脈寬調製電路根據所述輸入電壓和所述 輸出電壓的函數來改變所述斜坡信號。
13. 如權利要求11所述的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述DC-DC轉換器是可編程的， 以在所述輸入電壓與所述輸出電壓近似相等時使所述DC-DC轉換器以全時四開關模式而 非所述部分四開關模式工作，如果輸入電壓實質上大於輸出電壓，則所述DC-DC轉換器以 所述純粹降壓模式工作，並且如果輸入電壓實質小於輸出電壓，則所述DC-DC轉換器以所 述純粹升壓模式工作。
14. 如權利要求11所述的DC-DC轉換器，其特徵在於，所述DC-DC轉換器是可編程的， 以使所述DC-DC轉換器不以任何四開關模式工作，而是根據輸出電壓-輸入電壓的大小，以 所述純粹降壓模式或所述純粹升壓模式工作。
15. —種方法，其特徵在於，其包括(a)產生第一誤差信號，該第一誤差信號指示DC-DC轉換器的輸出電壓與參考電壓之間的誤差；(b) 產生指示所述DC-DC轉換器的電感中的電流的電流檢測信號；(c) 利用所述電流檢測信號和所述第一誤差信號產生第二誤差信號；禾口(d) 利用所述第二誤差信號產生第一開關控制信號和第二開關控制信號，所述第一開 關控制信號決定流經所述第一和第二開關一者的第一開關循環電流，所述第二開關控制信 號決定流經所述第三和第四開關其中一者的第二開關循環電流，如果所述DC-DC轉換器的 輸入電壓(VIN)實質上大於輸出電壓，則在(d)中控制所述第一、第二、第三和第四開關，以 使所述DC-DC轉換器以純粹降壓模式工作，如果輸入電壓近似等於輸出電壓，則在(d)中控 制所述第一、第二、第三和第四開關，以使所述DC-DC轉換器以部分四開關模式工作，並且 如果輸入電壓實質上小於輸出電壓，則在(d)中控制所述第一、第二、第三和第四開關，以 使所述DC-DC轉換器以純粹升壓模式工作。
16. 如權利要求15所述的方法，其特徵在於，當所述DC-DC轉換器以部分四開關模式工 作時，存在所述第二和第三開關斷開並且所述第一和第四開關接通的時間量。
17. 如權利要求15所述的方法，其特徵在於，其中(d)包含 產生斜坡信號；禾口根據輸入電壓和輸出電壓的函數，改變所述斜坡信號。
18. 如權利要求15所述的方法，其特徵在於，其中(d)包含 產生第一斜坡信號；產生第二斜坡信號；禾口根據輸入電壓和輸出電壓的函數，改變所述第一和第二斜坡信號之間的偏移量。
19. 一種集成電路，其特徵在於，其包含 第一開關，耦接在輸入電壓節點與第一電感節點之間； 第二開關，耦接在所述第一電感節點與接地節點之間； 第三開關，耦接在第二電感節點與所述接地節點之間； 第四開關，耦接在輸出電壓節點和所述第二電感節點之間；禾口控制裝置，用於控制所述第一、第二、第三和第四開關，以使所述第一、第二、第三和第 四開關可作為平均電流模式控制的DC-DC轉換器的一部分操作，所述平均電流模式控制的 DC-DC轉換器具有純粹降壓模式、部分四開關模式、和純粹升壓模式，所述平均電流模式控 制的DC-DC轉換器是以所述純粹降壓模式、所述部分四開關模式還是以所述純粹升壓模式 工作取決於所述輸出電壓節點上的輸出電壓與所述輸入電壓節點上的輸入電壓之間的電 壓差。
20. 如權利要求19所述的集成電路，其特徵在於，所述裝置還用於控制所述第一、第 二、第三和第四開關，以使所述第一、第二、第三和第四開關可作為平均電流模式控制的 DC-DC轉換器的一部分操作，所述平均電流模式控制的DC-DC轉換器具有純粹降壓模式、全 時四開關模式、和純粹升壓模式，所述平均電流模式控制的DC-DC轉換器是以所述純粹降 壓模式、所述全時四開關模式還是以所述純粹升壓模式工作取決於輸出電壓與輸入電壓之 間的電壓差。
21. 如權利要求19所述的集成電路，其特徵在於，所述裝置還用於控制所述第一、第 二、第三和第四開關，以使所述第一、第二、第三和第四開關可作為平均電流模式控制的DC-DC轉換器的一部分操作，所述平均電流模式控制的DC-DC轉換器不具有純粹降壓模式 並且不具有純粹升壓模式，而是無論輸出電壓與輸入電壓之間的電壓差如何，均以四開關 模式工作。
全文摘要
本發明公開了一種具有降壓、升壓和部分四開關模式的平均電流模式控制的轉換器，可以根據轉換器輸入電壓與輸出電壓的差值有效實現使轉換器工作於降壓、升壓和部分四開關的不同工作模式，從而提高轉換器效率並增加其應用範圍。該轉換器包括電感；第一開關，耦接在輸入電壓節點與該電感的第一端子之間；第二開關，耦接在該電感的第一端子與接地節點之間；第三開關，耦接在該電感的第二端子與該接地節點之間；和第四開關，耦接在輸出節點和該電感的第二端子之間，在該部分四開關模式中，在該第二開關和該第三開關斷開的時間期間，該第一開關和該第四開關接通。
文檔編號H02M3/156GK101771344SQ20091016178
公開日2010年7月7日 申請日期2009年8月21日 優先權日2008年8月22日
發明者麥特·葛鑲 申請人:技領半導體(上海)有限公司;技領半導體股份有限公司