具有可調整線性度的sps接收機的製作方法

2023-06-06 12:04:51

專利名稱：具有可調整線性度的sps接收機的製作方法
技術領域：
本公開一般涉及電子電路，尤其涉及接收機。
背景技術：
接收機是接收並調理射頻(RF)輸入信號的電子單元。接收機可執行各種類型的信號調理，諸如低噪聲放大、濾波、下變頻等。接收機的設計由於諸如性能、功耗等各種設計考慮而極具挑戰性。對於許多應用而言，需要高性能來滿足系統規範和/或達成良好的整體性能。接收機的性能可由諸如線性度、動態範圍、和噪聲性能等各種參數來表徵。線性度是指放大信號而不產生大量畸變的能力。動態範圍是指接收機預期處理的收到信號電平的範圍。噪聲性能是指接收機生成的噪聲量。對於某些應用，低功耗也是高度合需的。例如，接收機可用在諸如蜂窩電話等可攜式設備中，並且低功耗可延長兩次充電之間的電池壽命，這是高度合需的。因此，本領域需要能在低功耗下提供良好性能的接收機。

發明內容
本文中描述了能在低功耗下提供良好性能的接收機。接收機可以是用於調理接收自衛星的信號的衛星定位系統(SPS)接收機。SPS接收機可與發射機共處一地，發射機可在SPS接收機正工作的同時進行傳送。來自發射機的大輸出功率可能降級SPS接收機的性倉泛。SPS接收機可在多種模式之一下工作，這多種模式可與SPS接收機的不同偏置電流設置相關聯。可基於發射機的輸出功率電平來選擇這些模式之一。SPS接收機可包括具有可調整偏置電流的至少一個電路塊，例如低噪聲放大器(LNA)、混頻器、本機振蕩器(LO)發生器等。每個電路塊的偏置電流可基於所選模式來設置。在一種設計中，如果發射機輸出功率電平低於切換點則可為SPS接收機選擇第一模式(例如，低功率模式)。如果發射機輸出功率電平高於切換點則可為SPS接收機選擇第二模式(例如，高線性度模式)。第二模式與第一模式相比與SPS接收機的更大偏置電流相關聯。遲滯可用於在第一與第二模式之間轉換。公開了一種設備，包括低噪聲放大器(LNA)，配置成接收和放大包括來自衛星定位系統(SPS)衛星的信號的射頻(RF)輸入信號，所述LNA具有基於共處一地的發射機的輸出功率電平來調整的偏置電流；以及至少一個偏置電流源，配置成為所述LNA提供可調整偏置電流。以下更加詳細地描述本公開的各種方面和特徵。


圖I示出傳送和接收信號的無線設備。圖2示出無線設備的框圖。圖3示出發射機輸出功率的概率密度函數。圖4示出無線設備內的SPS接收機的狀態圖。圖5示出中斷產生電路的示意圖。圖6示出SPS接收機內的LNA的示意圖。圖7示出SPS接收機內的混頻器的示意圖。圖8示出SPS接收機的LO發生器的示意圖。圖9示出用於操作SPS接收機的過程。圖10示出用於選擇SPS接收機的模式的過程。
具體實施例方式圖I示出能夠與無線通信系統100通信的無線設備110。無線設備110也可被稱為移動站、用戶裝備(UE)、終端、接入終端、訂戶單元、站等。無線設備110可以是蜂窩電話、個人數字助理(PDA)、手持設備、無線數據機、膝上型計算機、無繩電話等。無線設備110在任何給定時刻可與系統100中的一個或多個基站120通信。基站是固定站，並且也可被稱為B節點、接入點等。一般而言，無線設備110可能能夠與任何數目的無線通信系統和網絡通信。術語「網絡」和「系統」常被可互換地使用。例如，無線設備110可能能夠與碼分多址(CDMA)系統、時分多址(TDMA)系統、頻分多址(FDMA)系統、正交FDMA (OFDMA)系統、單載波FDMA (SC-FDMA)系統等通信。CDMA系統可實現諸如通用地面無線電接入(UTRA)、cdma2000等無線電技術。UTRA包括寬帶-CDMA(W-CDMA)和低碼片率(LCR)。cdma2000涵蓋IS-2000、IS-95和IS-856標準。IS-2000發布版本0和A常被稱為CDMA20001X或簡稱為IX。TDMA系統可實現諸如全球移動通信系統(GSM)等無線電技術。OFDMA系統可實現諸如演進UTRA (E-UTRA)、IEEE 802. 16、IEEE 802. 20、Flash-OFDM 等無線電技術。UTRA、E_UTRA、以及GSM在來自名為「第三代夥伴項目」(3GPP)的組織的文獻中進行了描述。cdma2000在來自名為「第三代夥伴項目2」(3GPP2)的組織的文獻中進行了描述。這些各種無線電技術和標準是本領域公知的。無線設備110還可能能夠與無線區域網(WLAN)、無線私域網(WPAN)等通信。無線設備110還能夠接收來自衛星130的信號。衛星130可能屬於諸如美國全球定位系統(GPS)、歐洲Galileo系統、俄羅斯Glonass系統等衛星定位系統(SPS)。GPS是具 有24顆良好地間隔的環地運行的衛星的星座。每一顆GPS衛星傳送用信息編碼的GPS信號，該信息使得地球上的GPS接收機能測量收到GPS信號相對於時間上的任意點的到達時間。該相對到達時間測量可轉換成偽距。基於對充分數目的衛星的偽距測量及其已知位置可準確地估計無線設備110的位置。圖2示出無線設備110的設計的框圖。在該設計中，無線設備110包括具有一個發射機220以及兩個接收機240和260的收發機218。發射機220和接收機240可用於與系統100通信。接收機260可用於接收來自衛星130的信號並且也可被稱為SPS接收機。一般而言，無線設備110可包括用於任何 數目的通信系統和頻帶的任何數目的發射機以及任何數目的接收機。在圖2中所示的設計中，發射機220和接收機240被耦合至天線238，而接收機260被耦合至另一個天線258。一般而言，這些發射機和接收機可被耦合至任何數目的天線，例如，發射機220以及接收機240和260可被耦合至單個天線。發射機或接收機可用超外差架構或直接轉換架構來實現。在超外差架構中，在多級中在RF與基帶之間對信號進行變頻，例如，在一級中從RF變頻至中頻(IF)，並且隨後在接收機的另一級中從IF變頻至基帶。在也被稱為零-IF架構的直接轉換架構中，在一級中在RF與基帶之間對信號進行變頻。超外差和直接轉換架構可使用不同的電路塊和/或具有不同的要求。在圖2中所示的設計中，發射機220和接收機240用直接轉換架構來實現，而接收機260用超外差架構來實現。對於數據傳輸，數據處理器210處理要傳送的數據並向收發機218中的發射機220提供模擬輸出信號。在發射機220內，該模擬輸出信號由放大器(Amp) 222放大、由低通濾波器224濾波以去除數模轉換所引起的鏡像、由可變增益放大器(VGA) 226放大、並由混頻器228從基帶上變頻至RF。經上變頻的信號由帶通濾波器230濾波以去除上變頻所引起的鏡像、由功率放大器(PA) 232進一步放大、路由通過雙工器234、並從天線238被發射。對於數據接收，天線238接收來自基站的下行鏈路信號並提供第一收到RF信號，該第一收到RF信號被路由通過雙工器234並被提供給接收機240。在接收機240內，該第一收到RF信號由帶通濾波器242濾波、由LNA 244放大、並由混頻器246從RF下變頻至基帶。經下變頻的信號由VGA 248放大、由低通濾波器250濾波、並由放大器252放大以獲得第一模擬輸入信號，該第一模擬輸入信號被提供給數據處理器210。對於SPS，天線258接收來自衛星130的SPS信號並向SPS接收機260提供第二收到RF信號。在SPS接收機260內，該第二收到RF信號由帶通濾波器262濾波、由LNA 264放大、並由混頻器266從RF下變頻至IF。該IF信號由放大器268放大並由混頻器270從IF下變頻至基帶。經下變頻的信號由放大器272放大、由低通濾波器274濾波、並由驅動器276緩衝以獲得第二模擬輸入信號，該第二模擬輸入信號被提供給數據處理器210。雖然在圖2中未示出，但IF濾波器可被放置在混頻器266與270之間並用於濾波經下變頻的信號。鎖相環(PLL) 282生成合需頻率上的載波信號。LO發生器284接收來自PLL282的一個或多個載波信號並生成供混頻器228進行上變頻以及供混頻器246和270進行下變頻的LO信號。LO發生器286接收來自PLL 282的載波信號並生成共混頻器266進行下變頻的LO信號。偏置控制單元278接收針對發射機220和/或SPS接收機260的信息並生成對諸如LNA 264、混頻器266、放大器268、L0發生器286等電路塊的偏置控制。單元278可向這些電路塊提供偏置電流或者可提供用於設置這些電路塊的偏置電流的控制信號。單元278可包括寄存器、邏輯、和/或其他電路系統。
數據處理器210可包括既用於經由系統100進行數據傳送和接收並且還用於SPS處理的各種處理單元。例如，數據處理器210可包括為經由發射機220發送的數據提供可選增益的數字VGA (DVGA)212。數據處理器210可包括執行用於數據傳送和接收以及其他操作的各種功能的數位訊號處理器(DSP) 213。數據處理器210還可包括對收到SPS信號執行處理的SPS處理器214以及選擇SPS接收機260的工作模式的SPS接收機(RX)模式控制器216。數據處理器210可以是諸如移動站數據機(MSM)等專用集成電路(ASIC)。控制器/處理器290可指導無線設備110中各種處理單元的操作。存儲器292可存儲供無線設備110用的數據和程序代碼。圖2示出示例收發機設計。一般而言，發射機和接收機中對信號的調理可由一級或多級放大器、濾波器、混頻器等來執行。這些電路塊可與圖2中所示的配置不同地安排。此外，圖2中未示出的其他電路塊也可用於在發射機和接收機中調理信號。圖2還示出示例SPS接收機設計。一般而言，SPS接收機可實現超外差架構(如圖2中所示)或直接轉換架構(圖2中未示出)。圖2中的SPS接收機設計可提供某些優點，諸如(I)用於混頻器270的簡單LO發生器，以及(2)用於發射機220、接收機240、和SPS接收機260的單獨PLL。例如，用於混頻器270的LO發生器可以用將來自基準振蕩器(例如TCX0)的基準時鐘除以整數比的分頻器來實現。SPS接收機260可在發射機220正活躍的同時進行操作。例如，發射機220可用於W-CDMA或cdma2000，並且可在整個呼叫期間活躍。發射機220還可用於GSM並且可在SPS接收機260正活躍的相同時間期間活躍。在任一種情形中，當發射機220和SPS接收機260同時活躍時，來自發射機220的大輸出功率可能降級SPS接收機260的性能。例如，高級無線服務(AWS)頻帶上來自發射機220的CDMA信號和個人通信服務(PCS)頻帶上的外部CDMA或GSM信號可能產生大的三階互調畸變(頂3)，其可能落在SPS頻帶內並且可能難以與收到SPS信號區別開。頂3的幅值可能取決於SPS接收機260的線性度。因此，SPS接收機260的線性度要求可能因來自發射機220的高輸出功率而更加嚴格。洩漏到SPS接收機輸入的大發射機功率還可能導致其他非線性，諸如二階互調(IM2)和增益壓縮，其可能顯著地降級SPS接收機的性能。SPS接收機260中的各種電路塊(例如，LNA 264、混頻器266、以及放大器268)可用大電流量來偏置，從而滿足由來自發射機220的最大輸出功率所強加的最差情形線性度要求和/或用以減少來自LO發生器286的噪聲。更大偏置電流可用於(i)防止增益壓縮增大SPS接收機260的噪聲指數，(ii)降低LO發生器286的噪聲基底，由於擾亂可相反地將LO噪聲混頻到SPS頻帶中，以及(iii)提高線性度以減少可能落入帶內的頂2和頂3。以大偏置電流量來操作SPS接收機260甚至在高發射機輸出功率下也能確保良好性能。然而，總是以大偏置電流量來操作SPS接收機260可能導致過度電池消耗，因為發射機輸出功率可能在大多數時間都遠小於最大功率。圖3示出對應3種網絡測試場景的來自發射機220的CDMA信號的輸出功率的3 種概率密度函數(PDF)。橫軸代表發射機輸出功率電平，其以dBm為單位給出。對於IX，最大輸出功率為+24dBm。縱軸代表每個發射機輸出功率電平發生的概率。如圖3中所示，以最大或高輸出功率發射的概率可能相對較小。在一方面，SPS接收機260對於不同的發射機輸出功率電平可用不同電流量來偏置，從而在低功耗下達成合需線性度。一般而言，SPS接收機260可支持任何數目的模式。每一種模式可與以下相關聯(i) SPS接收機260內的電路塊的不同偏置電流設置，以及(ii)其中將選擇該模式的發射機輸出功率電平範圍。在以下詳細描述的一種設計中，支持兩種模式——高線性度(HL)模式和低功率(LP)模式。HL模式利用較大偏置電流來達成SPS接收機260的更好線性度，並且可在發射機輸出功率較高時選擇。LP模式利用較少偏置電流來降低SPS接收機260的功耗，並且可在發射機輸出功率不高時選擇。切換點或閾值可用於選擇SPS接收機260的HL或LP模式。切換點可影響選擇LP模式的可能性以及要對LP模式使用的偏置電流量。切換點可被定義為(i)足夠高，從而SPS接收機260儘可能頻繁地在LP模式下工作，但(ii)足夠低，從而在LP模式下使用的偏置電流量充分低。切換點可被定義為+3dBm(如圖3中所示)、+5dbm、+10dbm、+15dbm等。切換點可以是靜態的並且用於所有布置和所有頻帶。或者，切換點可對於不同網絡布置、不同頻帶、無線設備110所觀測到的不同環境等動態地變化。例如，可對無線設備110所觀測到的環境生成PDF並用來選擇合適的切換點。SPS接收機260內的電路塊的偏置電流可基於 切換點來設置。狀態機可接收關於SPS接收機260的當前狀態(例如，開或關)、發射機220的當前狀態、以及當前發射機輸出功率電平的信息。發射機輸出功率電平可基於以下來確定(i)設置發射機220的增益並且可由圖2中的處理器210或290實現的控制單元，(ii)測量發射機輸出功率的功率檢測器(圖2中未示出)，和/或(iii)其他某個單元。例如，發射機輸出功率電平可基於DVGA 212和VGA 226的增益以及PA 232的增益/範圍/狀態來確定。狀態機可以各種方式來接收關於發射機輸出功率電平的信息。在一種設計中，狀態機每當發射機輸出功率電平橫越切換點時就接收中斷並相應地更新其狀態。中斷可例如由處理器210內的DSP 213、由處理器290等產生。在另一種設計中，狀態機接收當前發射機輸出功率電平(例如，通過周期性地輪詢DSP 213)，確定發射機輸出功率電平是否已橫越切換點，以及相應地更新其狀態。一般而言，當發射機輸出功率電平已超過切換點時快速地知曉可能是合需的，從而可快速選擇HL模式以減緩歸因於高發射機輸出功率的降級。從HL模式轉換到LP模式可能不是時間上靈敏的並且可例如通過周期性地輪詢發射機輸出功率來達成。圖4示出用於SPS接收機260的狀態機400的設計的框圖。在圖4中所示的設計中，狀態機400包括4種狀態410、411、412和413，其還分別被標示為狀態0、1、2和3。狀態O、1、2和3被定義如下 狀態O-SPS接收機260關閉， 狀態I-發射機220關閉，以及SPS接收機260處於LP模式， 狀態2-發射機220開啟，以及SPS接收機260處於LP模式，以及 狀態3-發射機220開啟，以及SPS接收機260處於HL模式。狀態機400可在狀態0中開始，並且當SPS接收機260上電時，如果發射機220關閉則轉換到狀態I或者如果發射機220開啟則轉換到狀態2。狀態機400在發射機220上電時可從狀態I轉換到狀態2。狀態機400可在收到歸因於發射機輸出功率電平超過切換點的中斷之際從狀態2轉換到狀態3，並且可在發射機輸出功率電平降到切換點以下時從狀態3轉換回狀態2。狀態機400可在發射機220掉電時從狀態2或3轉換到狀態1，並且可在SPS接收機260掉電時從狀態1、2或3轉換回狀態O。圖4示出用於SPS接收機260的狀態機的一種設計。一般而言，可對SPS接收機260使用具有任何數目的狀態以及用於在狀態之間進行轉換的任何觸發的狀態機。在圖4的設計中，LNA 264和混頻器266 (LNA/混頻器)可在HL與LP模式之間切換，並且LO發生器286 (L0 Gen)也可在HL與LP模式之間切換。一般而言，SPS接收機260 內的任何電路塊都可在HL與LP模式之間切換。給定電路塊還可在所有時間都在LP模式下工作，而不管發射機輸出功率如何。給定電路塊是否在HL與LP模式之間切換可取決於發射機220的頻帶和/或其他因素。切換點也可取決於頻帶。查找表可以為每一個頻帶存儲針對該頻帶的切換點以及SPS接收機260中針對該頻帶應在HL與LP模式之間切換的電路塊的列表。當從狀態0或I轉換到狀態2時可執行初始化。對於初始化而言，可確定發射機220的頻帶，可確認將對該頻帶使用的切換點，並且可標識將在HL與LP模式之間切換的電路塊的列表並將其提供給偏置控制單元278。可啟用中斷的產生，從而每當發射機輸出功率超過切換點時就產生中斷。SPS接收機260可在因收到指示高發射機輸出功率的中斷而從狀態2轉換到狀態3時從LP模式切換至HL模式。對於LP到HL轉換，可禁用中斷產生，可消隱或禁用SPS處理器214，可消隱或禁用SPS接收機260 (例如，通過關閉LNA 264和/或其他電路塊)並隨後將其切換至HL模式，並且可開始定時器。在定時器期滿之際，SPS處理器214和SPS接收機260可重新開始。消隱是指關閉電路塊或處理單元。可以執行消隱以防止強幹擾可能破壞當前SPS處理，例如SPS信號積分。幹擾可能是因為在切換至HL模式時PLL 282被解鎖。定時器持續期可被選擇成充分長以允許PLL 282能重新鎖定。消隱若不需要可被跳過，從而處理增益不會因緣於消隱的SPS信號損耗而降級。當處於HL模式時，可周期性地檢查發射機輸出功率以確定是否可進行轉換回LP模式。在一種設計中，使用時間遲滯來避免在HL與LP模式之間不斷翻轉。對於這種設計，從HL模式轉換到LP模式可在發射機輸出功率低於切換點長達L個連貫區間或輪詢實例的情況下發生。L可設為3或其他某個值。時間遲滯也可用其他方式來達成。在另一種設計中，使用信號遲滯來避免在HL與LP模式之間不斷翻轉。對於這種設計，從LP模式轉換到HL模式可在發射機輸出功率電平超過高切換點的情況下發生，而從HL模式轉換回LP模式可在發射機輸出功率電平降到低切換點以下的情況下發生。高低切換點之差為遲滯量。也可使用時間和信號遲滯的組合來避免在HL與LP模式之間不斷翻轉。對於HL到LP轉換，可消隱SPS處理器214，可消隱SPS接收機260並隨後切換至LP模式，並且可開始定時器。在定時器期滿之際，SPS處理器214和SPS接收機260可重新開始，並且可啟用中斷產生以允許在必要的情況下能快速轉換到HL模式。HL到LP轉換的步驟(除了啟用中斷產生以外)還可在SPS接收機260處於HL模式時每當發射機220掉電時就執行。發射機220的頻帶改變可在SPS接收機260活躍時發生。在這種情形中，可針對該頻帶改變臨時禁用發射機220，這隨後可導致轉換到圖4中的狀態I。當發射機220在新頻帶上被啟用時可執行以上描述的初始化。初始化可針對新頻帶更新切換點和HL/LP電路配置。發射機220可被啟用但僅在一部分時間中活躍地傳送。例如，IS-95支持在以低於最大速率的速率發送數據時穿孔一些比特。針對被穿孔的比特發射機220可被消隱(例如，施加0信號值)。在W-CDMA中，無線設備110可在壓縮模式下工作，其中發射機220在已知傳輸間隙期間不傳送以供接收機240作出測量。在GSM中，發射機220可在一些時隙中活躍，而接收機240可按TDM方式在其他一些時隙中活躍。在任一種情形中，當發射機220並非持續傳送時，可如發射機220正持續活躍那樣確定發射機輸出功率。這可以通過在發射機220正活躍地傳送時檢查發射機輸出功率並且在發射機220並非活躍地傳送時忽略時間區間來達成。這可以避免由於在其中發射機220短暫地不活躍的時間瞬間檢查發射機輸出功率而簡單地將SPS接收機260切換至LP模式。發射機輸出功率可基於發射機增益控制字(TX_增益)和PA 232的範圍(PA_R)來確定。TX_增益可包括發射機220中所有可變增益電路塊的增益，例如DVGA 212和VGA226的增益。PA 232可在多個PA範圍之一中工作。每個PA範圍可與PA 232的特定增益相關聯並且可用於發射機輸出功率電平的特定範圍。發射機輸出功率電平與TX_增益和PA_R的組合之間的映射可在校準期間確定並存儲在查找表中。該映射可取決於頻帶、信道、溫度等。可針對每個感興趣的工作場景——例如針對發射機220所支持的每個頻帶——將一個映射存儲在查找表中。圖5示出可實現在圖2中的數據處理器210或偏置控制單元278內的中斷產生電路500的示意圖。電路500可用於每當發射機輸出功率電平超過切換點時就產生中斷，其可觸發從LP模式轉換到HL模式。電路500還可用於每當發射機輸出功率電平降到切換點以下時就產生中斷，其可觸發從HL模式轉換到LP模式。在圖5中所示的設計中，PA 232在4個PA範圍之一中工作。復用器(Mux) 512接收針對這4個PA範圍的4個閾值TH1、TH2、TH3和TH4，並且提供與當前PA範圍相對應的閾值，如PA_R控制所指示的。可選擇這4個閾值以使得將每個PA範圍的TX_增益與相應的閾值進行比較等效於將發射機輸出功率電平與切換點進行比較。比較器514在兩個輸入處接收來自復用器512的閾值以及TX_增益，在TX_增益超過閾值的情況下提供邏輯高，否則提供邏輯低。邏輯單元516接收比較器514的輸出、TX_EN信號、INT_EN信號、以及極性信號。當發射機220被啟用時TX_EN信號為邏輯高，否則為邏輯低。當發射機220被啟用時，發射機220內的電路塊上電，並且發射機220準備好進行傳送。INT_EN信號為邏輯高以啟用電路500，否則為邏輯低。極性信號指示在TX_增益高於閾值(例如，如果SPS接收機260當前處於LP模式)或低於閾值(例如，如果SPS接收機260當前處於HL模式)的情況下是否產生中斷。單元516基於輸入信號生成CTR_Ctrl (計數器_控制)信號並將CTR_Ctrl信號提供給加/減計數器520的UP/萬反輸入。當TX_EN信號為邏輯高時，CTR_Ctrl信號可被設置為等於比較器514的輸出(在極性信號進行任何倒置之後)。TX_EN信號可用於在發射機220被關閉且SPS接收機260處於HL模式的情況下產生中斷，從而可發生HL到LP轉換。
啟用單元518接收TX_EN信號、TX_0N信號、以及CTR_EN信號並將輸出信號提供給計數器520的啟用(EN)輸入。當發射機220正活躍地傳送時TX_0N信號為邏輯高，否則為邏輯低。CTR_EN信號為邏輯高以啟用計數器520，否則為邏輯低。單元518在CTR_EN信號為邏輯高時啟用計數器520。單元518在TX_ON信號為邏輯低且TX_EN信號為邏輯高時禁用計數器520，從而當發射機220短暫地不活躍時一例如，在穿孔時段或傳輸間隙期間一計數器520不被更新。計數器520基於來自單元516的CTR_Ctrl信號並且在被單元518的輸出啟用時遞增或遞減。比較器522在兩個輸入處接收計數器520的輸出以及計數器閾值CTR_TH，並且在計數器輸出超過計數器閾值的情況下提供中斷SPS_INT。圖5示出中斷產生電路的一種設計。也可使用其他設計來生成用於在HL與LP模式之間進行轉換的觸發。 LP與HL模式之間的轉換可能在來自SPS接收機260中的驅動器276的SPS基帶信號的增益、相位、和/或群延遲中引入跳躍或不連續性。增益跳躍可由為SPS維護的自動增益控制(AGC)環路來處理。相位跳躍可被先驗表徵並用數據處理器210內的數字旋轉器來校正，以補償相位不連續性。群延遲跳躍可由數據處理器內的可編程延遲單元來計及。歸因於增益、相位、和/或群延遲的跳躍的性能降級可通過限制在LP與HL模式之間轉換的速率來減小。回到圖2，SPS接收機260內的各種電路塊的偏置電流可基於SPS接收機的模式而變化。具有可變偏置電流的每一個電路塊可用各種設計來實現。以下描述對LNA 264、混頻器266、以及LO發生器286的示例設計。圖6示出圖2中的SPS接收機260內的LNA 264的設計的示意圖。在該設計中，LNA 264用具有電感負回授(degeneration)拓撲結構的共源共柵(cascode)式共源極來實現。此拓撲結構可提供增益以減緩後續級的噪聲，並且還可引入較少附加噪聲，即使在具有用於動態地調整LNA的線性度的電路系統的情況下亦然。在LNA 264內，N溝道場效應電晶體(N-FET) 614和616被耦合成共源共柵配置。N-FET 614的柵極接收SPS_In(SPS_輸入)信號，其源極耦合到電感器612的一端，而其漏極耦合到N-FET 616的源極。電感器612的另一端耦合到電路接地。N-FET 616的柵極接收Va電壓，並且其漏極提供SPS_0ut(SPS_輸出)信號。電感器618和電容器620並行地耦合併且耦合在N-FET 616的漏極與電源電壓Vdd之間。電阻器622和624形成分壓網絡，並且耦合在電源電壓與電路接地之間，並且提供Va電壓。電容器626耦合在N-FET 616的柵極與電路接地之間。N-FET 644的源極耦合到電阻器642的一端，其柵極耦合到運算放大器(運放)640的輸出，並且其漏極耦合至開關650的一端。電阻器642的另一端耦合到電路接地。開關650在LP模式下將偏置電流源652耦合至N-FET 644的漏極，並且在HL模式下將偏置電流源654耦合至N-FET 644的漏極。偏置電流源654為LP模式提供偏置電流Ib_低，而偏置電流源654為HL模式提供偏置電流Ib_高。N-FET 646的柵極接收Va電壓，其源極耦合到電流源648的一端，而其漏極耦合到電源電壓。電流源648的另一端耦合到電路接地。運放640的非反相輸入耦合到N-FET644的漏極，且其反相輸入耦合到N-FET 646的源極。運放640為N-FET614和644提供偏置電壓電阻器632和636串聯耦合併且耦合在N-FET 644與614的柵極之間。電容器634耦合在電阻器632和636與電路接地之間。
電感器612為N-FET 614提供源負回授。電感器618和電容器620形成可被調諧到合需頻帶——其對於GPS為I. 57542GHz——的調諧負載。電阻器632和電容器634形成用於來自運放640的Vfiffl電壓的低通濾波器。電阻器636提供SPS_In信號與電壓之間的隔離。N-FET 644形成N-FET 614的電流鏡，其中N-FET 614的偏置電流與N-FET644的偏置電流成鏡像。電阻器642建模電感器612的電阻性損耗並且允許N-FET614和644的柵-源電壓Vgs能更好地匹配。N-FET 646與N-FET 616成鏡像，其中N-FET 646的源極電壓與N-FET 616的源極電壓嚴密匹配，N-FET 616的源極電壓也是N-FET 614的漏極電壓。N-FET 646由此提供對N-FET 6 14的漏極的訪問，N-FET 614的漏極是靈敏性節點。運放640變化施加到N-FET 614和644的柵極上的Vfsa電壓，以使得N-FET 614的柵-漏電壓Vgd與N-FET 644的Vgd嚴密匹配。運放640由此確保N-FET 614的工作點與N-FET 644的工作點嚴密匹配。具有運放640的此反饋環路允許使用N-FET 644的小量偏置電流來準確地控制N-FET 614的偏置電流。例如，如果N-FET 614的合需偏置電流為I ，則N-FET 644可用I偏置/X來偏置，其中X可為10或更大的因子。圖6中的共源共柵配置可提供某些優點，諸如從LNA輸入到LNA輸出的更好隔離、更高LNA增益、更高輸出阻抗等。具有運放640的反饋環路可提供某些優點，諸如N-FET 614和644的工作點(例如Vgd)的更好匹配，其可允許在N-FET614與644之間使用更大的電流比。圖7示出圖2中的SPS接收機260內的混頻器266的設計的示意圖。在該設計中，混頻器266包括混頻核心720和電流緩衝器730。混頻器266用具有電流緩衝器拓撲結構的無源混頻器來實現，該拓撲結構可改進噪聲性能並且提供基於線性要求的偏置電流可編程性。變壓器710將來自LNA 264的SPS_0ut信號耦合至混頻器266的輸入。變壓器710包括磁性地耦合到次級電感器712的初級電感器618。電感器618是圖6中的LNA 264的部分。跨電感器712的差分電壓是混頻器輸入信號。變壓器710執行單端到差分轉換並且可進一步取決於次級電感器712中的線圈數目與初級線圈618中的線圈數目之比提供信號電流增益。在混頻核心720內，電容器722a耦合在電感器712的一端與N-FET 726a和726b的漏極之間。電容器724a耦合在N-FET 726a和726b的漏極與電路接地之間。類似地，電容器722b耦合在電感器712的另一端與N-FET 726c和726d的漏極之間。電容器724b耦合在N-FET 726c和726d的漏極與電路接地之間。N-FET 726a和726c的源極耦合在一起並且耦合到混頻器266的節點A。N-FET 726b和726d的源極耦合在一起並且耦合到混頻器266的節點B。N-FET 726a和726d的柵極接收反相LO信號LO-。N-FET 726b和726c的柵極接收非反相LO信號L0+。在電流緩衝器730內，電阻器732a耦合在節點A與電路接地之間。N-FET 734a的源極耦合到節點A，其柵極接收Vb電壓，並且其漏極耦合到電容器742a的一端。開關736a在LP模式下將偏置電流源738a耦合至N-FET 734a的漏極，並且在HL模式下將偏置電流源740a耦合至N-FET 734a的漏極。類似地，電阻器732b耦合在節點B與電路接地之間。N-FET 734b的源極耦合到節點B，其柵極接收Vb電壓，並且其漏極耦合到電容器742b的一端。開關736b在LP模式下將偏置電流源738b耦合至N-FET 734b的漏極，並且在HL模式下將偏置電流源740b耦合至N-FET 734b的漏極。偏置電流源738a和738b為LP模式提供偏置電流IbJg，而偏置電流源740a和740b為HL模式提供偏置電流Ib_高。電容器742a和742b的另一端向放大器268提供差分IF信號。
混頻核心720實現不消耗DC功率的無源混頻器，如對應N-FET 726a到726d的漏極的無DC路徑所示。無源混頻器可比有源混頻器提供更好的線性度並且可產生更少的噪聲。電容器722a和722b是AC耦合電容器。電容器724a和724b用於建模開關器件N-FET726a到726d的寄生電容。N-FET 726a到726d將來自變壓器710的RF信號與差分LO信號混頻並且提供差分IF信號。電流緩衝器730用共柵電流緩衝器拓撲結構來實現。電阻器732a和732b、所選偏置電流源738或740、以及在N-FET 734a和734b的柵極處的電壓Vb設置電流緩衝器730的偏置點。N-FET 734a和734b緩衝來自混頻核心720的差分電流信號並且將放大器268與混頻核心隔離。電容器742a和742b是AC耦合電容器。圖8示出圖2中用於SPS接收機260的LO發生器286的設計的示意圖。在LO發生器286內，開關812接收來自PLL 282的壓控振蕩器(VCO)信號，在選擇了 HL模式時將VCO信號傳遞給高線性分頻器/緩衝器814，而在選擇了 LP模式時將VCO信號傳遞給低功率分頻器/緩衝器816。任一分頻器/緩衝器814或816在任何給定時刻可取決於SPS接收機260的模式而上電。開關818在選擇了 HL模式時提供分頻器/緩衝器814的輸出作為混頻器266的LO信號，而在選擇了 LP模式時提供分頻器/緩衝器816的輸出。圖6、7和8示出了對於兩種模式的LNA 264、混頻器266、以及LO發生器286的示例設計。也可對這些電路塊使用其他設計。此外，每個電路塊可支持兩種以上模式。圖9示出用於操作SPS接收機(例如GPS接收機)的過程900的設計。過程900可由圖2中的處理器210、控制器216、處理器290、單元278等執行。可確定與SPS接收機共處一地的發射機的輸出功率電平(框912)。發射機可以是CDMA發射機或某種其他類型的發射機。發射機和SPS接收機若它們實現在同一集成電路(1C)、同一電路板、同一無線設備等上則可共處一地。發射機輸出功率電平可如上所述地基於發射機內的PA的範圍和發射機的增益或以其他方式來確定。可基於發射機的輸出功率電平來調整SPS接收機的偏置電流(框914)。SPS接收機可包括具有可調整偏置電流的至少一個電路塊，例如LNA、混頻器、LO發生器等。每個電路塊的偏置電流可基於發射機輸出功率電平來調整。可維護包括多個狀態的狀態機。例如，狀態機可包括圖4中所示的狀態。每一個狀態可與SPS接收機的特定模式和發射機的特定模式相關聯。SPS接收機的偏置電流可基於狀態機中的當前狀態來選擇。SPS接收機可在多種模式之一下工作，這多種模式可與SPS接收機的不同偏置電流設置相關聯。可基於發射機輸出功率電平和至少一個切換點來選擇這些模式之一。SPS接收機260的偏置電流可基於所選模式來設置。圖10示出框914的設計。在該設計中，可將發射機輸出功率電平與切換點進行比較(框1012)。如果發射機輸出功率電平低於切換點則可為SPS接收機選擇第一模式(例如，低功率模式)(框1014)。如果發射機輸出功率電平高於切換點則可為SPS接收機選擇第二模式(例如，高線性度模式)(框1016)。第二模式與第一模式相比與SPS接收機的更大偏置電流相關聯。當發射機輸出功率電平超過切換點時可收到中斷。可響應於收到中斷而選擇SPS接收機的第二模式。當SPS接收機處於第二模式時，可執行輪詢以確定發射機輸出功率電平是否低於切換點。當輪詢指示發射機輸出功率電平低於切換點時可選擇第一模式。發射機輸出功率高於還是低於切換點還可用其他發方式來確定。時間遲滯和/或信號遲滯可用於在第一與第二模式之間轉換。本文中所描述的技術可以藉由各種手段來實現。例如，這些技術可以在硬體、固件、軟體、或其組合中實現。對於硬體實現，用於確定SPS接收機的工作模式以及調整SPS接收機的偏置電流的處理單元可以實現在一個或多個ASIC、DSP、數位訊號處理器件(DSPD)、可編程邏輯器件(PLD)、現場可編程門陣列(FPGA)、處理器、控制器、微控制器、微處理器、電子器件、設計成執行本文中所描述的功能的其他電子單元、計算機、或其組 合內。對於固件和/或軟體實現，這些技術可以用執行本文中所描述的功能的模塊(例如，程序、函數等)來實現。固件和/或軟體指令可被存儲在存儲器中(例如，圖2中的存儲器292)並由處理器(例如，處理器290)來執行。存儲器可以實現在處理器內部或處理器外部。固件和/或軟體指令也可存儲在其他處理器可讀介質中，諸如隨機存取存儲器(RAM)、只讀存儲器(ROM)、非易失性隨機存取存儲器(NVRAM)、可編程只讀存儲器(PROM)、電可擦除PROM(EEPROM)、快閃記憶體、壓密盤(CD)、磁或光數據存儲設備等等。本文中所描述的電路塊(例如，圖6中的LNA 264、圖7中的混頻器266、圖8中的LO發生器286等)可用各種類型的電晶體來實現，諸如N-FET、P-FET、金屬氧化物半導體FET (MOSFET)、雙極結型電晶體(BJT)、砷化鎵(GaAs)FET等。這些電路塊還可在各種IC工藝中製造並且製造在諸如RF IC(RFIC)、混合信號IC等各種類型的IC中。實現本文所述技術或電路塊的裝置可以是獨立單元或可以是設備的一部分。該設備可以是(i)獨立IC，(ii)可包括用於存儲數據和/或指令的存儲器IC的一組一個或以上IC，(iii)諸如MSM等ASIC，(iv)可嵌入在其它設備內的模塊，(v)蜂窩電話、無線設備、手持機、或移動單元，(vi)等等。提供前面對本公開的描述是為使得本領域任何技術人員皆能夠製作或使用本公開。對本公開的各種修改對本領域技術人員來說都將是明顯的，且本文中所定義的普適原理可被應用到其他變型而不會脫離本公開的精神或範圍。由此，本公開並非旨在被限定於本文中所描述的示例和設計，而是應被授予與本文中所公開的原理和新穎性特徵相一致的最廣範圍。
權利要求
1.一種設備，包括 低噪聲放大器(LNA)，配置成接收和放大包括來自衛星定位系統(SPS)衛星的信號的射頻(RF)輸入信號，所述LNA具有基於共處一地的發射機的輸出功率電平來調整的偏置電流；以及 至少一個偏置電流源，配置成為所述LNA提供可調整偏置電流。
2.如權利要求I所述的設備，其特徵在於，所述LNA包括 電晶體，配置成接收所述RF輸入信號並提供信號增益，以及 電流鏡，配置成接收所述可調整偏置電流並且為所述電晶體提供偏置電壓。
3.如權利要求I所述的設備，其特徵在於，所述LNA包括 第一電晶體，配置成接收所述RF輸入信號， 第二電晶體，配置成接收所述偏置電流並且形成所述第一電晶體的電流鏡，以及 運算放大器(運放)，可操作為所述第一和第二電晶體生成偏置電壓以匹配所述第一和第二電晶體的工作點。
4.如權利要求3所述的設備，其特徵在於，所述運放被配置成分別在反相和非反相輸入處接收第一和第二電壓，並且基於所述第一和第二電壓生成所述偏置電壓，所述第一電壓是所述第一電晶體的複製輸出電壓，而所述第二電壓是所述第二電晶體的輸出電壓。
5.如權利要求3所述的設備，其特徵在於，所述LNA還包括 第三電晶體，其在共源共柵配置中耦合到所述第一電晶體並且被配置成提供所述LNA的輸出信號。
6.如權利要求5所述的設備，其特徵在於，所述LNA還包括 第四電晶體，配置成提供所述第一電晶體的複製輸出電壓，所述第三和第四電晶體的柵極耦合到一起。
7.如權利要求3所述的設備，其特徵在於，所述LNA還包括 源極負回授電感器，耦合到所述第一電晶體的源極，以及 源極負回授電阻器，耦合到所述第二電晶體的源極，所述源極負回授電阻器建模所述源極負回授電感器的電阻性損耗。
8.如權利要求3所述的設備，其特徵在於，所述第一電晶體的偏置電流為所述第二電晶體的偏置電流的數倍。
9.如權利要求3所述的設備，其特徵在於，所述第一電晶體的偏置電流為所述第二電晶體的偏置電流的至少10倍。
10.如權利要求3所述的設備，其特徵在於，所述LNA還包括 低通濾波器，配置成接收來自所述運放的所述偏置電壓並且向所述第一電晶體提供經濾波偏置電壓。
全文摘要
公開了具有可調整線性度的SPS接收機。描述了能在低功耗下提供良好性能的衛星定位系統(SPS)接收機。SPS接收機可在多種模式之一下工作，這多種模式可與SPS接收機的不同偏置電流設置相關聯。可基於與SPS接收機共處一地的發射機的輸出功率電平來選擇這些模式之一。SPS接收機內的LNA、混頻器、和/或LO發生器的偏置電流可基於所選模式來設置。在一種設計中，如果發射機輸出功率電平低於切換點則可為SPS接收機選擇第一(例如，低功率)模式。如果發射機輸出功率電平高於切換點則可選擇第二(例如，高線性度)模式。第二模式與第一模式相比與SPS接收機的更大偏置電流相關聯。
文檔編號H03F1/22GK102645660SQ20121013018
公開日2012年8月22日 申請日期2008年2月20日 優先權日2007年2月27日
發明者K·H·王, T·P·保爾斯, 徐陽 申請人:高通股份有限公司