整流電路及使用此整流電路的無線通信裝置的製作方法

2023-06-03 11:52:51

專利名稱：整流電路及使用此整流電路的無線通信裝置的製作方法
技術領域：
本發明涉及一種能夠由高頻低強度無線電波產生直流電壓的整流電 路，以及包括所述整流電路的無線通信裝置，背景技術作為一種識別並管理人或物體的技術，射頻識別(RFID)已經吸引了 注意。引用RFID標籤作為所述RTID技術，即，非接觸式認證技術的典 型實例。典型的RFID標籤包括微小的射頻集成電路(IC)晶片和天線。 RFID標籤經由天線接牝基站，即所謂"讀寫器(reader/writer)"，發送 出的高頻無線電波，並由從天線處的高頻無線電波感應得到的交流電流產 生直流電壓。具體地，由RFID標籤中包含的整流電路產生直流電壓，並 且所產生的電壓不僅用作RFID標籤的電源電壓，還用作通信信號。所述整流電路通常由二極體連接的金屬氧化物半導體(MOS)電晶體 組成。在典型的二極體連接的MOS電晶體中，所述MOS電晶體的柵極和 漏極直接相互連接。所述整流電路將超出所述MOS電晶體的閾值電壓的 交流信號的有效值整流為直流信號.換言之，基於低於所述閾值電壓的交 流信號，所述整流電路不能產生直流信號。另一方面，即使當所述交流信 號的有效值超出所述閾值電壓時，如果所述有效值和所述閾值電壓之間的 差值較小，則整流效率變低。這是因為所述整流電路的整流目標被限制為 通過從所述交流信號中減去所述閾值電壓所得到的交流分量。為解決上述問題，JP-A 2006-34085 (KOKAI)公開了一種高靈敏整 流電路。在所公開的高靈敏整流電路的MOS電晶體中，漏極和柵極經由 電容器相互連接。所述電容器保持的電壓近似等於所述MOS電晶體的閾
值電壓。因此，即使交流信號的有效值低於所述閾值電壓，所述高靈敏整 流電路能夠將所述交流信號整流為直流信號。然而，如果在用於電壓供給的MOS電晶體中發生電荷洩漏，則漏極 和柵極之間的所述電容器兩端的電壓將逐漸降低。換言之，隨著時間過去， 整流效率將降低。即使通過開關電路將電壓從多個電容器傳送到漏極和柵 極之間的所述電容器，各個電容器兩端的電壓也將降低.為解決所迷問題， 對漏極和柵極之間的電容器進行刷新操作(refresh operation)。即，以規 則間隔將電壓施加到所述電容器上。可以利用偏置電壓生成電路和JI^沖生 成電路進行所述刷新操作。因此，為了所述偏置電壓生成電路和脈沖生成 電路的持續運行，需要諸如電池等外部電源。結果，由於在所述整流電路中構造了所述外部電源，所述裝置的生產 成本和尺寸增加。此外，考慮到所述電路的連續工作時間，需要足夠的容 量設計。發明內容根據本發明的一個方面， 一種整流電路包括輸入端子，其接收交流信 號；第一整流電路，其從所述交流信號產生第一直流電壓；偏置電壓生成 電路，其從所述第一直流電壓生成偏置電壓；以及第二整流電路，其從利 用所述偏置電壓進行偏置的交流信號生成第二直流電壓。根據本發明的另一個方面， 一種無線通信裝置包含整流電路，所述整 流電路包括輸入端子，其接收交流信號；第一整流電路，其從所述交流信 號產生第一直流電壓；偏置電壓生成電路，其從所述第一直流電壓生成偏 置電壓；以及第二整流電路，其從利用所述偏置電壓進行偏置的交流信號 生成第二直流電壓；天線，其連接到所述輸入端子；以及信號處理電路， 其接收第二直流電壓作為電源電壓，並解調笫二直流電壓，從而獲得通信 信號'


圖l是根據本發明的第一實施例的整流電路的框圖；圖2是整流電路中包含的偏置電路的電路圖；圖3是通過所述整流電路發送的主信號的時序圖；圖4是根據本發明的第二實施例的整流電路的框圖；圖5是根據所述第二實施例的整流電路中包含的確定電路的電路圖；圖6是通過根據所述第二實施例的整流電路發送的主信號的時序圖；圖7是根據本發明的第三實施例的無線通信裝置(RFID標籤)的框圖；圖8是所述RFID標籤和讀寫器的示意圖；以及 圖9是實驗結果的曲線圖，其示出RFID標籤和讀寫器之間的通信距 離與由包含在所述RFID標籤中的整流電路所產生的電壓之間的關係。
具體實施方式
以下將參考附圖詳細解釋本發明的典型實施例.根據第一實施例的整流電路包括通常的第一整流電路、高靈敏的第二 整流電路、脈衝生成電路以及偏置電壓生成電路.第一整流電路從^f氐強度 無線電波生成第一直流電壓，所述脈沖生成電路以及所述偏置電壓生成電 路由第一直流電壓驅動，並且分別向第二整流電路輸出脈衝信號和偏置電 壓。第二整流電路由所述脈衝信號和偏置電壓驅動，並且從所述低強度無 線電波生成第二直流電壓。即，第一整流電路啟動脈衝生成電路和偏置電 壓生成電路，並且所述脈衝生成電路和偏置電壓生成電路啟動第二整流電 路。因此，可在高靈敏狀態下維持所述第二整流電路，而無需使用諸如電 池的外部電源.如圖l所示，整流電路100包括第一整流電路110、脈衝生成電路120、 偏置電壓生成電路130以及第二整流電路140。第一整流電路110包括四 個級聯排列的n溝道金屬氧化物半導體(NMOS)電晶體Mi到M4。在各 個NMOS電晶體]V^到M4中，柵極和漏極互相直接連接，耦合電容器Q 的一端連接到相鄰的NMOS電晶體Mi和M2之間的連接線，平滑電容器 Cu的兩端分別連接到NMOS電晶體Mi的源極和NMOS電晶體M2的漏 極。耦合電容器C2的一端連接到相鄰的NMOS電晶體M3和M4之間的連 接線。平滑電容器C12的兩端分別連接到NMOS電晶體M3的源極和NMOS 電晶體M4的漏極。NMOS電晶體M4的漏極接地。耦合電容器d和C2 的另一端連接到，例如，RFID標籤的天線IO。耦合電容器d和C2經由 天線10接收高頻交流信號。如圖1所示，第一整流電路110的構造和常規整流電路的構造相同。 第一整流電路110對從耦合電容器d和Q輸入的交流信號進行整流，並 經由NMOS電晶體的源極輸出直流電壓Vf。相比第二整流電路140， 將笫一整流電路110中的NMOS電晶體Mi到M4設計為具有匹配諸如天 線10上的負載的輸入負栽的更高的阻抗。例如，將NMOS電晶體M,到 M4的閾值電壓設置為較低，並將各個NMOS電晶體Mi到M4的柵極寬度 設計為較窄。因此，NMOS電晶體M!到M4具有高輸入阻抗。具體地， NMOS電晶體]V^到M4的各個組件面積(component area)比第二整流電 路140中的NMOS電晶體的組件面積更小。例如，NMOS電晶體Mi到 M4的各個組件面積小於第二整流電路140中的NMOS電晶體的組件面積 的三分之一。結果，NMOS電晶體到M4能夠從比標準整流電路所需 的更小的交流信號有效值(例如，約0.2伏特)產生足夠驅動脈沖生成電 路120和偏置電壓生成電路130的最小量的直流電壓Vf(例如，0.5伏特)，脈衝生成電路120包括振蕩器121和脈衝寬度調整電路122。由在第 一整流電路110中生成的直流電壓Vf驅動振蕩器121，振蕩器121向脈衝 寬度調整電路122輸出信號的預定頻率級。脈沖寬度調整電路122從所述 信號的預定頻率級生成時鐘信號CK,時鐘信號CK表示周期性脈衝信號 的重複，其中，邏輯電平"H"的持續時間比邏輯電平"L"的持續時間短， 即，佔空比小於50%。偏置電壓生成電路130從第一整流電路110中生成的直流電壓Vf以及 從脈衝生成電路120輸出的時鐘信號CK生成偏置電壓Vb。偏置電壓生成 電路130包括電流源I!、開關131以及NMOS電晶體M加。電流源I,、開
關131以及NMOS電晶體M2o以此順序串聯。具體地，電流源I!的輸入 端連接到第一整流電路110的輸出端(即，輸出直流電壓Vf的一端).開 關131的一端連接到電流源II的輸出端。開關131的另一端連接到NMOS 電晶體M2o的漏極。NMOS電晶體M2o的源極接地。開關131根據時鐘信 號CK打開/關閉。將偏置電壓Vb設置為低於且優選地接近於第二整流電 路140的NMOS電晶體的閾值電壓。脈衝生成電路120和偏置電壓生成電路130可由互4hir屬氧化物半導 體(CMOS)電路或無源組件組成。輸入到所述脈衝生成電路120和偏置 電壓生成電路130的信號的振蕩頻率約為千赫茲頻帶，即，脈衝生成電路 120和偏置電壓生成電路130消耗電流很少。因此，可由第一整流電路IIO 中生成的弱直流電壓Vf操作脈沖生成電路120和偏置電壓生成電路130.第二整流電路140包括整流單元和偏置電路141。所述整流單元包括 四個級聯排列的NMOS電晶體Mn到M14，兩個耦合電容器(:31和C32， 以及兩個平滑電容器C41和C42。耦合電容器C31的一端連接到相鄰NMOS 電晶體Mn和M^之間的連接線。平滑電容器C41的兩端分別連接到NMOS 電晶體Mu的源極和NMOS電晶體M12的漏極。耦合電容器C32的一端連 接到相鄰NMOS電晶體Mu和M"之間的連接線。平滑電容器C"的兩端 分別連接到NMOS電晶體M13的源極和NMOS電晶體M14的漏極。NMOS 電晶體M14的漏極接地。從NMOS電晶體Mu的源極輸出直流電壓VDD。 耦合電容器<:31和C32的另一端分別連接到第一整流電路110中的耦合電 容器d和C2的另一端。即，將輸入到第一整流電路110的交流信號也輸 入到第二整流電路140中的整流單元。NMOS電晶體Mu到M"的各個柵極和漏極連接到偏置電路141.偏 置電壓Vb經由偏置電路141施加到各個NMOS電晶體Mn到M14的柵極 和漏極之間。可以與和NMOS電晶體M2o相同的方式對NMOS電晶體 Mu到M"進療沒計(例如，相同的柵極寬度和長度，相同的閾值電壓等)，如圖2所示，偏置電路141包括兩個逆變器INVi和INV2、四個(第 一到第四)開關塊，其分別被分配給整流單元中的NMOS電晶體Mu到M14。第一開關塊連接到NMOS電晶體Mn的柵極和漏極之間，其包括作 為轉移柵(transfer gate)的四個NMOS電晶體M21、 M22、 ]\131和]\132， 以及兩個電容器<:51和C61。第二開關塊連接到NMOS電晶體Mu的柵極 和漏極之間，其包括四個NMOS電晶體M23、 M24、 M33和M34，以及兩 個電容器Cs2和C62。第三開關塊連接到NMOS電晶體Mu的柵極和漏極 之間，其包括四個NMOS電晶體M2S、 M26、 M3s和M36，以及兩個電容 器Cm和C63。第四開關塊連接到NMOS電晶體M14的^1^極和漏極之間， 其包括四個NMOS電晶體M27、 M28、 ]\137和M38，以及兩個電容器CS4 和<:64。所述第一到笫四開關塊具有相同的構造和相同的工作參數。因此， 在所述四個開關塊中，以下詳細描述第一開關塊。NMOS電晶體M21的漏極連接到NMOS電晶體MM的源極。NMOS 電晶體M21的源極連接到由偏置電壓生成電路130生成的偏置電壓Vb的供 給線路.NMOS電晶體M3i的漏極連接到NMOS電晶體Mu的柵極.NMOS 電晶體]\122的漏極連接到NMOS電晶體MM的源極。NMOS電晶體M22 的源極接地。NMOS電晶體M32的漏極連接到NMOS電晶體Mu的漏極， NMOS電晶體M21和M22的柵極連接到逆變器INVi的輸出端，NMOS晶 體管M31和M32的柵極連接到逆變器INV2的輸出端.電容器C51連接到 NMOS電晶體]\121和M22的漏極之間。電容器Cm連接到NMOS電晶體 MM和M32的漏極之間。使用第二整流電路140生成的直流電壓VoD作為 諸如信號處理電路的射頻識別(RFID )標籤中包含的其它主電路的主電源. 因此，將各NMOS電晶體Mu到1\114的柵極寬度設計為相對較寬。各對轉移柵，NMOS電晶體M21和M22以及NMOS電晶體M31和M32根據時鐘信號CK互補地打開/關閉。然後，電容器<:51和(:61重複地交替 充電。具體地，當時鐘信號CK處於邏輯電平"L"時，逆變器INVi輸出邏 輯電平為"H"的信號，而逆變器INV2輸出邏輯電平為"L"的信號。接 收到所述信號之後，NMOS晶體瞢M2i和M22開啟。然後，電容器<:51進 行充電，直到電容器C^兩端的電壓上升到約等於偏置電壓Vb。當NMOS 電晶體M^和M22開啟時，NMOS電晶體M3i和M32關閉。因此，不對電 容器<:61進行充電.另一方面，當時鐘信號CK處於邏輯電平"H"時，逆 變器IN^輸出邏輯電平為"L"的信號，而逆變器INV2輸出邏輯電平為 "H"的信號。接收到所述信號之後，NMOS電晶體Mn和M22關閉，而NMOS電晶體]\131和M32開啟。通過對電容器<:51放電來對電容器<:61充電，直到電容器C"兩端的電壓上升到約等於偏置電壓Vb。因此，將約等 於所述閾值電壓的電壓持續施加於NMOS電晶體Mu的柵極和漏極之間。 與NMOS電晶體Mn的方式相同，將約等於所述閾值電壓的電壓持續施加 於其它各個NMOS電晶體Mu到M"的柵極和漏極之間。這樣，將第二整 流電路140穩定維持在高靈敏狀態下。換言之，第二整流電路140能夠從 弱交流信號生成大於直流電壓Vf的直流電壓VDD。順帶地，NMOS電晶體Mu到M"接收處於千兆赫頻帶的高頻信號。 因此，需要對NMOS電晶體Mn到Mw的寄生電容進行最小化，另一方面， 偏置電壓生成電路130具有相對較大的容量，以穩定地生成偏置電壓Vb。 結果，在第二整流電路140中提供偏置電路141，從而並不將從偏置電壓 生成電路130輸出的偏置電壓Vb直接施加於各NMOS電晶體Mn到M14 的柵極和漏極之間。如圖3所示，"輸入無線電波"表示經由天線10輸入到第一整流電路 110和第二整流電路140的交流信號。"Vf"表示從第一整流電路110輸 出的直流電壓Vf。
"CK"表示從脈衝生成電路120輸出的時鐘信號CK。 "Vb"表示從偏置電壓生成電路130輸出的偏置電壓Vb。
"VDD"表示從 第二整流電路140輸出的直流電壓VDD。此後，參考圖3解釋整流電路100的全部操作。假設在時刻h將無線 電波第一次輸入到整流電路IOO,在時刻h，整流電路100處於初始情形。 因此，仍不對偏置電路141的電容器C61到C64進行充電，而各NMOS晶 體管Mh到M"的柵極和漏極之間的電勢差仍為零。即，第二整流電路140 不處於高靈敏狀態。如果輸入無線電波具有相當大的能量，並且如果交流 信號的有效值充分超過NMOS電晶體Mu到M14的閾值電壓，其中，此交
流信號為通過天線io感應的輸入無線電波，則無論電容器<:61到<:64的充電狀態怎樣，第二整流電路140都能夠從所述交流信號生成直流電壓vDD。 然而，如果所述輸入無線電波微弱，並且如果所述交流信號的有效值低於所述閾值電壓，則由於第二整流電路140不處於高靈敏狀態，第二整流電 路140具有高輸入阻抗。因此，通過第二整流電路140反映所述交流信號。 另一方面，第一整流電路110具有與天線10相匹配的高阻抗。因此，即使 所述交流信號微弱，第一整流電路110也能夠從交流信號生成直流電壓。當第一整流電路110接收微弱的交流信號時，平滑電容器Cn和C12 進行充電。然後，在時刻tz，直流電壓Vf達到脈衝生成電路120和偏置電 壓生成電路130所要求的預定電壓水平。由直流電壓Vf驅動脈衝生成電路 120，並生成時鐘信號CK。時鐘信號CK的第一脈沖在時刻t3上升.在同一時刻，偏置電壓生成 電路130中的開關131開啟，並且由直流電壓Vf對NMOS電晶體M2o充 電。在NMOS電晶體M2。兩端的電壓達到目標電壓水平之前，時4中信號 CK的第一脈衝降低，即，時鐘信號CK的第一脈衝不能使得偏置電壓Vb 達到所述目標電壓水平.因此，即使當偏置電路141接收到偏置電壓Vb 和時鐘信號CK的第一脈衝時，第二整流電路140仍然不處於高靈敏狀態，在將時鐘信號CK的多個脈衝輸入偏置電壓生成電路130之後，偏置 電路141能夠在時刻t4接收偏置電壓Vb的目標電壓水平。然後，對電容器 Cw到C64進行充電，使其電壓約等於所述閾值電壓，其中，電容器Cw到 C64分別連接到各NMOS電晶體Mu到M14的柵極和漏極之間.結果，第 二整流電路140變為處於低靈敏狀態.從時刻t4開始，進一步對平滑電容 器Cn和C42進行充電.然後，在時刻ts輸出直流電壓VoD的預定電壓水平.即，第二整流電路140能夠從微弱無線電波生成直流電壓Vm).在時刻h到ts期間，第二整流電路140對向耦合電容器Cm和(:32輸 入的微弱交流信號略微進行整流，並且平滑電容器Cu和C42逐漸積累電 荷.所述電荷也4皮輸出為直流電壓VDD。當在所述RFID標籤中建立整流電路100時，對諸如所述信號處理電 路的主電路應用由第二整流電路140生成的直流電壓VDD。例如，在時刻 t6，通過調製透過天線IO的電流向讀寫器發送通信信號請求信號.在接收 通信信號作為無線電波時，整流電路100對第二整流電路140中的無線電 波感應的交流信號進行整流。然後，整流電路IOO向信號處理電路輸出包 括通信信息的直流電壓VDD。如上所述，根據第一實施例的整流電路100不需要包含諸如電池的外 部電源.此外，即使所述交流信號的有效值低於所述整流單元中包含的 MOS電晶體的閾值電壓，整流電路100也能夠通過整流交流信號穩定地生 成具有足夠電平的直流電壓。順帶地，由於不需要包含外部電源以及用於 外部電源的空間，整流電路100不僅能夠將其尺寸最小化，而且還能夠將 其生產成本最小化。當從偏置電壓生成電路130輸出的偏置電壓Vb滿足預定條件時，根據 第二實施例的整流電路200能夠通過操作第二整流電路240節省功耗。圖4是整流電路200的框圖.用相同的參考數字表示與圖l相同的部 分，並且省略那些部分的描述。取代整流電路IOO中的第二整流電路140， 整流電路200進一步包括確定電路250和第二整流電路240。由從第一整流電路110輸出的直流電壓Vf驅動確定電路250,當從偏 置電壓生成電路130輸出的偏置電壓Vb滿足預定條件時，確定電路250 輸入表示打開(ON)的控制信號Sd。作為所述預定條件的一種例子，當 偏置電壓Vb符合電容器C61兩端的電壓時，確定電路250輸出控制信號 Sd。順帶地，如果所述兩端的電壓之間的差值低於某閾值，或者如果偏置 電壓Vb超過預定電壓水平Vth，則認為偏置電壓Vb符合電容器C61兩端 的電壓'第二整流電路240與第二整流電路140有以下不同。第二整流電路240 進一步包括開關241，將其安排在第二整流電路240和接地端之間。第二 整流電路240的其它組件和第二整流電路140相同.根據控制信號Sd打開 /關閉開關241,具體地，當控制信號Sd表示打開時，第二整流電路240傳 導到接地端。可將開關241安排在開關241能夠驅動第二整流電路240的
任何地方。例如，可以在天線10和耦合電容器Cm和<:32之間安排開關241.如圖5所示，確定電路250包括虛擬偏置電路(dummy bias circuit) 251、比較電路253以及電平移動電路(level shift circuit) L!。虛擬偏置 電路251包括電晶體Mdl、 Md21、 Md22、 Mw和Md32，以及電容器Cd51 和Cd61。比較電路253包括電晶體M柳到Md44以及M戰到MdS4、開關 252以及恆定電流元Icn。各對電晶體Md,和Mu，電晶體MdM和M^，電晶體Md22和M22，晶 體管Md31和MM以及電晶體Md32和M32分別具有相同的構造。各對電容 器C肌和CS1以及電容器Cw和C"分別具有相同的構造。向電晶體Md21的源極提供偏置電壓Vb。經由逆變器INVi向電晶體 Md21和Md22的柵極輸入時鐘信號CK,經由逆變器INVi和INV2向電晶體 Md31和Md32的柵極輸入時鐘信號CK，向電晶體Md41的柵極施加由電平移動電路L，進行電平移動的電晶體 Mw的柵極電壓.由電平移動電路M對偏置電壓Vb進行電平移動，並施加於電晶體Md42的柵極，電晶體M柳和Md42形成差分放大器電路，並且電晶體Md41和Md42的源極經由開關252連接到恆定電流源Idl。各對電晶體Md43和M的以及電晶體Md44和M必2分別形成電流鏡像電路(current mirror circuit)。分別將從電晶體Md4i和Md42的漏極輸出的 電流變換到從電晶體MdS1和Md52的漏極輸出的電流。 一對電晶體MdS3和 MdS4還形成電流鏡像電路。將從電晶體MdS2的漏極輸出的電流變換到從電晶體M必3的漏極輸出的電流，電晶體M股和Md53相互共享漏極。經由所述漏極輸出指示漏極電壓的控制信號Sd.當開關252剛打開時，仍然不對電容器C艦進行充電。因此，電晶體 Md"的柵極電壓低於電晶體Md42的柵極電壓。此時，很少電流流過電晶體 Md51，大部分電流流過電晶體Md52。結果，電晶體Md53打開，並且不輸 出控制信號Sd。當對電容器CdM進行充電，並且電容器Cd61兩端的電壓達到約等於偏 置電壓Vb時，電晶體Mw和Md42的柵極電壓變為大約相等的電壓電平。
因此，電流幾乎相等地流經電晶體M啦和MdS2。結果，電晶體M股打開， 並輸出控制信號Sd。當通過向電平移動電路Li提供適當水平的偏移電壓使得電容器Cd61 的電壓等於偏置電壓Vb時，將電晶體M柳的柵極電壓設置為大於電晶體Md42的柵極電壓。因此，可以按照期望調整控制信號Sd的輸出電平。當開關252關閉時，沒有電流流經比較電路253。此時，比較電路253 不工作。即，電晶體M股和MdS2的電流鏡像電路不工作，從而不生成電 流。因此，當時鐘信號CK為零時，比較電路253不消耗電流，從而節省 了功耗。順帶地，確定電路250能夠進一步包括諸如置位復位觸發器 (RSFF)的數據存儲電路，以設置時鐘信號CK，從而控制信號Sd不隨時 鍾信號CK而改變。在圖6中，省略和圖2相同部分的描述。"Sd"表示從確定電路250 輸出的控制信號Sd。此後，參考圖6解釋整流電路200的4^P操作。假設在時刻h經由天 線10將無線電波第一次輸入整流電路200。此時，整流電路200以與整流 電路100相同的方式處於初始狀態。當第一整流電路110接收微弱交流信號時，對平滑電容器Cu和C12 進行充電。在時刻t2，直流電壓Vf達到脈衝生成電路120和偏置電壓生成 電路130所要求的預定電壓水平。由直流電壓Vf驅動脈沖生成電路120， 並生成時鐘信號CK。並且由直流電壓Vf驅動確定單元250，並對偏置電 壓Vb進行監控'時鐘信號CK的第一脈沖在時刻t3上升。在所述同一時刻，偏置電壓 生成電路130中的開關131開啟。然後，輸入了直流電壓Vf的電流源II 開始向NMOS電晶體M2G的漏極提供電流，在將時鐘信號CK的多個脈沖 輸入偏置電壓生成電路130之後，確定電路250確定在時刻tj偏置電壓Vb 符合電容器<:61兩端的電壓，從而輸出指示打開的控制信號Sd。接收到控 制信號Sd時，開關241關閉。然後，第二整流電路240傳導到接地端，即， 第二整流電路240開始工作，偏置電壓Vb達到約等於閾值電壓，並且第二
整流電路240變為高靈敏狀態。從時刻U開始，對平滑電容器C"和C42進行快速充電。然後，在時刻ts輸出直流電壓VDD的預定電壓水平。即，第二整流電路240能夠從微弱的無線電波直接生成直流電壓VDD。獲得預定直流電壓V加之後的整流電路200的工作過程與第一實施例 中描述的相同。如上所述，在根據第二實施例的整流電路200中，不向第二整流電路 240輸出交流信號，直到獲得預定直流電壓VDD。因此，第一整流電路IIO 能夠有效地進行整流。此外，可以縮短時間，以使得第二整流電路240處 於高靈敏狀態。順帶地，在第一和第二實施例中使用NMOS電晶體，但是也可以應用 p溝道金屬氧化物半導體(PMOS)電晶體來取代NMOS電晶體。所述 MOS電晶體的源極和漏極只是被分配來區別溝道的兩個電極的名稱.因 此，所述源極和漏極可以交換.在笫一和第二實施例中，第一整流電路110和第二整流電路140和240 分別由四個MOS電晶體組成。然而，所述MOS電晶體的數量不限於四個。 例如，所述MOS電晶體的數量可以變為兩個或多於四個。以下描述根據本發明第三實施例的無線通信裝置。所述無線通信裝置 包括根據第一和第二實施例的整流電路.在第三實施例中，將RFID標籤 引用為無線通信裝置。在圖7中，用相同的參考數字表示和圖l相同的部 分，並且省略對那些部分的描述，圖7中所示的RFID標籤包括天線10、信號處理電路150、存儲器160、 以及除在第一實施例中作為整流電路100的組件的第一整流電路110、脈 衝生成電路120、偏置電壓生成電路130以及第二整流電路140之外的發 送電路170。第二整流電路140生成直流電壓VDD，並向信號處理電路150、 存儲器160以;SJL送電路170提供直流電壓VuD作為電源電壓。直流電壓 VDD包括從讀寫器發送的通信信息，因此，信號處理電路150處理直流電 壓VuD作為通信信號。發送電路170連接到天線10的兩端。天線IO根據由讀寫器(未示出)得到的通量反轉(flux reversal)在 天線導線上感應交流信號。交流信號被輸出到第一整流電路110和第二整 流電路140，並且以與第一實施例中描述的相同方式進行處理。即4吏交流 信號微弱，例如，有效值低於0.7V，第一整流電路110對由天線10感應 的交流信號進行整流。然後，第二整流電路140生成直流電壓VDD，用作 信號處理電路150、存儲器160以及發送電路170的電源電壓。順帶地， 由信號處理電路150對交流信號中包含的通信信息進行解調。基於已解調的通信信號，信號處理電路150從存儲器160讀出數據(例 如，標籤識別信息)，或者在存儲器160中寫入數據。通過信號處理電路 150和發送電路170將從存儲器160讀出的數據發送給讀寫器。具體地， 發送電路170通過調製流經天線10的電流生成退磁場。所述退磁場導致流 經讀寫器的天線的電流發生較小變化。讀寫器檢測所述較小變化，並確定為數據信號。如圖8所示，RFID標籤400對應於圖7所示的RFID標籤。RFID標 籤400包括天線410和RFID晶片。天線410對應於圖7所示的天線10, 並且安排在薄片狀村底上，RFID晶片直接連接在所述襯底上。整流電路 100、信號處理電路150、存儲器160以及發送電路170集成在RFID晶片 中。讀寫器300包括無線通信電路、信號處理電路以及天線310,讀寫器 300經由天線310發送無線電信號，或者通過檢測天線410中生成的退磁 場來接收無線電信號.讀寫器300和RFID標籤400之間的無線電信號的電力反比於讀寫器 300和RFID標籤400之間距離的平方。因此，在常規的RFID標籤中， 如果所i^巨離比幾米更長，則不能建立通信.然而，在根據第一和第二實 施例的整流電路中，即使所^巨離較長，也能建立通信。在圖9的曲線圖中，線條Qo表示利用常規RFID標籤進行實驗的結果， 線條(^表示利用包含根據第一實施例的整流電路IOO的RFID標籤進行實 驗的結果，線條Ch表示利用包含^L據第二實施例的整流電路200的RFID 標籤進行實驗的結果。當所述距離較短時，常規的整流電路以及第 一和第二實施例的整流電
路生成幾乎相等的電壓。然而，當所^巨離較長時，所生成的電壓是不同的。當所述電壓降低到一定閾值以下時，RFID標籤的信號處理電路不能 發生作用。由圖9中作為電路作用電壓(circuit function voltage)的虛線 表示所述閾值。如果常規RFID標籤的通信距離是1，即，將線條Qo和電 路作用電壓的線條之間的交叉點表示為1，則包含整流電路100的RFID 標籤的通信距離是常規RTID標籤的3倍，而包含整流電路200的RFID 標籤的通信距離是常規RFID標籤的3.5倍。從實驗結果看來，在根據第 一和第二實施例的整流電路中，即使RFID標籤和讀寫器之間的距離比較 長，也能夠建立通信。相比整流電路100，整流電路200能夠在更長距離 中建立通信。這是因為由天線10感應的交流信號能夠在整流電路200中高 效地提供給第一整流電路110。換言之，相比整流電路100，整流電路200 能夠對微弱的交流信號進行整流。如上所述，根據第三實施例的RFID標籤包含根據第一或第二實施例 的整流電路。因此，即使RFID標籤和讀寫器之間的距離較長，也能夠建 立通信'根據第一或第二實施例的整流電路不需要包括諸如電池的外部電源。 進一步，即使交流信號的有效值低於整流單元中包含的MOS電晶體的閾 值電壓，所述整流電路能夠通過對交流信號進行整流來穩定地生成具有足 夠電平的直流電壓。進一步，由於無需包含外部電源以及用於所述外部電 源的空間，所述整流電路不僅能將其尺寸最小化，而且還能夠將其生產成 本最小化。相比常規的無線通信裝置，根據第三實施例的無線通信裝置能夠與位 於更i^E巨離的基站進行通信。本領域技術人員很容易得到其它優點和修改。因此，本發明就其更廣 的方面不限於此處示出和描述的具體細節和代表性實施例。因此，在不脫 離由所附權利要求及其等價物定義的一般發明概念的精神或範圍的情況 下，可以進行各種修改。
權利要求
1.一種整流電路，包括輸入端子，其接收交流信號；第一整流電路，其從所述交流信號產生第一直流電壓；偏置電壓生成電路，其從所述第一直流電壓生成偏置電壓；以及第二整流電路，其從利用所述偏置電壓進行偏置的所述交流信號生成第二直流電壓。
2. 根據權利要求l所述的電路，其中，所述第二整流電路包括金屬 氧化物半導體(MOS)電晶體，將所述偏置電壓施加於所述MOS電晶體 的柵極，將所述交流信號輸入到所述MOS電晶體的漏極.
3. 根據權利要求2所述的電路，進一步包括脈衝生成電路，其由 所述第一直流電壓驅動，並且生成脈沖信號，其中，所述笫二整流電路包括連接在所述MOS電晶體的柵極和漏極之間的 電容器，並且取決於所述脈衝信號，將所述偏置電壓間歇地施加於所述電容器.
4. 根據權利要求l所述的電路，進一步包括脈沖生成電路，其由 所述第一直流電壓驅動，並且生成脈沖信號，其中，所述偏置電壓生成電路包括柵極和漏極短路的MOS電晶體，以M 所述第一直流電壓生成直流電流的電流源，並且取決於所述脈衝信號間歇 地向所述漏極提供所述直流電流，並輸出在所述MOS電晶體的源極和漏 極之間的電壓，作為所述偏置電壓.
5. 根據權利要求l所述的電路，進一步包括脈衝生成電路，其由 所述笫一直流電壓驅動，並且生成脈衝信號，其中，所述第二整流電路包括第一 MOS電晶體，將所述偏置電壓施加於所 述第一 MOS電晶體的柵極，將所述交流信號輸入到所述第一 MOS電晶體 的漏極，並且所述偏置電壓生成電路包括第二MOS電晶體，其被與所述第一MOS電晶體相同的方式設計，所述第二MOS電晶體的柵極和漏極短路。
6. 根據權利要求3所述的電路，進一步包括確定電路，當所述偏 置電壓與所述電容器兩端間的電壓一致時，其輸出ON信號，其中，所述第二整流電路包括開關，僅當接收到所述ON信號時，其開啟以 驅動所述第二整流電路。
7. 根據權利要求2所述的電路，其中，所述第一整流電路包括MOS 電晶體，其對所述交流信號進行整流，所述第一整流電路中的MOS晶體 管的閾值電壓低於所述笫二整流電路中的MOS電晶體的閾值電壓。
8. —種無線通信裝置，包括 整流電路，該整流電路包括:第一整流電路，其從交流信號產生第一直流電壓； 偏置電壓生成電路，其從所述第一直流電壓生成偏置電壓；以及 第二整流電路，其從利用所述偏置電壓進行偏置的所述交流信號 生成第二直流電壓；天線，其生成所述交流信號；以及信號處理電路，其接收所述第二直流電壓作為電源電壓，並解調該第 二直流電壓，從而獲得通信信號。
9. 才艮據權利要求8所述的裝置，其中，所述第二整流電路包^^金屬 氧化物半導體(MOS)電晶體，將所述偏置電壓施加於所述MOS電晶體 的柵極，將所述交流信號輸入到所述MOS電晶體的漏極。
10. 根據權利要求9所述的裝置，進一步包括脈衝生成電路，其由 所述第一直流電壓驅動，並且生成脈衝信號，其中，所述第二整流電路包括連接在所述MOS電晶體的柵極和漏極之間的 電容器，並且取決於所述脈衝信號，將所述偏置電壓間歇地施加於所述電容器。
11. 才艮據權利要求8所述的裝置，進一步包括脈衝生成電路，其由 所述第一直流電壓驅動，並且生成脈衝信號，其中，所述偏置電壓生成電路包括柵極和漏極短路的MOS電晶體，以及從所述第一直流電壓生成直流電流的電流源，並且取決於所述脈衝信號間歇地向所述漏相^提供所述直流電流，並輸出在所述MOS電晶體的源極和漏 極之間的電壓，作為所述偏置電壓。
12. 根據權利要求8所述的裝置，進一步包括脈沖生成電路，其由 所述第一直流電壓驅動，並且生成脈沖信號，其中，所述第二整流電路包括第一 MOS電晶體，將所述偏置電壓施加於所 述第一 MOS電晶體的柵極，將所述交流信號輸入到所述第一 MOS電晶體 的漏極，並且所述偏置電壓生成電路包括第二 MOS電晶體，其被與所述第一 MOS 電晶體相同的方式設計，所述第二MOS電晶體的柵極和漏極短路。
13. 根據權利要求10所述的裝置，進一步包括確定電路，當所述 偏置電壓與所述電容器兩端間的電壓一致時，其輸出ON信號，其中，所述第二整流電路包括開關，僅當接收到所述ON信號時，其開啟以 驅動所述第二整流電路。
14. 根據權利要求9所述的裝置，其中，所述第一整流電路包括MOS 電晶體，其對所述交流信號進行整流，所述第一整流電路中的MOS晶體 管的閾值電壓低於所述第二整流電路中的MOS電晶體的闊值電壓.
全文摘要
一種整流電路，包括接收交流信號的輸入端子，從所述交流信號產生第一直流電壓的第一整流電路，從所述第一直流電壓生成偏置電壓的偏置電壓生成電路，以及第二整流電路，其從利用所述偏置電壓進行偏置的交流信號生成第二直流電壓。
文檔編號H02M7/12GK101154894SQ20071014666
公開日2008年4月2日 申請日期2007年8月24日 優先權日2006年9月28日
發明者大高章二, 梅田俊之 申請人:株式會社東芝