多燈瞬時啟動電子鎮流器的製作方法

2023-05-28 04:42:01

專利名稱：多燈瞬時啟動電子鎮流器的製作方法
技術領域：
本發明涉及電子鎮流器，並且更確切地說涉及用於操作多個放電燈的串聯諧振鎮 流器逆變器。另外，本發明涉及可變數目的燈(例如，從0個燈到4個燈)的鎮流器啟動和 穩態操作，以維持燈的恆定亮度等級。
背景技術：
氣體放電燈利用電子鎮流器來將AC線電壓轉換為用於給氣體放電燈供電的高頻 電流。瞬時啟動鎮流器通常向在固定裝置(fixture)中的數個燈供電。瞬時啟動鎮流器被 頻繁地用於無需預熱燈絲的燈啟動。例如，工業標準、用於多個T8燈的瞬時啟動電子鎮流 器使用電流饋送並聯諧振逆變器。因為這個逆變器是電壓源而不是電流源，所以這些燈中 的每個燈都經由升壓電容器被連接到逆變器輸出。在電流饋送半橋諧振逆變器和電壓饋送 串聯諧振半橋逆變器之間的差異是在電流饋送逆變器中，在開關電晶體兩端的最大電壓 是電壓饋送逆變器的兩倍以上。半橋電流饋送鎮流器逆變器要求高壓電晶體(1100V和更 高)，而在半橋電壓饋送串聯諧振逆變器中，最大電晶體電壓低得多，也就是說該最大晶體 管電壓等於DC總線電壓G30-440V)。電壓饋送諧振逆變器趨於比電流饋送諧振逆變器更 有效，因為電壓饋送逆變器利用在零電壓開關(ZVS)模式下的M0SFET。另外，由電壓饋送串 聯諧振逆變器產生的燈電流幾乎是正弦的。該電壓饋送串聯諧振逆變器提供比電流饋送逆 變器更長的燈使用壽命。也可以在沒有輸出功率變壓器的情況下建立電壓饋送串聯諧振逆 變器。為了利用電壓饋送逆變器，多燈鎮流器有時配備有數個相同的諧振迴路，其中每 個諧振迴路都被耦合到單個放電燈。例如，授予kkine等人的美國專利7，372，215公開了 一種多並聯燈鎮流器，該多並聯燈鎮流器具有單個逆變器和多個諧振迴路。除了複雜性之 外，在替換燈之後需要重啟上述鎮流器。該多並聯燈鎮流器配備有燈輸出/輸入感測裝置， 以激活所述重啟。授予Nerone等人的專利申請2007/0176564公開了一種具有調節過的輸 出電壓的電壓饋送自生逆變器(voltage fed self generated inverter)的多燈應用。這 個逆變器配備有輸出電壓鉗位裝置，因為該逆變器的控制並沒有足夠的分辨力來在無負載 時限制這個電壓。該逆變器也具有影響鎮流器成本的多個多繞組磁部件。在設計多燈串聯諧振鎮流器時的一個挑戰是控制負載變化的寬範圍和對於足夠 的啟動電壓的需要。已知用於給多並聯燈供電的幾個這樣的串聯諧振鎮流器。例如，授予 Chang等人的美國專利6，362，575公開了一種用於具有調節過的輸出電壓的四燈無變壓器 串聯諧振逆變器的控制電路。四個升壓電容器(每個都與燈串聯)被用於使氣體放電燈平 穩。鎮流器通過監控經由燈絲的電流來感測所連接的燈的數目，並且根據連接到鎮流器的 燈的數目來產生參考電壓。上述方法要求在鎮流器和燈之間的另外的布線。授予Ribarich 等人的美國專利7，352，139公開了一種用於具有控制IC的多燈串聯諧振逆變器的靜態反 饋控制電路，該控制IC利用電壓控制振蕩器(VCO)來進行頻率控制。因為VCO振蕩不與諧 振負載振蕩鎖相，所VCO不能足夠快速地跟隨諧振負載的改變，並且可能不總是在諧振頻率之上振蕩。根據上面的專利申請，VCO對其輸入信號進行積分，從而引起在動態頻率響應 方面的延遲。在諧振負載(氣體放電燈可能在數微秒中明顯地改變其電阻)或燈去除中的 瞬態期間，這個延遲可暫時引起逆變器MOSFET中的硬開關並且損壞逆變器。具有自適應 ZVS(IR 2520D和其它類似的自適應電路)的IC並不消除在逆變器負載中的不期望瞬態期 間的在開關電晶體中的交叉導通現象。轉讓給Osram Sylvania公司的美國專利7，030，570 公開了一種串聯諧振逆變器單燈操作，其中在負載瞬態期間避免硬開關。儘管如此，需要針對多燈瞬時啟動應用的鎮流器控制電路和方法。並聯的燈在多 燈串聯諧振鎮流器中是優選的，因為當在固定裝置中替換燈時不中斷光。現有的用於多燈 逆變器(0負載)的控制方法基於下述思想諧振逆變器電壓被調節，並且利用串聯電容器 來實現燈的鎮流。在一個實施例中，本發明提供了用於並行的多燈瞬時啟動操作的方法和 控制電路，所述用於並行的多燈瞬時啟動操作的方法和控制電路利用諧振逆變器和串聯電 容器的鎮流特徵。

發明內容
在一個實施例中，本發明提供了一種用於並聯耦合的多個氣體放電燈(通常多達 4個燈)的串聯諧振鎮流器逆變器。在另一方面，本發明的實施例提供了一種用於可變數目 的燈(通常從1個燈到4個燈)的串聯諧振逆變器，其中幾乎與所連接的燈的數目無關地 來維持燈亮度。本發明的實施例的其它方面是提供一種具有調光能力的多並聯燈串聯諧振逆變ο本發明的實施例的其它方面是提供一種具有功耗降低了的連續無負載操作的鎮 流器控制電路。本發明的實施例的其它方面是提供在瞬態期間具有ZVS逆變器操作的多燈鎮流ο本發明的實施例的其它方面是利用具有最少的周圍部件的控制IC(自振蕩半橋 驅動器)。本發明的實施例的其它方面是提供用於瞬時啟動燈的無變壓器的鎮流器，其具有 滿足電擊安全要求的有限的洩漏電流。本發明的實施例的又一方面是提供具有最少部件、簡單原理和低成本的電子鎮流O在一個實施例中，一種電子鎮流器包括串聯半橋諧振逆變器、控制逆變器開關的 控制電路、在所述逆變器輸出與控制輸入之間耦合的第一反饋電路以及在所述逆變器輸出 與所述控制輸入之間耦合的第二反饋電路。在一個實施例中，所述電子鎮流器包括串聯半橋諧振逆變器和用於這種逆變器的 具有調光能力的控制電路。所述逆變器經由各個單獨的升壓電容器來給並聯的多個氣體放 電燈供電。所述逆變器包括第一電壓反饋電路和另外的第二電壓反饋電路，這兩個電壓反 饋電路經由第一和第二電荷泵相對應地被耦合在所述逆變器輸出和所述控制電路的調光 輸入之間。所述第一電荷泵產生參考控制信號，以在啟動之後實現標稱燈電流/功率。當 所述逆變器輸出電壓超過預定值時，所述第二電荷泵產生誤差控制信號。在所述逆變器控制電路的調光輸入處，這兩個信號相加。所述誤差控制信號在燈啟動、開路和減少數目的燈 操作模式期間佔優勢。這個誤差信號將開關頻率移高，以避免逆變器部件中的電壓和電流 應力。所述參考控制信號在全逆變器負載時佔優勢，從而將操作移向更低的頻率並且使逆 變器的穩態模式穩定。結果，所述逆變器頻率根據所連接的燈的數目來改變，並且所述逆變 器在諧振頻率之上安全地工作，使得所述燈不被過驅動(overdrive)。


參考附圖來更好地理解本發明，其中圖1是根據本發明的一個實施例的瞬時啟動多燈鎮流器逆變器控制電路的電路 圖；圖IA圖解說明了用於圖1的鎮流器逆變器控制電路的典型調光特性(輸出功率 P與DC控制偏置信號Λ的關係曲線)；圖2是根據本發明的另一實施例的瞬時啟動多燈鎮流器逆變器控制電路的電路 圖；圖3是本發明的一個實施例的電路圖；圖4是圖解說明了當驅動不同數目的燈時逆變器輸出電壓Vout與開關頻率的傳 統諧振曲線族(的現有技術圖)；圖5圖解說明了根據本發明的一個實施例的在四個燈的情況下在啟動期間的逆 變器電晶體電流和輸出逆變器電壓。
具體實施例方式本發明涉及一種具有自振蕩半橋驅動器IC的鎮流器控制電路。不像用於具有帶 有VCO的控制IC的半橋諧振逆變器的其它控制電路那樣，所述鎮流器控制電路利用來自包 括燈電阻的諧振負載的直接前饋控制。由逆變器形成的任何半波的持續時間與在半波的形 成期間的燈電阻有關。在Osram Sylvania公司的美國專利7，095，183 「Control System for Resonant Inverter with Self-Oscillating Driver」中描述了所述逆變器控制電路。 因此，該逆變器控制系統配備有調節過的負DC偏置的源和作為正DC偏置的源的電壓反饋 電路。正的和負的DC偏置電流在諧振逆變器的頻率控制輸入處被相加。負DC偏置電流以 相對於諧振逆變器啟動的起始點具有時延地被施加到頻率控制輸入。電壓反饋電路將逆變 器輸出AC電壓轉換為DC電壓信號，並且將這個電壓信號與參考信號相比較。誤差信號發 起正DC偏置。調節過的負DC偏置電流設置在啟動之後耦合到逆變器的燈的標稱電流和功 率。當諧振電壓的輸出電壓達到給定的最大電平時，出現正DC偏置電流，這在燈啟動期間 或者當一個或更多燈在鎮流器工作期間斷開時發生。在本發明的一個實施例中，兩個電荷泵電路被耦合到所述逆變器輸出。第一電荷 泵將AC逆變器輸出電壓轉換為參考的負DC偏置信號。第二電荷泵被用在電壓反饋電路中， 用於感測輸出AC電壓並且將所感測的AC信號轉換為正DC信號電壓。這個正DC信號電壓 與參考的DC電壓相比較，並且如果該正DC信號電壓超過這個參考電壓，則產生誤差信號。 該誤差信號作為正DC偏置被施加到頻率控制輸入，用於限制逆變器輸出電壓。可以放大該 誤差信號以獲得更精確的電壓限制。電壓反饋電路在無負載模式下以及在燈啟動期間和在減少數目的燈的情況下操作期間限制逆變器輸出電壓。因為在這個反饋中使用電荷泵，所 以相對於逆變器RMS輸出電壓提供了所有電壓控制功能。圖1示出了根據本發明的一個實施例的多並聯燈串聯諧振逆變器10的方框電路 圖。實際上，多達四個的氣體放電燈可經由各個單獨的升壓電容器與諧振逆變器的輸出並 聯。鎮流器配備有功率因數校正器(PFC)，從而將AC線電壓轉換為調節過的DC總線電壓 VDC(在圖1中未示出PFC)。半橋串聯諧振逆變器10的輸入被耦合到調節過的DC電壓總 線(+VDC)。諧振逆變器10將DC總線電壓轉換為高頻AC電壓Vout。逆變器10的功率級 包括被控制電路13驅動的開關電晶體11和12。控制電路13併入高端(high side)和低 端(low side)半橋MOSFET驅動器、內部振蕩器(在圖1中未示出)和頻率控制裝置(在 圖1中未示出)。通常，可以使用具有頻率調光能力的任何鎮流器逆變器控制電路。例如， 可以使用在Osram Sylvania公司的美國專利7，095，183中描述的電路。因為該電路當鎮 流器負載改變時在改變開關頻率方面沒有時延，所以諧振逆變器在負載轉變期間工作在安 全感應模式下。在圖1中，逆變器諧振迴路包括諧振電感器14和串聯諧振電容器15。並聯的氣體 放電燈16、17和18與升壓電容器19、20和21串聯，其均經由DC阻隔電容器22並聯耦合 到逆變器諧振迴路14、15，所述DC阻隔電容器22將燈端子與逆變器電路的其餘部分分離 開。升壓電容器19、20、21和DC阻隔電容器22將低頻燈引腳洩漏電流限制到地，以便滿足 安全要求。諧振逆變器包括反饋控制電路23，該反饋控制電路23具有耦合到逆變器高壓端 子Vout的輸入端子M和耦合到控制電路13的頻率控制輸入31的輸出端子25。反饋控制 電路23包括第一 AC/DC信號轉換器沈；以及在轉換器沈的輸出處的電壓調節器27，用於 提供用於產生參考的負偏置電流分量的第一參考負壓Vref. 1的源。反饋控制電路23也包 括電壓負反饋電路，從而限制輸出電壓Vout。電路23包括第二 AC/DC信號轉換器觀，用於感測逆變器輸出電壓並且將這個電 壓轉換為與逆變器輸出相對應的正DC信號電壓；以及電壓差控制電路四，用於將來自第二 AC/DC轉換器28的輸入DC電壓與第二參考電壓Vref. 2相比較。差控制電路四產生正誤 差信號，並且可以使用誤差放大器(在圖1中未示出)，用於更好地調節和穩定逆變器輸出 電壓Vout。來自電壓差電路四的誤差信號提供了正偏置電流分量。正的和負的偏置電流 分量被求和電路30相加，並且產生被施加到逆變器控制電路13的頻率控制輸入31的控制 偏置電流讓。偏置控制電流Λ可以根據逆變器操作的模式和負載條件而是負的或正的。 信號轉換器26和觀遞送與逆變器輸出電壓Vout成比例的輸出DC電壓信號。圖IA示出了針對圖1中的逆變器的典型的輸出功率P與DC偏置電流Λ的關係 曲線。根據圖IA曲線來建立圖1中的逆變器的功能塊，以在各種操作模式下提供鎮流器功 能。圖2示出了根據本發明的一個實施例具有作為耦合到開關電晶體11和12的公共 端子33的負偏置電流源的AC/DC信號轉換器32的圖。AC/DC轉換器32的輸出與時延電 路；34串聯。在圖1和圖2中的圖中，在電晶體11和12開始開關之後，負偏置信號延遲地 出現。當啟動鎮流器時，控制電路13以初始頻率為fo的零偏置電流rt = 0來發起電晶體 11和12的開關。通過振蕩RC網絡(在圖1和圖2中未示出)設置(編程)控制電路13 的初始開關頻率fo。應當理解，可以使用AC信號的其它源(對其的啟動與逆變器啟動相關)，而不使用AC/DC轉換器32。時延裝置34可以是AC/DC轉換器32的濾波電路。當在逆變器輸出處出現電壓Vout時，控制電路13振蕩被自動地鎖相為諧振迴路 振蕩。控制電路13中的振蕩器經由移相電壓環路(在圖1中未示出這個電壓環路)被自 動地同步到更高的啟動頻率fl>fo。上面的環路提供了反饋信號的相位超前。為了在啟 動時的可靠的同步，頻率fl被選擇為在所編程的頻率fo之上5-10% (在Osram Sylvania 公司的美國專利7，095，183中描述了基於自振蕩驅動器IC經由控制電路的電壓反饋的同 步)。AC/DC信號轉換器沈和觀都遞送與逆變器輸出電壓Vout成比例的輸出電壓信號。 來自AC/DC信號轉換器沈的輸出負電壓信號產生偏置電流Λ的在燈啟動期間升高輸出 電壓的負分量。偏置電流Λ的負分量被電壓調節器27限制。在啟動之後，電壓調節器27 提供負參考電壓Vref. 1，該負參考電壓Vref. 1又產生與標稱燈功率相對應的負參考偏置 電流。在啟動模式期間或在負載降低的情況期間，當逆變器電壓Vout大於其給定的最大值 時，來自信號轉換器觀的輸出信號超過被施加到電壓差電路四的Vref. 2電壓。該偏置電 流信號變為正的，並且限制輸出電壓Vout。通過以下方式來選擇這個最大電壓該最大電 壓一方面將允許連續無負載操作並且另一方面將允許可靠的所有燈啟動。實際上，對於具 有瞬時啟動的T8燈，這個電壓是大約600-660V rms。因為這個啟動電壓具有比全負載時的 標稱操作頻率高多達30-40%的頻率，所以燈中的較高的初始輝光電流增強了快速的燈啟 動。圖3圖解說明了與圖1相對應的本發明的一個實施例的示意圖。圖1中的控制電 路13對應於上面提及的美國專利7，095，183。圖3中的電路包括諧振逆變器10，所述諧振逆變器10分別經由升壓電容器39、 40、41和42來給放電燈35、36、37和38供電。具有周圍電路的標準自振蕩驅動器IC 43 (例 如，工業標準ST 6571)提供了具有諧振負載的一般同步控制裝置。驅動器IC 43經由高HO 和低LO輸出和柵極電阻器44和45來驅動具有MOSFET 11和12的半橋功率級。驅動器IC 43配備有在耦合到自舉二極體(在圖3中未示出)的引腳VS和VB之間連接的自舉電容器 CB。驅動器IC 43具有內置的振蕩器，該內置的振蕩器與工業標準CMOS 555定時器類似。 可以利用耦合到驅動器IC 43的引腳CT和RT的外部電阻器46和定時電容器47來編程初 始振蕩器頻率。在驅動器IC 43中，低端輸出LO與RT引腳電壓信號同相。因為RT引腳電 壓電勢在相對於公共的「com」的低(0)和高(+Vcc)之間改變，所以CT引腳電壓VCT具有 在DC電壓上疊加的斜坡形狀。IC 43具有內置的振蕩器，該內置的振蕩器在高0/3Vcc)和 低(l/3Vcc)預定CT引腳電壓電平處切換。通過在公共端子「com」和定時電容器47 (參見 圖3)之間插入包括兩個反並聯二極體48和49以及耦合到「com」端子的電阻器50和51的 網絡，IC 43的定時電路對應於美國專利7，095，183。小電容器52 (100-200pf)經由電阻器 53被連接在二極體48和電阻器50的公共點與+Vcc端子之間。電容器52和電阻器53的 公共點連接到用作零信號檢測器的小信號電晶體M的集電極。電晶體M輸入包括反並聯 二極體陽和噪聲抑制電阻器56。當電晶體M的輸入信號改變極性時，電晶體M開關。當 輸入正弦信號從負改變到正時，電晶體M將經由電阻器50來發起電容器52的瞬時放電。結果，將在電阻器50兩端產生負選通脈衝。這些選通脈衝將被注入到RC定時中， 並且將被疊加在CT引腳斜坡電壓上，從而引起強制開關IC 43。經由電阻器57從感測逆變 器輸出電壓Vout的相位補償器58提供向開關電晶體M的輸入正弦電流信號。相位補償器58提供用於反饋信號的衰減和相位超前(延遲)，該反饋信號是以在諧振頻率之上的期 望頻率使控制器同步所需的。圖3中的相位超前補償器58包括串聯電容器59和60以及 與電容器60並聯的電阻器61。可以例如通過電阻器61變化來調整反饋信號的超前相位和 同步頻率。對於諸如驅動具有熱燈交換特徵(hot lamp swap feature)的多個瞬時啟動燈的 鎮流器的可變負載應用，兩個電荷泵62和63被用於充當(在圖1的框圖中所示的)AC/DC 信號轉換器26和觀。第一電荷泵62對應於產生負控制信號的第一 AC/DC信號轉換器26， 而第二電荷泵63對應於產生正控制信號的第二 AC/DC信號轉換器觀。電荷泵62和63分 別經由串聯電容器64和65都被連接到逆變器輸出Vout。第一電荷泵64包括具有二極體 66和67的負輸出信號整流器。第二電荷泵66包括具有二極體68和69的正輸出信號整流 器。第一電荷泵62被預加載有第一電阻器70和第一平滑電容器71。第二電荷泵63被預 加載有第二電阻器72和第二平滑電容器73。齊納類型的二極體67可以用於電荷泵62中， 用於在電荷泵62的輸出處產生參考的負DC控制信號(參見圖1中的Vref. 2)。電荷泵62 和63都配備有串聯電阻器74和75，用於產生用於調光的DC偏置控制信號。齊納二極體76被連接在電荷泵63與電晶體56的基極之間。齊納二極體76在用 於限制輸出逆變器電壓Vout的靜態反饋環路中被用作參考電壓(參見在圖1中的Vref. 1) 的源。來自電荷泵62和63的DC信號在電晶體M的基極被相加。結果產生的DC偏置控 制信號Λ可以在鎮流器操作的不同模式期間是負的或正的。因為電荷泵包括串聯電容器， 所以這些電荷泵產生與逆變器電壓Vout及其頻率成比例的輸出電壓信號。電阻器75補償 當逆變器頻率增加時由串聯電容器65引起的在反饋環路增益方面的增加。當限制輸出電 壓Vout時，齊納二極體76導通，並且其電流大於來自電荷泵62的參考的負DC信號。總的 DC偏置電流Λ變為正的，並且使得逆變器頻率增加，從而限制rms輸出電壓Vout。齊納二 極管76被選擇來在期望的開路電壓Vout最大時開始導通。這個開路電壓對於可靠的燈啟 動應當足夠高，並且不應當在鎮流器工作在開路模式下時使得部件受應力過大或引起明顯 的功率損失。圖4論證了在圖3中圖解說明的諧振逆變器的逆變器輸出電壓Vout與切換頻率 fsw的關係曲線族。特別地，圖4圖解說明了利用具有電感Lr = 1.67mH的諧振電感器14、 具有電容Cr = 2. 2nF的諧振電容器15、具有電容0. IuF的DC電容器22和每個都具有電容 InF的串聯電容器39-42構建的逆變器。MOSFET半橋由具有初始振蕩頻率fo = 52-54kHz 的標準L6571A自振蕩IC來驅動。通過功率因數校正器(在圖3中未示出)提供調節過的 DC總線電壓VDC = 430V。圖4中的曲線與相當於燈的標稱穩態電阻的傳統電阻性負載相 對應。點0L、1L、2L、3L和4L標明與所連接的燈的數目相對應的逆變器穩態工作點。例如， 點4L示出了在以fsw = 56. 7kHz和Vout = 530V為特徵的4個燈的情況下的標稱操作模 式。虛線的水平線標明限制在穩態無燈操作時的輸出電壓Vout = VLIMIT的電平。而且，在圖4中，示出了具有四個T8 32W燈的圖3的逆變器的啟動軌跡A。在圖5 中，示出了隨著時間變化的電晶體11漏極電流ID、電晶體12柵極電壓Vg和逆變器輸出電 壓Vout的相對應的圖。逆變器IC43(圖幻利用由上部電晶體11提供的第一激勵脈衝而 鎖定到逆變器諧振迴路振蕩。在第一循環期間，逆變器工作來使振蕩器開路，該振蕩器被同 步到初始開關頻率，該初始開關頻率可以是其標稱頻率的兩倍(參見軌跡A啟動)。然後，輸出電壓Vout快速地增加。因為包括電荷泵63的負電壓反饋電路具有內置的時延裝置， 所以已經在前3-4個循環期間產生某個過分路電壓(overshunt voltage)(大於所選擇的 VLIMIT的電壓)。該過分路電壓在所有並聯燈中同時提供了快速的氣制動。而且，在圖4中，示出了軌跡B，該軌跡B標明當燈依次地從逆變器輸出斷開時的逆 變器操作。在圖4中，論證了在變化數目的燈(四個燈L4、三個燈L3、兩個燈L2和一個燈Li) 的情況下的操作的優選模式。除了無燈模式之外，諧振逆變器產生低於VLIMIT的輸出電壓 Vout。軌跡B示出當燈依次地從逆變器輸出斷開時的逆變器操作。通過這種方法，利用諧 振逆變器的鎮流特性以及由串聯電容器39-42的阻抗提供的鎮流。這與具有調節過的輸出 電壓和僅由串聯電容器提供的鎮流的現有技術諧振逆變器相反。在一個實施例中，提供了 一種用於在開路連續工作的串聯諧振逆變器。在這個開 路模式下，逆變器中的總功耗與在全逆變器負載時大約相同。本發明的一個實施例的多燈串聯諧振鎮流器的一個優點是在穩態和瞬時操作模 式下，該多燈串聯諧振鎮流器的逆變器在諧振之上工作(包括燈的逆變器諧振負載是電感 性的)。當介紹本發明或其實施例的方面的元件時，冠詞「一」、「一個」、「該」和「所述」意 欲表示有這些元件中的一個或更多元件。術語「包括」、「包含」和「具有」意欲是包含性的， 並且表示可以有除了所列出的元件之外的另外的元件。鑑於上述情況，可以看出，實現了本發明的數個優點，並且獲得了其它有利結果。在已經詳細描述了本發明的各方面的情況下，顯而易見的是可以進行修改和改 變，而不偏離如在所附權利要求書中所限定的本發明的各方面的範圍。因為在不偏離本發 明的各方面的範圍的情況下可以在上面的結構、產品和方法中進行各種改變，所以意圖是 應將在上面的說明書中包含的和在附圖中所示的所有內容解釋為說明性的而不是在限制 意義上來解釋。
權利要求
1.一種電子鎮流器，其包括串聯半橋諧振逆變器，所述串聯半橋諧振逆變器包括具有用於給並聯的多個氣體放電 燈供電的輸出的開關；控制電路，所述控制電路控制逆變器開關並且具有控制輸入，所述控制電路響應於被 提供給控制輸入的信號來改變所述逆變器開關的開關頻率；第一反饋電路，所述第一反饋電路被耦合在逆變器輸出和所述控制輸入之間，所述第 一反饋電路產生參考的控制信號，所述參考的控制信號被提供到所述控制輸入，以調整所 述逆變器開關的開關頻率，使得所述逆變器輸出在啟動之後提供基本上恆定的電流，以給 多個燈供電；以及第二反饋電路，所述第二反饋電路被耦合在所述逆變器輸出和所述控制輸入之間，所 述第二反饋電路產生誤差控制信號，所述誤差控制信號被提供到所述控制輸入，以當輸出 電壓超過預定值時調整所述逆變器開關的開關頻率。
2.根據權利要求1所述的鎮流器，其中，所述參考的控制信號和所述誤差控制信號被 相加並且被施加到所述控制電路的所述控制輸入。
3.根據權利要求1或2所述的鎮流器，其中，所述第二反饋電路向所述控制器提供使得 所述控制器在去除燈時通過增加逆變器頻率來減小逆變器電流的誤差控制信號，由此所述 逆變器開關在所述燈的諧振頻率之上工作，使得施加到所述燈的功率並不過驅動所述燈。
4.根據權利要求1至3中的任何一項權利要求所述的鎮流器，其中，所述控制電路具有 通過所述控制電路的調光輸入來控制的調光能力，並且其中，所述反饋電路被耦合在所述 逆變器輸出和所述控制電路的調光輸入之間。
5.根據權利要求1至4中的任何一項權利要求所述的鎮流器，其中，所述第一反饋電路 包括連接到所述逆變器輸出的AC/DC信號轉換器和連接到所述AC/DC信號轉換器的輸出的 電壓調節器，所述電壓調節器用於提供被施加到所述控制輸入的參考的負電壓，其中，所述 信號轉換器包括電荷泵，所述電荷泵包括負輸出信號整流器，並且其中，所述第二反饋電路 包括另一 AC/DC信號轉換器以及電壓差控制電路，所述另一 AC/DC信號轉換器被連接到所 述逆變器輸出並且提供與所述逆變器輸出相對應的正DC信號電壓，所述電壓差控制電路 用於將所述正DC信號電壓與參考相比較，其中所述電壓差控制電路提供被施加到所述控 制輸入的正誤差信號。
6.根據權利要求5所述的鎮流器，其中，所述信號轉換器提供與所述逆變器輸出AC電 壓成比例的輸出電壓信號。
7.根據權利要求1至4中的任何一項權利要求所述的鎮流器，其中，所述第二反饋電路 包括AC/DC信號轉換器以及電壓差控制電路，所述AC/DC信號轉換器被連接到所述逆變器 輸出並且提供與所述逆變器輸出AC電壓相對應的正DC信號電壓，所述電壓差控制電路用 於將所述正DC信號電壓與參考相比較，其中所述電壓差控制電路提供被施加到所述控制 輸入的正誤差信號。
8.根據權利要求7所述的鎮流器，其中，所述信號轉換器包括包含正輸出信號整流器 的電荷泵。
9.根據權利要求1至5中的任何一項或權利要求7所述的鎮流器，其中，所述第一反饋 電路包括負偏置電流源，所述負偏置電流源被耦合到所述逆變器開關的公共端子，所述負偏置電流源具有連接到時延電路的輸出，所述時延電路具有連接到電壓調節器的輸出，用 於提供被施加到所述控制輸入的參考的負電壓。
10.根據權利要求1至4中的任何一項權利要求所述的鎮流器，其中，所述第一反饋電 路包括第一電荷泵，所述第一電荷泵在啟動之後產生參考的控制信號以實現標稱燈電流/ 功率，並且其中，所述第二反饋電路包括第二電荷泵，所述第二電荷泵在所述逆變器輸出電 壓超過預定值時產生誤差控制信號，其中，當所述逆變器輸出開路時並且當數目減少的多 個燈被連接到所述逆變器輸出時，所述誤差控制信號在燈啟動期間佔優勢，並且其中，當多 個燈被連接到所述逆變器輸出時，所述參考控制信號佔優勢，由此將所述開關頻率降低得 更低並且使所述逆變器的穩態模式穩定。
全文摘要
電子鎮流器包括串聯半橋諧振逆變器和用於這種逆變器的具有調光能力的控制電路。所述逆變器包括在逆變器輸出和控制電路的調光輸入之間耦合的第一和第二電壓反饋電路，所述第一和第二電壓反饋電路包括第一和第二電荷泵。所述反饋電路產生參考控制信號，以控制在啟動之後的操作，並且當逆變器輸出電壓超過預定值時，所述反饋電路產生誤差控制信號。
文檔編號H05B41/24GK102057758SQ200980121856
公開日2011年5月11日 申請日期2009年5月26日 優先權日2008年6月10日
發明者F·I·亞歷山大羅夫 申請人:奧斯蘭姆施爾凡尼亞公司