控制交流馬達轉速的系統的製作方法

2023-06-13 20:49:21

專利名稱:控制交流馬達轉速的系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及控制交流馬達、尤其是電容馬達或罩極馬達轉速的系統，在這種情況下，連接在該馬達上遊的可控電子開關器件由控制裝置激勵，使得正弦輸入交流電壓用來產生可變的馬達交流電壓，以改變轉速。
背景技術：
電容馬達或罩極馬達一般都用單相交流電源工作，並且，例如，用來驅動風扇、泵等。在這種驅動的情況下，例如，在驅動風扇的情況下，對於不同的工作方式往往需要通常是特定步進方式的各種可用的功率電平(氣流等級)。這樣，例如，在排煙罩的情況下，可以使用各種風扇轉速，以便改變(增/減)空氣流量。在空調系統、熱交換器中，或者一般地說，在風扇和泵驅動(流動機械)的情況下，也往往調整轉速，尤其是以步進的方式。
對於較低的功率電平，為此目的，一般都通過分檔開關在馬達的電流通路上串聯不同大小的電阻，以此達到降低馬達電壓，從而改變轉速的目的。但是，由於降落在電阻上的電壓引起功率損失，就是說轉變為熱，在許多情況下還要散熱，所以這種方法是非常不經濟的。
德國專利DE 42 22 431 A1公開了一種分級繞組切換系統，用於單相馬達，其中可以藉助於多個三端雙向可控矽開關器件或閘流管，在多個輔助繞組之間切換，以改變轉速。但是，這樣的繞組切換很複雜，因為繞組的起端和繞組的末端都必須引出到外面，以便連接它們。另外，每一個切換級都必須設置單獨的切換元件(三端雙向可控矽開關器件、閘流管)。
DD 94 666公開了上述一般類型的系統。該文獻專門描述了一種調整無刷感應馬達，特別是異步鼠籠轉子式馬達轉速的方法。在這種情況下，把兩個背靠背連接的閘流管形式的開關器件連接在馬達的上遊，或馬達繞組的上遊，用控制裝置驅動它們，分別使電源電壓的整個半周或整個周期斷開或接通(直通)。這可以改變馬達電壓的頻率。但是，已經發現，這樣操作的結果是效率相對較差。
民主德國專利DD 216 586和德國專利DE 28 42 391 A1都公開了類似的方法，儘管它們專門涉及三相或多相馬達的應用。但在這種情況下，在所有情況下也都把作為馬達電壓的電源電壓的整個周期斷開或直通。
德國專利DE 38 30 196 A1公開了一種利用相位選通控制器作為變頻器的方法。在這種情況下，也是在所有情況下都總是通過預設一個相應地大而不變(恆定)的選通角把電源電壓的整個周期斷開。因而在傳統意義上這實際上並非相位選通控制器，因為各個周期總是或者完全直通，或者完全通不過，實際上從來沒有僅僅部分選通。在斷開和直通的半周之間周期地改變，結果得到其基頻是要求的、希望的頻率的電壓分布曲線。
另一方面，德國專利DE 34 27 479 A1現已公開了一種鼠籠轉子式馬達用的每相有兩個(可以平行地但相反地控制的)電流通路的三相控制器電壓半周的選通控制方法。在這種情況下，為了使三相馬達運行在分級工作轉速下，以這樣一種方法以不同的模式選通正半周和/或負半周，以便獲得一種不同於電源頻率的頻率，從而以適當的方法改變轉速。但是，該方法只涉及三相馬達，而不涉及單相交流馬達，諸如電容馬達或罩極馬達。
所有這些已知的控制系統都有一個效率較差的主要缺點，在某些情況下還出現幹擾性噪聲。

發明內容
本發明的目的是提供這種一般類型的控制系統，藉此實現最優的、低噪聲馬達運轉，尤其是在一個寬闊的轉速調整範圍內具有改進了的效率和改進了的轉矩特性，而且最好是在很大程度上不依賴於負載。在這種情況下，還希望能夠實現一種利用技術上簡單而成本低的的裝置的控制方法。
按照本發明，提供了一種用來控制交流馬達(尤其是電容馬達或罩極馬達)的轉速的系統，其中，連接在該馬達之前的可控電子開關器件由一個控制裝置激勵，使得正弦輸入交流電壓用來產生馬達交流電壓，所述馬達交流電壓可以被改變以便改變轉速，其中，以這樣一種方法沒計控制裝置，即，可以通過相位選通來改變所述馬達交流電壓的基頻和/或振幅，所述控制裝置使所述輸入正弦交流電壓的特定半周或整個周期完全截止，以便形成電壓隙；其特徵在於，未被截止的半周在相位選通過程中具有不同的、周期性重現的觸發角；對於電壓隙之後的各半周，第一半周的相位選通角大於隨後的第二半周或隨後的各半周的相位選通角，精確地說，是採用這樣一種方法，即，以這種方法產生的從馬達交流電壓得到的馬達電流具有相對於零線基本上對稱的分布。
其中，所述控制裝置隨著藉助過零點檢測裝置檢測到的所述輸入的交流電壓的過零點的變化而激勵所述開關器件。
其中，所述系統用於控制電容馬達，所述電容馬達具有主繞組和與所述主繞組並聯並與電容串聯的輔助繞組，所述主繞組和所述輔助繞組由所述控制裝置一起激勵。
其中，所述系統用於控制電容馬達，所述電容馬達具有主繞組和與所述主繞組並聯並與電容串聯的輔助繞組，所述主繞組和所述輔助繞組藉助於單獨的功率開關由所述控制裝置激勵。
所述電子開關器件作為所述功率開關具有至少一個三端雙向可控矽開關器件或閘流管，後者連接在所述馬達電路中並且其柵極通過控制線由控制裝置以可變的觸發角模式激勵。
在所述控制裝置和所述開關器件之間可以連接驅動電路。
所述控制裝置可以是微處理器、微控制器、數位訊號處理器或專用集成電路。
所述控制裝置具有存儲裝置，用來以表格形式儲存不同工作點用的各種觸發角模式。
所述系統可以包括至少一個關於轉速和/或功率和/或溫度和/或空氣量和/或空氣壓力和/或空氣速度和/或空氣溼度和/或振動或顫動的傳感器，在這種情況下，所述控制裝置在操作過程中通過評估所述傳感器信號而修改所述觸發角模式。
其中，藉助於適當地選擇觸發角模式可以改變所述馬達的旋轉方向。
其中所述電子開關器件是由交流電源控制器構成的。其中所述電子控制裝置預設所述交流電源控制器的所述脈寬調製率，或者直接地控制所述功率開關的切換狀態。所述控制裝置在利用可變基頻的控制方式和純滑差控制之間變化。
按照本發明，這樣就可以利用輸入的交流電壓(一般來自電源電壓)來產生實際上任意要求個數的具有不同基頻和/或波形的馬達交流電壓，從而有可能做到使馬達運轉總是最優的、尤其是具有良好效率和高的啟動轉矩。
用眾所周知的方法，通過用控制裝置斷開正弦輸入交流電壓的特定半周或整個周期，以便形成電壓隙，並令其它特定周期直通，即可改變基頻。按照本發明，與此結合，可以用多個相同的、但尤其是不同的「不對稱」相位選通角(觸發角)，對依次出現的電壓半周進行相位選通。這是動態相位選通控制。在一種特別有利的改進中，例如對於25赫基頻，在這種情況下本發明規定，在跟在電壓隙之後的全周期的情況下，第一半周的相位選通角大於隨後的第二半周的相位選通角，精確地說，尤其是以這樣一種比率，使得這樣產生的馬達交流電壓造成的馬達電流具有對零線基本上對稱的分布曲線。按照本發明的這一措施是基於對這一點的了解，即在已知方法的情況下，其中在所有情況下整個周期都截止，並以此形成電壓隙，電壓隙之後，精確地說，由於此時馬達繞組中尚無反電動勢的這一事實，出現的周期最初導致相對較陡的電流上升。但此後，因為磁通量造成的電動勢上升，電流減小，於是造成對零線不對稱的電流曲線；然後，該電流具有直流成分，因為它偏離了零線，隨後它還會導致很差的效率。這馬達電流的不對稱性有利地補償按照本發明的動態相位選通控制，使得可以達到對零線對稱的馬達電流分布曲線，並且沒有直流成分。這樣，效率得到改進，能量消耗減到最低。
現將參考附圖更詳細地描述本發明以及其技術背景。



圖1表示按照先有技術的已知的相位選通控制系統的電壓、電流和功率分布曲線的定時圖；圖2表示這種已知的控制系統的馬達特性曲線圖；圖3表示也是已知的、但在所有情況下都是整個周期斷開而沒有相位選通的控制系統的與圖1類似的定時圖；圖4表示關於按照本發明的控制系統第一實施例的與圖1和圖3類似的定時圖；圖5表示按照本發明的控制系統的第一電路變型的方框圖；
圖6表示關於按照本發明的控制系統的最佳實施例的與圖4類似的定時圖；圖7表示針對按照本發明的控制系統的類似於圖2的馬達特性曲線圖；圖8表示按照本發明的控制系統的第二電路變型的方框圖；圖9表示關於圖8所示的第二電路變型的電壓和電流的波形；圖10表示圖8所示電路的一簇實測轉矩特性曲線，與直接用無任何控制系統的電源運轉的馬達的轉矩特性曲線對比；圖11表示第三電路變型，作為圖5和8的替代方案的方框圖；以及圖12表示關於圖11所示實施例的示意圖。
具體實施方式
在各圖中相同的部件總是用相同的參考符號標示，因而在所有情況下一般都只描述一次。
按照圖5，可控電子開關器件2連接在交流馬達M的上遊。開關器件2最好由電子功率開關，尤其是三端雙向可控矽開關器件或閘流管構成，在這種情況下，在控制裝置4和功率開關之間還可以設置額外的驅動級。在這種情況下，馬達M採取電容馬達的形式，它具有主繞組AW和與該主繞組並聯的由輔助繞組HW和電容形成的串聯電路。馬達M也可以採取罩極馬達的形式，在這種情況下，沒有輔助繞組HW或電容C。開關器件2由控制裝置4激勵，以便從輸入的正弦交流電壓(電源電壓)UN產生為改變轉速而能夠改變的馬達交流電壓UM。
在較詳細地描述本發明之前，先參照圖1至3解釋已知的方法。
在一種已知的相位選通控制系統中(見與此有關的圖1)，與馬達串聯的開關元件(三端雙向可控矽開關器件或閘流管)經過延遲後導通，就是說，只在輸入的交流電壓UN正常過零之後的特定相位或觸發角的情況下導通。馬達交流電壓UM的振幅可以利用這種觸發延遲，通過改變觸發角來控制。例如，圖1表示觸發角＝117°的情況。因為電容馬達一般都以高的cos運轉，所以在採用相位選通時其表現類似於電阻負載。這意味著開關元件在電壓過零點附近自己斷開，而且在下一個觸發脈衝出現之前不會導通。取決於觸發角的變化的馬達電壓振幅的變化導致馬達轉速的相應變化。採用這種類型的控制系統時，馬達的同步頻率仍舊未變；結果得出一種所謂滑差轉速控制系統，但與之相聯繫的是功率損耗增大。於是馬達輸出功率減小，因為一部分氣隙功率轉變為轉子中的熱。滑差轉速控制並不改變空轉轉速，但轉矩/轉速特性隨著觸發角進一步增大產生更為平緩的特性。
圖2表示從不同的觸發角得到的相關的馬達特性曲線。正如從圖中可以看到的，在假定的例子中，在從第一負載特性L1變為第二負載特性L2，假定的工作點從A1變為A2時，轉速發生相當大的變化Δn，就是說變化約170rpm(轉/分)。於是，轉速範圍嚴重地依賴於負載特性。但是，這樣的控制系統不僅改變馬達的電流振幅，而且還產生諧波。在這種情況下，絕大多數由150赫的三次諧波形成。該諧波引起額外的損耗，從而使效率惡化。另外，它們增大轉矩紋波和噪聲電平。
圖3表示另一個已知控制系統的工作方法，在這種情況下，在所有情況下輸入的交流電壓UN的整個周期截止或導通。用這樣的方法截去半周或整個周期，改變馬達的基頻；其運行方式類似於變頻器的運行方式。在圖3舉例說明的例子中，並在給定的50赫電源頻率下，這會形成25赫的頻率，馬達以此頻率運行。於是，由此得出的馬達電流IM不再是正弦。如圖3清楚表明的，兩個電流半周是高度不對稱的。已經發現，其原因是在兩個截止半周期間磁通量減小，因此第一截止半周期間反電動勢比隨後的第二半周期間的小得多。這導致第一電壓半周的電流變得較大。這種不對稱性在馬達電流中引起直流分量(零點偏移)，這一方面使馬達制動，另一方面，由於繞組中額外的損耗，還在交流電源上引起負載。這種已知的控制原理的另一個缺點是這種電壓波形會使馬達飽和，使效率顯著降低。結果，在此工作點上馬達的功率消耗遠遠大於傳統相位選通控制。
現如圖4所示，按照本發明的控制系統適合於提供這兩種已知方法的組合。這意味著，一方面通過控制裝置4令輸入的正弦交流電壓UN的一些特定周期截止，以便形成電壓隙L，並令另一些特定周期導通，即可改變基頻。另一方面，還可以以特定的相位選通角對餘下的依次出現的正的和負的電壓半周進行相位選通。
圖5中所示的控制系統的最精煉部分，如圖6所示，造成在不同的相位選通角1和2下選通的電壓隙L之後全周期的兩個半周。具體地說，第一半周用的相位選通角1大於隨後的第二半周用的相位選通角2，更精確地說，尤其是用這種方法產生的馬達交流電壓UM造成的馬達電流IM具有對零線基本上對稱的曲線。
為此目的，如圖5所示，第一電路變型設置控制裝置4，用以使開關器件2隨著過零檢測裝置6所檢測的輸入交流電壓UN的過零點而動作。為此目的，過零檢測裝置6連接到輸入的交流電壓UN，並以這樣一種方法設計，即無論何時電壓過零，都通過信號線8向控制裝置4發送控制脈衝。在這種情況下控制裝置4可以以這樣的方法預設特定相位或觸發角模式，使得電子開關器件2不僅用以通過截止特定周期來產生電壓隙L，而且選通每一個餘下的周期。通過為其預設角度＝180°而使半周整個地截止。
在這種情況下，如圖6所示，最好能夠動態地改變觸發角模式。基於降至，例如，25赫(通過令每隔一個全周期截止)的基頻，餘下的正和負半周分別以不同方式選通。在這種情況下，基本因素是，各個第一半周的觸發角大於隨後的第二半周的觸發角。正如從圖6a中所示的例子可以明白的，這樣做的意義如下用號碼1至10標示輸入的交流電壓UN的半周。第一半周在觸發角1，例如，113°觸發，而第二半周在較小的觸發角2，例如，79°觸發。現在後跟兩個由開關器件2令其截止而不觸發的半周。這是用假想的觸發角2×180°來達到的。關於電壓隙L之後的相應的第一半周的觸發角的增大(按照本發明)導致馬達電流IM的對稱的半周。如上所述，由於在電壓隙過程中磁通量減小，所以，第一導通半周過程中反電動勢小得多，因而導致形成較大的馬達電流。最初較大的觸發角1造成這個電流流通角過程中電流減小。通過適當地修改正負半周的觸發角比率，可以實現至少大致對稱的馬達電流和功率消耗。
按照本發明的控制系統也改變同步轉速。這樣，按照等式n＝f/p，對於其極對數為p＝2的四極馬達，在25赫基頻下的理論同步轉速為750rpm。
圖7的示意圖表示10赫和50赫之間不同基頻的轉矩波形。正如由圖可以看出的，這會產生不同的同步轉速。某些基頻，例如30赫和40赫，用先有技術已知的方法根本無法得到。利用按照本發明的系統，利用下列相位或觸發角模式0°，45°，90°，135°，180°，180°，180°，180°，45°，45°即可得到40赫的基頻。然後周期性地重複這個觸發角模式。正如上面已經指出的，在這種情況下180°角意味著開關器件2由控制裝置1控制在這整個相位角中根本不導通。現若考慮圖7中曲線簇所示的基頻25赫的馬達在負載特性L1上出現的工作點A1，當負載特性從L1變到L2時，工作點A1移動到新的工作點A2。可以看到，馬達轉速變化非常輕微，這是很有益的。因此，可以說轉速調整範圍實際上並不依賴於負載特性。
按照本發明的觸發系統的另一個優點是啟動轉矩明顯改進，對於同一功率消耗，實際上可以達到傳統相位選通控制系統啟動轉矩的兩倍。但若適當選擇觸發角的模式，則對相同的啟動轉矩還可能實現能耗相當大的降低。
正如上面就利用相位選通的傳統轉速控制系統已經指出的，在主繞組和輔助繞組中出現諧波，而且絕大部分由150赫的三次諧波形成。按照本發明的控制系統產生不同的電流譜。這樣，例如，工作在25赫工作頻率上的控制電路基本上產生25赫、50赫和75赫的分量。結合機械系統，不同譜線可以產生聲學噪聲，通過適當選擇特定的觸發角模式可以將其減到最小。這個優化噪聲的額外能力的結果，可以避免傳統相位選通控制系統常見的100赫的哼聲。
亦如由圖5可以看出的，在這種示範性實施例中的電子開關器件2由三端雙向可控矽開關器件10組成，它連接在馬達的上遊，並與馬達串聯，其柵極G由來自控制裝置4，尤其是微控制器或專用集成電路(ASIC)的控制線12觸發。按照圖5，在這種情況下，設想通過共用的三端雙向可控矽開關器件10聯合激勵主繞組AW和輔助繞組HW。
在圖8所示的第二電路變型中，開關器件2含有兩個單獨的功率開關，最好是三端雙向可控矽開關器件10a和10b，其柵極G1和G2由控制裝置4通過控制線12a和12b單獨觸發。還可以在控制裝置4和功率開關之間設置額外的驅動級。這種觸發還作為輸入的交流電壓UN過零點的函數而進行。儘管在圖5所示的第一電路變型的情況下，主繞組和輔助繞組中的電流在所有情況下都同時增大，使觸發後的短時間內主繞組和輔助繞組之間沒有相移，現在這兩個繞組在圖8所示的電路的情況下是單獨激勵的。輔助繞組中的電流較早開始，而且再次產生磁通，後者在電壓隙中隨著轉子時間常數的變化而減小，使得主繞組中的電流也可以立即產生轉矩。另一個優點是主繞組和輔助繞組中的電流振幅可以彼此獨立地設定。這些效果導致效率的進一步改善。例如，對於這樣一種電路，也可能利用觸發角模式，後者產生25赫基頻，並以輔助繞組的觸發角1和2，180°，180°和主繞組的激勵角，180°，3，4，180°(1至2可變)工作。
舉例來說，圖9表示特定的觸發模式。在這種情況下，輔助繞組以數值1＝92°，2＝99°，180°，180°，而主繞組用180°，3＝88°，4＝99°，180°觸發。在這個特定的例子中，圖9a表示輸入的交流電壓UN，圖9b表示主繞組上的電壓UAW，而圖9d表示輔助繞組上的電壓UHW。圖9c和9e表示流過主繞組的相關電流IAW和流過輔助繞組的電流IHW。正如從圖9c和9e中可以看到的，輔助繞組首先從時間t1，圖9a輸入交流電壓UN的過零點，以觸發角1導通，使得電流IHW可以流過輔助繞組。此時主繞組尚未導通。在時間t2輸入交流電壓的下一個過零點，現在電流以觸發角3流過主繞組，而以觸發角2流過輔助繞組。在時間t3，就是說輸入交流電壓的下一個過零點，主繞組再次以觸發角4導通，而輔助繞組不觸發。在時間t4下一個電壓過零點，兩個三端雙向可控矽開關器件均不觸發，使得流過主繞組和輔助繞組的電流截止。然後從時間t5開始重複所描述的觸發模式。圖9f所示的馬達電流IM是繞組電流IAW和IHW求和的結果。
這樣，主繞組和輔助繞組中的電流就可以通過改變觸發角模式來分別單獨設置，從而使得預先不僅影響轉矩特性，而且影響馬達的功率消耗成為可能。保持輔助繞組中電流的振幅較大和為輔助繞組電流達到較為有利的相位角的能力也導致高得多的效率。
圖10表示直接用電源運轉、而且沒有控制系統的馬達的轉速/轉矩特性A，與按照本發明藉助於主繞組和輔助繞組單獨激勵運轉的馬達的相應特性B進行比較。按照本發明，設置這樣的觸發模式，亦即，例如，馬達基頻為162/3赫。例如，發現主繞組AW觸發角0°，180°，180°，而輔助繞組HW觸發角180°，180°，97°的觸發模式對效率和轉矩響應特別有利。如圖10特性曲線簇B所示，在這種情況下可以通過改變主繞組的第一觸發角來改變轉矩振幅和/或轉矩曲線，在這種情況下觸發角的改變影響馬達電壓的振幅。令主繞組和輔助繞組單獨導通，但按照本發明，使得它們彼此匹配，用這個實施例，也可以導致馬達啟動轉矩的顯著改善，在這種情況下，甚至達到實際上相當傳統相位選通控制數值的兩倍的數值。另外，不用任何外加硬體，就是說，只通過改變觸發角模式，即可改變轉速方向。在這種情況下，發現主繞組觸發角30°，180°，180°，而輔助繞組觸發角180°，120°，180°特別有利。
除了上述優點之外，還可以用圖8的變型有利地影響馬達產生的聲學噪聲。實際上，若發現由相應的馬達驅動的裝置受刺激而振動或顫動，則通過改變觸發角模式，即可改變馬達的電流，從而即使不能消除幹擾性振動或顫動，也能將其減小。
對於圖5和圖8兩種版本，最簡單和最經濟的選擇方案是用經驗方法確定最優觸發角，更精確地說，以便優化效率和/或啟動轉矩和/或振動或顫動和/或噪聲響應和/或轉矩/轉速特性。用這樣的方法確定的結果可以用表格的形式儲存在控制裝置4的存儲裝置中。然後以周期性循環的方式給開關器件2預設所儲存的觸發模式。但若控制裝置4是由計算能力足夠高的微控制器或數位訊號處理器(DSP)構成的，則馬達的優化甚至還可以在在線操作的過程中進行。為此目的，來自適當的傳感器，諸如轉速、電流、功率、溫度、氣流速率、氣壓、空氣速度、空氣溼度和/或振動或顫動傳感器的輸出信號由控制裝置4評估，並被考慮在觸發角的選擇中。
至於圖11所示的第三電路變型，在這種情況下電子開關器件2由脈寬調製交流電源控制器構成，後者是以這樣的方式設計和驅動的，即基本上「模仿」圖5和/或8所示電路的操作方法，以便以類似的方法優化效率和/或轉矩和/或轉矩/轉速特性。這樣的交流電源控制器的內部結構是眾所周知的，因此在圖11中不再詳細示出。
在這樣一種交流電源控制器，亦稱交流斬波器(例如，見德國專利DE44 28 682 C2)的情況下，馬達電壓的振幅可以無限可變的方式改變，因為在這種情況下採用可以斷開的功率開關，例如可以主動地截斷電流的與三端雙向可控矽開關器件和閘流管大不相同的雙極電晶體、MOSFET(金屬氧化物半導體場效應電晶體)、IGBT(絕緣柵雙極電晶體)等。在這種情況下，功率開關一般是以18至20千赫的時鐘頻率，就是說，超出人耳聽力範圍的頻率工作的。
在交流電源控制器的情況下，以相當於電源頻率，就是說一般為50赫或60赫的基頻產生相當接近於正弦的馬達電流，產生的諧波比傳統的相位選通控制系統少得多。儘管從聲學噪聲的角度看這是有利的，但有功率損耗大的缺點，因為像傳統的相位選通控制系統一樣，轉速調整起純的滑差控制的作用。這往往導致發熱問題，效率差，而且空氣溫升嚴重，這在，例如，熱交換器的情況下尤為突出，還會降低整套設備的效率。
測量表明，與圖5和8舉例說明的解決方案相比，交流電源控制器的功率消耗在某些情況下會增大60％以上。因此，圖11所舉例說明的解決方案有一個目的是以這樣的方式驅動交流電源控制器，即，實現相當於圖5和8的高效率。
按照本發明，這種交流電源控制器由具有可變脈寬調製率的控制裝置4以這樣一種方式激勵，即，由於類似於圖5和8所示的配置，可以產生相應的馬達電壓UM分布曲線。例如，若想使輸入電壓的整個半周或全周期截止，則每半周對應180°相位角(見圖12)，這會造成0％的PWM(脈寬調製)率。100％的PWM率意味著輸入電壓整個對應角度都導通。因而，在實踐中通過預置在可變相位或觸發角範圍內的0％PWM，後跟100％的PWM，即可進行「相位選通」。
在這種情況下，控制裝置4利用檢測裝置6檢測的過零點，為交流電源控制器提供控制信號。
圖12a和b表示主繞組和輔助繞組上的電壓如何受PWM控制系統影響。在功率開關準備導通的時間t1，t3，t5預設100％的PWM信號，使得馬達接收整個輸入交流電壓UN。在時間t2，t4在0％PWM下，馬達電壓通過續流電路而短路，使馬達電壓為零。為了更好地模擬圖5和8所示的上述電路變型的關係，也可以預設略高於與電動勢對應的PWM率來代替0％PWM。
利用圖12b所舉例說明的示範性實施例得到25赫的基頻。但是，通過對PWM信號的適當調製，其結果將會導致工作點的優化，也可以產生其它基頻(例如，162/3赫，30赫，40赫等)。這使效率、啟動轉矩和/或轉矩/轉速特性都得到進一步改善。
另外，可以在建議的控制方式和使用恆定PWM率的傳統控制之間切換。於是，也可以達到上列各項改善或以恆定的PWM率和大致呈正弦形的電流達到低噪聲操作。例如，在晚上或低轉速工作點下低噪聲操作可能是有用的。在利用相對較高的轉速的風扇應用的情況下，流動噪聲一般都比馬達噪聲明顯。於是，在這工作點下，利用所建議的控制系統來，例如，把功率消耗減到最小是有意義的。
但是，本發明並不限於採用0％或100％PWM數值的控制或三端雙向可控矽器件電路的模擬，而在事實上，它代表交流電源控制器作為變頻器使用的一般解決方案。為了改變基頻，不論PWM信號還是，直接地，交流電源控制器中功率開關導通和截止的時間都以周期循環的方法來控制。用這個方法可以達到的自由度可以用來優化效率和啟動轉矩，減小聲學噪聲和/或改進EMC特性。
本發明並不限於所舉例說明的和所描述的示例性實施例，而是覆蓋對本發明的目的具有等效作用的所有配置。
權利要求
1.一種用來控制交流馬達轉速的系統，其中，連接在該馬達(M)之前的可控電子開關器件(2)由一個控制裝置(4)激勵，使得正弦輸入交流電壓(UN)用來產生馬達交流電壓(UM)，所述馬達交流電壓可以被改變以便改變轉速，其中，以這樣一種方法設計控制裝置(4)，即，可以通過相位選通來改變所述馬達交流電壓(UM)的基頻和/或振幅，所述控制裝置(4)使所述輸入正弦交流電壓(UN)的特定半周或整個周期完全截止，以便形成電壓隙(L)；其特徵在於，未被截止的半周在相位選通過程中具有不同的、周期性重現的觸發角；對於電壓隙(L)之後的各半周，第一半周的相位選通角(1)大於隨後的第二半周或隨後的各半周的相位選通角(2)，精確地說，是採用這樣一種方法，即，以這種方法產生的從馬達交流電壓(UM)得到的馬達電流(IM)具有相對於零線基本上對稱的分布。
2.權利要求
1的系統，其特徵在於所述控制裝置(4)隨著藉助過零點檢測裝置(6)檢測到的所述輸入的交流電壓(UN)的過零點的變化而激勵所述開關器件(2)。
3.權利要求
1或2的系統，所述系統用於控制電容馬達，所述電容馬達具有主繞組(AW)和與所述主繞組並聯並與電容(C)串聯的輔助繞組(HW)，所述主繞組(AW)和所述輔助繞組(HW)由所述控制裝置(4)一起激勵。
4.權利要求
1或2系統，所述系統用於控制電容馬達，所述電容馬達具有主繞組(AW)和與所述主繞組並聯並與電容(C)串聯的輔助繞組(HW)，所述主繞組(AW)和所述輔助繞組(HW)藉助於單獨的功率開關由所述控制裝置(4)激勵。
5.權利要求
1或2的系統，其特徵在於所述電子開關器件(2)作為所述功率開關具有至少一個三端雙向可控矽開關器件或閘流管(10；10a，10b)，後者連接在所述馬達電路中並且其柵極(G；G1，G2)通過控制線(12)由控制裝置(4)以可變的觸發角模式激勵。
6.權利要求
1或2的系統，其特徵在於在所述控制裝置(4)和所述開關器件(2)之間連接驅動電路。
7.權利要求
1或2的系統，其特徵在於所述控制裝置(4)是微處理器、微控制器、數位訊號處理器或專用集成電路。
8.權利要求
1或2的系統，其特徵在於所述控制裝置(4)具有存儲裝置，用來以表格形式儲存不同工作點用的各種觸發角模式。
9.權利要求
1或2的系統，其特徵在於它包括至少一個關於轉速和/或功率和/或溫度和/或空氣量和/或空氣壓力和/或空氣速度和/或空氣溼度和/或振動或顫動的傳感器，在這種情況下，所述控制裝置(4)在操作過程中通過評估所述傳感器信號而修改所述觸發角模式。
10.權利要求
1或2的系統，其特徵在於藉助於適當地選擇觸發角模式可以改變所述馬達的旋轉方向。
11.權利要求
1或2的系統，其特徵在於所述電子開關器件(2)是由交流電源控制器構成的。
12.權利要求
11的系統，其特徵在於所述電子控制裝置(4)預設所述交流電源控制器的所述脈寬調製率，或者直接地控制所述功率開關的切換狀態。
13.權利要求
11或12的系統，其特徵在於所述控制裝置(4)在利用可變基頻的控制方式和純滑差控制之間變化。
專利摘要
本發明涉及一種控制交流馬達、尤其是電容馬達或罩極馬達轉速的系統。在這種情況下，連接在馬達(M)上遊的可控電子開關器件(2)由控制裝置(4)激勵，使得正弦輸入的交流電壓(U
文檔編號H02P25/02GKCN1248405SQ99120716
公開日2006年3月29日 申請日期1999年9月21日
發明者A·萊爾克斯, J·克羅特希 申請人:埃布姆-派斯特穆爾芬根股份有限兩合公司導出引文BiBTeX, EndNote, RefMan