用於都卜勒雷達應用的混頻器結構的製作方法

2023-06-15 01:23:51 4

專利名稱：用於都卜勒雷達應用的混頻器結構的製作方法
技術領域：
本發明涉及根據權利要求l的前序部分的用於都卜勒雷達應用的混頻器 結構。
現有的混頻器結構具有用於來自電子振蕩器的輸出信號的振蕩器輸入 埠。此外，還提供了用於來自接收裝置的輸出信號的射頻輸入埠和用於 在混頻器結構和兩個混頻器支路中產生的總輸出信號的輸出埠，其中每個 混頻器支路都帶有二極體。混頻器支路連接到振蕩器輸入埠和射頻輸入端 口 ，以使得在這些混頻器支路中產生的並對應于振蕩器信號和射頻信號之間 的都卜勒偏移的中頻信號被處理到總輸出信號中。
另外，本發明涉及根據權利要求9的前序部分的都卜勒雷達傳感器，該
傳感器具有至少一個混頻器結構。
除此之外，本發明涉及用於自動門的都卜勒雷達傳感器。
背景技術：
上述混頻器結構用於低消耗(cost)微波平面收發信機。混頻器結構可
被用於不同的傳感器，特別是被用來提供都卜勒信號，其中通過將來自微波 主振蕩器的本地振蕩器信號與從目標返回的接收信號進行混合來輸出所述 都卜勒信號，所述接收信號在起接收裝置作用的天線處被接收。
在現有技術的混頻器結構中，目標是將射頻埠 (通常被稱作RF埠) 的輸入向下轉換到中頻埠 (通常被稱作IF埠)的輸出。這通過在本地 振蕩器埠 (通常被稱作LO埠)處將射頻與輸入頻率進行混合而實現， 並獲得其差值以作為所述中頻。由於所有這些頻率都是射頻，混頻器的設計
中將混頻器結構的三個埠匹配到相對較低的特徵阻抗，比如50歐姆或75歐姆。現有技術的混頻器結構通過使用諸如二極體或電晶體的有源設備而具 有非線性。現有的混頻器結構，諸如在史蒂芬，A，馬斯所著的《微波混頻器》(Artech House出版公司出版，國際標準書號為ISBN 0-890006-171-8) 或大衛'波軋所著的《微波工程》(Wiley出版公司出版，ISBN 0-471-17096-8)中，使用了不止一個二極體，這主要是用於使所述混頻器結構相對於LO、 RF或IF埠進行平衡。這種平衡技術能夠帶來好處，諸如能夠抑制LO幅 度噪聲，實現埠隔離和寄生抑制。在現有技術的單平衡混頻器結構中，二極體在IF埠處反向設置 (mount)且互相併聯。在這種結構中，LO信號在兩個二極體上都產生等量 幅度噪聲。該信號同相且與LO埠和各個二極體之間的電長度不相關。二 極管提供相反的整流噪聲，該整流噪聲在IF埠處利用兩個二極體信號之 和而被消除。這種結構中的混頻器二極體的固有RF阻抗相當小，這對於多 普勒雷達應用來說並不理想。對於低消耗都卜勒傳感器應用來講，對混頻器結構的約束可以大不相 同。當都卜勒傳感器相對於目標進行移動時，會在混頻器結構的輸出端觀察 到交流(AC)整流信號。該信號的幅度將取決於接收天線(RX)信號，並 且它的頻率將嚴格地按下列等式與目標速度成正比FDoppler = 2 FCarrier V/C 等式1其中c是光速，v是目標的速度，F^^是雷達的載波頻率。由於都卜勒信號通常是極低頻信號，所以用於對IF信號進行放大的放 大器通常是音頻(AF)放大器而不是射頻放大器。通常使用簡單低消耗可操 作放大器。AF放大器具有與射頻放大器的經典50歐姆輸入阻抗相比要大很 多的輸入阻抗。具有低IF輸出阻抗的混頻器結構會導致信號的損失。這是 由於可操作放大器和混頻器結構之間匹配不佳造成的。如果能夠在混頻器結構的輸出端實現較高的信號幅度，則將會導致需要較小的增益，降低設備的 消耗。在現有技術的都卜勒傳感器中，二極體需要被很好的匹配，以確保完全消除(cancellation)。其中沒有調整的可能性。由於二極體接入直流(DC), 二極體間的電流使它們具有固有低射頻阻抗。該阻抗很難被確定，同樣二極 管匹配過程也很難被確定。WO 94/11755公開了都卜勒傳感器，特別的用於對帶有頻率發生器以及 傳輸和接收單元的車輛進行速度測量。傳輸和接收單元通過波導連接到頻率 發生器。兩個二極體起混頻器的作用，其以1/8波長為間隔在波導中接收信 號，從而當這些信號被非線性疊加時，在二極體的輸出端將獲得相位偏移為 90°的信號。通過在微分器中進行微分可以從二極體的輸出中獲得充分低噪 聲信號。低噪聲信號包含由頻率發生器生成的頻率與被反射並接收的信號的 都卜勒偏移頻率之間的差值，以作為中頻。根據所述中頻，可以在評估單元 中確定將被測量的相對速度的量。因此，本發明的目標是對混頻器結構的總輸出信號的幅度進行優化。 這同本發明的其它目標一樣基本上通過權利要求1的特徵部分與權利要 求1的前序部分相結合來完成。發明內容根據本發明，每個混頻器支路包括整流電路，該整流電路具有二極體、 與二極體並聯的負載電阻、與二極體並聯的去耦電容、與二極體串聯的串聯 電阻和串聯電容。根據本發明，可通過對兩個整流支路輸出端進行連接而將整流支路的兩 個中頻信號輸出合併到交流中，以優化用於都卜勒雷達應用的可用中頻信號 的幅度。電容移除由振蕩器產生的直流電壓。從而起整流器作用的支路可被單獨的設計和優化以實現最優效果。因此，分支上的測量變得更加簡單並且 更加可重複。該設計更加靈活，能夠使用若干不同的二極體。特別地，支路的阻抗和輸入信號線的阻抗的匹配可以被輕易地實施和優 化。支路給出更高的中頻電壓，這是因為它們能夠通過更高的負載阻抗而被 優化。在優選的實施方式中，二極體可以以相反的方向被設置。從而被一個二 極管整流的本地振蕩器信號噪聲被其餘的二極體中的一個所消除，與此同時 中頻信號同相併被求和。這就提供了很好的振蕩器幅度噪聲抑制。優選地，每個混頻器支路能夠包括用來對整流器電路的輸入阻抗和射頻 輸入埠線的阻抗進行匹配的匹配電路。進而，可以通過這樣的匹配網絡來 實現電壓設置。由此中頻信號被優化。在另一個極其有益的實施方式中，混頻器支路通過180。或90°混合耦 合器(特別是180。環形波導耦合器或90。支線耦合器)連接到振蕩器輸入 埠和射頻輸入埠。通過混合型耦合器，單個平衡混頻器能夠被容易地實 現，從而提高混頻器對于振蕩器輸入埠、射頻輸入埠和輸出信號埠的 平衡。該平衡技術能夠帶來好處，比如振蕩器信號幅度噪聲抑制、埠隔離 和寄生振蕩抑制。此外，混頻器支路能夠容易地通過可操作放大器與輸出埠進行連接， 從而中頻信號相加以生成總輸出信號。從而，可操作放大器將累加中頻信號 並消除振蕩器幅度調製(AM)噪聲信號。通過調整對可操作放大器進行饋 電的串聯電阻，能夠實現優化振蕩器噪聲消除，即使使用的是非匹配二極體 也是如此。通過獨創性(inventive)的容性AC (交流)，能夠實現對所述信 號的耦合，並將所述信號添加到可操作放大器中，而並不改變各個二極體的 兩種不同DC極化，因此也不改變它們的RF輸入阻抗。這種有益的都卜勒雷達傳感器包括至少一個獨創性的混頻器結構，其插入在都卜勒傳感器的振蕩器和與接收和傳輸裝置之間。根據本發明，單個接收和傳輸裝置(特別的，天線)可被用於發射和接收兩者。混頻器結構與振蕩器與接收和傳輸裝置之間的主線進行耦合，以使得該混頻器裝置由來自振蕩器的本地振蕩器功率和來自所述接收和傳輸裝置的射頻信號進行饋電，同時還允許所述振蕩器功率的一部分被發送到所述接收和傳輸裝置。這樣，可以實現優化的低消耗都卜勒雷達傳感器。
在優選的實施方式中，混頻器結構可以包括3dB耦合器，用於獲得混頻器結構所需要的振蕩器信號和射頻信號，同時允許所述振蕩器信號功率的一半到達所述接收和傳輸裝置，並進一步被發射。這樣的耦合器可靠而便宜。
在目標是逐漸接近傳感器或是慢慢地遠離傳感器的情況下，有時期望能確定目標相對於所述都卜勒雷達傳感器所做的移動的方向。為了實現這樣的功能，改進的都卜勒傳感器能夠具有兩個混頻器結構，這兩個混頻器結構可被插入到振蕩器與接收和傳輸裝置之間，其中這兩個混頻器結構位於兩個並聯臂上，使得他們的3dB耦合器相對於彼此以信號波的波長的1/8進行偏移。這種雙混頻器結構提供了兩個信道。對這兩個信道的處理將會給出移動的方向。
現有的都卜勒雷達傳感器具有至少一個混頻器結構，其具有傳輸線部件(section),該傳輸線部件插入于振蕩器與接收和傳輸裝置之間，並且，可通過所述傳輸線部件在不同的點連接到混頻器二極體，以採集信號波。
根據本發明的都卜勒雷達傳感器，傳輸線部件的長度是信號波的半波長的倍數，傳輸線部件與來自振蕩器和所述接收和傳輸裝置的線具有不同的特徵阻抗，並且傳輸線部件的阻抗被調整以對所述接收和傳輸裝置與所述混頻器結構之間的振蕩器信號比進行調整。這樣的傳輸線部件是直通的(straightforward)且由於該傳輸線部件是被插入的，它對振蕩器和所述接收和傳輸裝置之間的沿線上的駐波比不會產生影響。更有益的是，支路中的兩個二極體以相反的方向被設置，並以沿傳輸線
部件的信號波的1/4波長進行分離，從而在傳遞都卜勒信號的同時，提供振
蕩器幅度噪聲消除。在傳輸線部件處的二極體的各自位置上，振蕩器信號幅度噪聲的相位保持不變。射頻信號一旦與振蕩器信號進行混合就會給出相位
為180°的中頻信號。
進一步改進的雙信道都卜勒雷達傳感器可以具有兩個混頻器結構，其中具有插入于振蕩器與接收和傳輸裝置之間的傳輸線部件，使得混頻器結構的混頻器支路彼此之間具有信號波的1/8波長的偏移。這種線內混頻器布置方法(approach)提供兩個信道的直通實施，以確定移動的方向。
進一步簡化的單或雙信道都卜勒雷達傳感器能夠具有簡化的線內混頻器結構，其中提供電容以對每個信道中的混頻器二極體進行去耦。
特別地，混頻器二極體能夠彼此直接連接，並能直接連接到特有的(unique)負載電阻。
根據本發明的另一個方面，特有的串聯電阻和電容在連接到可操作放大器時被使用。
該解決方案提供的電壓增益較少，但更加簡化。該結構與現有技術中的經典布置方法相似，但被應用於新近描述的線內結構。
用於自動門的獨創性都卜勒雷達傳感器具有至少一個獨創性混頻器結構，這種混頻器結構便宜、耐用、可靠。


本發明的進一步的優勢和可能應用將通過下面的詳細描述而變得顯而易見，這些描述是結合附圖的方式通過具體實施方式
給出的。
在說明書、附帶的權利要求、摘要和附圖中，使用了術語和相應的簡化數字標號，以便對說明書進行最佳描述。在示出的附圖中；圖1描述了混頻器結構的示意性第一實施方式，該混頻器結構用於都卜勒雷達應用，其中具有兩個支路，每個支路帶有與二極體串聯的串聯電阻和
串聯電容；
圖2描述了混頻器結構的示意性第二實施方式，該混頻器結構與圖1中示出的混頻器結構相似，其中兩個支路連接到180°環形波導耦合器；
圖3描述了混頻器結構的示意性第三實施方式，該混頻器結構與圖1和圖2中示出的混頻器結構相似，其中兩個支路連接到90。混合耦合器；
圖4描述了都卜勒雷達傳感器的示意性第一實施方式，其中圖3中所示的混頻器結構被插入于振蕩器和都卜勒傳感器的天線之間；
圖5a描述了都卜勒雷達傳感器的示意性第二實施方式，該都卜勒雷達傳感器與圖4中示出的都卜勒雷達傳感器相似，其中兩個支路連接到插入于振蕩器和天線之間的傳輸線部件；
圖5b描述了都卜勒雷達傳感器的示意性簡化實施方式，該都卜勒雷達傳感器與圖5相似，其中兩個支路連接到插入于振蕩器和天線之間的傳輸線部件，兩個混頻器二極體被電容去耦，彼此之間DC耦合併通過串聯電阻和電容連接到放大器；
圖6a描述了示意性的雙信道都卜勒雷達傳感器，其基於兩個圖5中所示的單信道都卜勒雷達傳感器；
圖6b描述了都卜勒雷達傳感器的示意性簡化實施方式，其與圖6a相似，其中兩個支路連接到插入于振蕩器和天線之間的傳輸線部件，兩個混頻器二極體被電容去耦，彼此之間DC耦合併通過串聯電阻和電容連接到放大器；以及
圖7描述了示意性的雙信道都卜勒雷達傳感器，其基於兩個圖4中所示的單信道都卜勒雷達傳感器；附圖標記列表 10混頻器結構
12a混頻器支路 12b混頻器支路 14串聯電阻 14a串聯電阻 14b串聯電阻 16串聯電容 16a串聯電容 16b串聯電容 18a 二極體 18b 二極體 20混合耦合器 22負載電阻 22a負載電阻 22b負載電阻 24a去耦電容 24b去耦電容 26a匹配電路 26b匹配電路 28可操作放大器 30雷達傳感器 32振蕩器 34天線
36 3dB耦合器110混頻器結構
118a 二極體 118b 二極體
120 180°環形波導耦合器
130雷達傳感器
210混頻器結構
220 90°混合耦合器
230雷達傳感器
310混頻器結構
320傳輸線部件
IF1信號
IF2信號
具體實施例方式
圖1示出了用於自動門的都卜勒雷達傳感器的混頻器結構10的第一實 施方式。雷達的載波頻率優選為24.125GHz。
混頻器結構10具有用於來自電子振蕩器輸出信號的本地振蕩器輸入端 口 LO，和用於來自天線的輸出信號的天線射頻輸入埠 RF。混頻器結構 IO還具有用於混頻器結構IO產生的總輸出信號的中頻輸出埠 IF。
混頻器結構10具有兩個混頻器支路12a和12b，每個支路分別帶有負載 電阻22a和22b、去耦電容24a和24b、與二極體18a和18b串聯的串聯電 阻14a和14b以及串聯電容16a和16b。兩個支路12a和12b的二極體18a 和18b以相反方向設置。
混頻器支路12a和12b通過180°或90°混合耦合器20連接到LO端 口和RF埠，使得在混頻器支路12a和12b中產生的對應於LO信號和RF信號之間的都卜勒偏移的中頻信號IF1和IF2被處理到總IF輸出信號。兩個
支路12a和12b起到了混合耦合器20的每個輸出端上的整流器的作用，一 個給出正電壓，另一個給出負電壓。
為了增加二極體18a和18b的RF輸入阻抗，在兩個二極體18a和18b 之間不存在直接DC鏈路，從而混頻器結構10的兩個支路12a和12b被分 別考慮。增加的二極體RF輸入阻抗會對IF1和IF2信號的信號幅度的增加 產生影響。這是有積極作用的，特別是與具有相對較高阻抗的用於IF信號 的放大器結合使用時。由於兩個二極體18a和18b沒有被直接連接，在二極 管18a和18b之間沒有極化電流流過，且二極體18a和18b的RF阻抗不會 減少。
在每個支路12a和12b和地之間，分別置有電阻22a和22b以作為負載， 它們將把由相關的二極體18a或18b產生的IFl信號和IF2信號的電流轉變 (convert)成電壓。去耦電容24a和24b被用於每個支路12a和12b，以向 RF信號提供接地。
匹配電路26a和26b作為阻抗變換器被用於每個支路12a和12b，以作 出混合耦合器20的輸出線的低阻抗(典型的，50歐姆)與二極體18a和18b 的高阻抗之間的轉換。所述匹配電路26a和26b是按阻抗提升(step up)的 或是按電壓提升的。這意味著二極體18a和18b之間的RF電壓將會更高， 生成更高的整流IF1或IF2信號電壓。
兩個混頻器支路12a和12b通過可操作放大器28與IF輸出埠進行連 接，從而使得IF1和IF2信號將被添加到一起以產生總輸出信號。由此，支 路12a和12b的兩個IF1和IF2輸出被合併為進入可操作放大器28的反向 (inverting)輸入端(-)的AC。支路12a和12b的電容16a和16b因而移 除由LO信號產生的DC電壓，該電壓對18a或18b中的一個二極體來講是 正的，對另一個來講是負的。可操作放大器28的IF輸出埠經由一對並聯的電阻30和電容32而連 接到反向輸入端(-)，提供反饋和增益設置。可操作放大器28的非反向輸 入端(+ )連接到參考電壓VREF。
可操作放大器28將兩個支路12a和12b的IF1和IF2信號相加並消除 LOAM噪聲信號。
在都卜勒雷達傳感器中，LO波與從目標反射的RF信號進行疊加，並 且混頻器二極體18a和18b將對結果信號的瞬時幅度進行整流。通過二極體 18a和18b進行整流的信號的幅度變化是中頻都卜勒頻率。從而，兩個二極 管18a和18b將接收LOAM噪聲，其與LO和RF信號之間的相對相位不相 關。這樣，都卜勒IF信號將被起到兩個單獨檢測器作用的兩個支路12a和 12b檢測，並將具有允許IF1和IF2信號相加以及允許消除LOAM噪聲的相 位關係。簡單的AC耦合對來自兩個支路的都卜勒信號相加，並對LO幅度 噪聲進行消除，同時保留各自的二極體DC極化。
圖2示出了混頻器結構110的第二實施方式，其與圖1中所示的第一實 施方式相似。其中與第一混頻器結構10中的元件相同的元件具有相同的參 考標記，從而對這些內容的描述可以參見第一實施方式的解釋。與第一實施 方式不同的是，兩個支路12a和12b連接到180°環形波導耦合器120。
LO埠、 RF埠和用於連接支路12a和12b的埠連接到環形波導耦 合器120上的不同點。環形波導耦合器120的埠之間的相移如下所示
LO埠到支路12a: 1/4信號波長a/4);
支路12a到RF埠 1/4信號波長(V4);
RF埠到支路12b: 1/4信號波長(V4);
支路12b到LO埠 3/4信號波長(3V4)。
二極體匹配電路和可操作放大器在第二實施方式中被省略。支路12a和 12b直接合併到混頻器結構110的IF埠 。
15混頻器結構110在LO埠和RF埠之間很好地進行了隔離。 圖3中，示出了混頻器結構210的第三實施方式。第三實施方式與圖2
中所示的第二實施方式相似。與第二實施方式不同的是，兩個支路12a和12b
連接到卯°混合支線耦合器220的輸出端。
所述混合耦合器220生成90。相移信號以使用LO信號對二極體18a和
18b進行極化，以及生成-90°相移信號，以由二極體18a和18b對RF信號
進行RF接收。
圖4表示單信道都卜勒雷達傳感器30的第一實施方式。圖3中示出的 混頻器結構210插入於都卜勒傳感器30的振蕩器32和天線34之間。單個 天線34用於發射和接收。其中與圖3中示出的混頻器結構210中的元件相 同的元件仍然具有相同的參考標記，從而對這些內容的描述可以參見圖3中 所示的混頻器結構210的解釋。
振蕩器輸入埠 LO經由3dB耦合器36連接到振蕩器32，並且射頻輸 入埠 (RF)經由3dB耦合器36連接到天線34。通過該3dB耦合器36， 可以獲得混頻器結構210所需的振蕩器信號和天線信號，同時將振蕩器信號 功率的一半傳送到天線34，並繼而被發射。
圖5a示出了單信道都卜勒雷達傳感器130的第二實施方式，該單信道 都卜勒雷達傳感器130與圖4中所示的單信道都卜勒雷達傳感器30相似。 與第一實施方式不同的是，傳輸線部件320插入于振蕩器32和天線34之間。 帶有兩個二極體118a和118b的混頻器支路12a和12b連接到傳輸線部件320 的不同點以進行採集。由於傳輸線部件320的長度是信號波的半波長的倍數 (nX/2)，從一側看入的阻抗與從另一側看入的阻抗相等。這意味著由於傳輸 線部件320是被插入的，從而它對振蕩器32和天線34之間的沿線上的駐波 比不會產生影響。傳輸線部件320具有不同的特徵阻抗，並且其阻抗被調整 為對天線34和混頻器結構310之間的振蕩器信號比進行調整。兩個二極體118a和118b與圖1-圖4中所示的其它實施方式中的二極體 18a和18b具有相似的功能。它們以相反的方向設置，並由沿傳輸線部件320 的信號波的1/4波長(V4)進行分離，以在傳遞都卜勒信號的同時提供振蕩 器幅度噪聲消除。二極體118a和118b對沿傳輸線部件320傳播的電壓的一 部分進行採集，並導致前向LO功率和從目標返回的RF功率的混合。
通過調整傳輸線部件320的特徵阻抗，便可能對被發送到天線34的LO 能量相對於被發送到混頻器結構310的能量之間的比值進行調整。在沿傳輸 線部件320的二極體118a和118b的各自位置處，LO幅度噪聲保持不變， 但一旦RF信號與RF信號進行混合，便會給出180°相變的IF1和IF2。由 於兩個二極體118a和118b處於相反的方向，IF都卜勒信號被獲取，LO幅 度噪聲被消除。兩個不同相的信號相減的事實會最大化它們的和，並且噪聲 消除會改善信號噪聲比。
圖5b示出了圖5a的實施方式的簡化版本，其中兩個二極體由電容24a、 24b進行去耦，且隨後彼此DC連接，並連接到負載電阻22,這將把由二極 管生成的IF電流轉變成電壓，該電壓由單獨的電阻14和電容16施加到可 操作放大器上。該結構提供更少的電壓增益，但有時更易進行加工。這同樣 是經典混頻器電路在線內混頻器配置中的應用。
圖6a示出了雙信道都卜勒雷達傳感器230，其基於兩個如圖5a中所示 的單都卜勒雷達傳感器。雙信道都卜勒雷達傳感器230具有兩個帶有IFI和 IFQ輸出埠的信道以用於方向感應。其中與圖5a中示出的單信道都卜勒 雷達傳感器130中的元件相同的元件仍然具有相同的參考標記，從而對這些 內容的描述可以參見圖5中所示的單信道都卜勒傳感器130的解釋。
為了實現兩個信道，兩個混頻器結構310插入于振蕩器32和天線34之 間，以使得混頻器結構310的混頻器支路12a和12b彼此之間具有信號波的 1/8波長(X/8)的偏移，由此，二極體118a和118b相距1/4波長a/4)。這意味著混頻器結構310具有沿傳輸線部件的45。偏移。
通過對兩個混頻器結構310的每個二極體118a和118b進行交織 (interleave),並保持它們之間在傳輸線部件320上間隔距離V8，便有可能 從兩個支路12a和12b中獲得IFI和IFQ信道，同樣具有LO幅度噪聲消除 和都卜勒信號求和的特性。由於兩個信道IFI和IFQ之間沿傳輸線部件320 方向偏移1/8波長(入/8)， IFI信號和IFQ信號間的相位調整將會按照需要為 90° 。通過處理IFI信號和IFQ信號能夠確定移動的方向。能夠確定目標是 逐漸接近傳感器230還是逐漸遠離。
此外，還可以進一步地獲益，即如果支路12a或12b的二極體118a和 118b中的一個出現問題將會被檢測為錯誤行為。
圖6b示出了圖6a中的實施方式的簡化版本，其中每個信道的兩個二極 管通過電容24a、 24b進行去耦，並隨後彼此DC連接，以及連接到負載電 阻22，這將把由二極體生成的電流轉變成電壓，該電壓由單獨的電阻14和 電容16施加到可操作放大器上。該結構提供更少的電壓增益，但有時更易 進行加工。這同樣是經典混頻器電路在線內混頻器配置中的應用。
圖7示出了可替換的雙信道都卜勒雷達傳感器330，其基於圖4中所示 的兩個都卜勒雷達傳感器30。兩個混頻器結構210與圖3中所示的相似，插 入于振蕩器32和天線34之間。兩個混頻器結構310位於兩個並聯臂40上， 從而它們的3dB耦合器36相對於彼此偏移信號波的1/8波長(V8)。
兩個混頻器結構210的輸出端實現兩個信道IFI和IFQ，其與圖6中所 示的雙信道都卜勒雷達傳感器230的信道IFI和IFQ相似。對這兩個信道IFI 和IFQ的處理將給出目標相對於雙信道都卜勒雷達傳感器230的移動的方 向。
所有描述的混頻器結構10; 110; 210; 310，以及所有描述的都卜勒雷
達傳感器30; 130; 230; 330都能被用於不同於自動門的其它應用。區別於單天線配置，都卜勒雷達傳感器30; 130; 230; 330還能通過雙 天線配置來實現，其中一個天線用作發射機(TX)， 一個天線用作接收機
(RX)。混頻器結構10; 110; 210; 310的LO埠隨後經由分路器連接到 振蕩器並直接連接到RX。RF信號清楚地能夠供給混頻器結構10; 110; 210;
310。 LO埠和RF埠之間需要例如大於20dB的隔離，以避免天線輻射 方向圖畸變。
權利要求
1.一種用於都卜勒雷達應用的混頻器結構(10；110；210；310)，該混頻器結構(10；110；210；310)具有用於來自電子振蕩器(32)的輸出信號的振蕩器輸入埠(LO)；用於來自接收裝置(34)的輸出信號的射頻輸入埠(RF)；用於產生於所述混頻器結構(10；110；210；310)的總輸出中頻信號的輸出埠(IF；IFI、IFQ)；以及兩個混頻器支路(12a，12b)，每個混頻器支路(12a，12b)帶有二極體(18a，18b；118a，118b)，其中所述混頻器支路(12a，12b)連接到所述振蕩器輸入埠(LO)和射頻輸入埠(RF)，從而使得中頻信號(IF1，IF2)被處理到總輸出信號中，其中所述中頻信號(IF1，IF2)產生於所述混頻器支路(12a，12b)中並對應于振蕩器信號和射頻信號之間的都卜勒偏移，其特徵在於，每個混頻器支路(12a，12b)包括整流器電路，該整流器電路具有二極體(18a，18b；118a，118b)、負載電阻(22a，22b)、去耦電容(24a，24b)、串聯電阻(14a，14b)和串聯電容(16a，16b)。
2. 根據權利要求1所述的混頻器結構，其特徵在於，所述二極體(18a，18b; 118a， 118b)以相反的方向設置。
3. 根據權利要求1或2所述的混頻器結構，其特徵在於，每個混頻器支路(12a， 12b)包括匹配電路(26a， 26b)，以將該混頻器支路(12a， 12b)的輸入阻抗與射頻輸入埠線的阻抗進行匹配。
4. 根據前述權利要求中的任一權利要求所述的混頻器結構，其特徵在於，所述混頻器支路U2a， 12b)通過180°或90°混合耦合器(20; 120;220)而連接到所述振蕩器輸入埠 (LO)和所述射頻輸入埠 (RF)。
5. 根據前述權利要求中的任一權利要求所述的混頻器結構，其特徵在 於，所述混頻器支路(12a， 12b)通過可操作放大器(28)而交流連接到輸 出埠 (IF)，從而使得中頻信號(IF1， IF2)將相加以產生所述總輸出信號。
6. —種都卜勒雷達傳感器(30; 130; 230; 330)，該都卜勒雷達傳感 器(30; 130; 230; 330)具有至少一個根據前述權利要求中的任一權利要 求所述的混頻器結構(210; 230)，該混頻器結構(210; 230)具有用於來自電子振蕩器(32)的輸出信號的振蕩器輸入埠 (LO); 用於來自接收和傳輸裝置(34)的輸出信號的射頻輸入埠 (RF);以及用於產生於所述混頻器結構(210; 310)的總輸出信號的輸出埠 (IF; IF!， IFq)，其特徵在於，所述混頻器結構(210; 310)插入於所述都卜勒傳感器的 振蕩器(32)與接收和傳輸裝置(34)之間。
7. 根據權利要求6所述的都卜勒雷達傳感器，其特徵在於，所述混頻 器結構(210)包括3dB耦合器(36)，該3dB耦合器(36)用來獲取所述 混頻器結構(210)所需的振蕩器信號和射頻信號，同時使所述振蕩器信號 功率的一半能夠到達所述接收和傳輸裝置(34)並且被發射。
8. 根據權利要求7所述的都卜勒雷達傳感器，其特徵在於，兩個混頻 器結構(210)插入於所述振蕩器(32)與所述接收和傳輸裝置(34)之間， 其中所述兩個混頻器結構(210)位於兩個並聯臂(40)上，從而使得所述 兩個混頻器結構(210)的3dB耦合器(36)相對於彼此偏移信號波的1/8
9. 一種具有至少一個混頻器結構(310， 410)的都卜勒雷達傳感器，該都卜勒雷達傳感器包括傳輸線部件(320)，該傳輸線部件(320)插入于振蕩器(32)與接收和傳輸裝置(34)之間的線路中，並且混頻器二極體(118a，118b)連接到所述傳輸線部件(320)的不同點以採集信號波，其特徵在於，所述傳輸線部件(320)的長度是所述信號波的半波長的倍數，所述傳輸線部件(320)的特徵阻抗與來自所述振蕩器(32)和來自所述接收和傳輸裝置(34)的線路的特徵阻抗不同，並且所述傳輸線部件(320)的阻抗被調整，以對所述接收和傳輸裝置(34)與所述混頻器結構(310， 410)之間的振蕩器信號比進行調整。
10. 根據權利要求9所述的都卜勒雷達傳感器，其特徵在於，所述支路中的兩個混頻器二極體(118a， 118b)以相反的方向設置，並以沿所述傳輸線部件(320)的所述信號波的1/4波長進行分離。
11. 根據權利要求9或10所述的都卜勒雷達傳感器，其特徵在於，兩個混頻器結構(310， 410)插入於所述都卜勒傳感器(230)的振蕩器(32)與接收和傳輸裝置(34)之間，從而使得第一混頻器結構(310， 410)的混頻器二極體(118a， 118b)沿所述傳輸線部件相對於第二混頻器結構(310，410)的混頻器二極體(118a， 118b)具有所述信號波的1/8波長的偏移。
12. 根據權利要求9-11中的任一權利要求所述的都卜勒雷達傳感器，其特徵在於，設置有根據權利要求1-5中的任一權利要求所述的混頻器結構(310)。
13. 根據權利要求6-12中的任一權利要求所述的都卜勒雷達傳感器，該都卜勒雷達傳感器用於自動門。
全文摘要
提供一種用於都卜勒雷達應用的混頻器結構(210)以及一種都卜勒雷達傳感器(30)，具有用於來自電子振蕩器(32)的輸出信號的振蕩器輸入埠(LO)、用於來自接收裝置(34)的輸出信號的射頻輸入埠(RF)、用於產生於混頻器結構(210)的總輸出中頻信號的輸出埠(IF；IFI，IFQ)、以及兩個帶有二極體(18a，18b)的混頻器支路(12a，12b)。混頻器支路(12a，12b)連接到振蕩器輸入埠(LO)和射頻輸入埠(RF)，使得中頻信號(IF1，IF2)被處理到總輸出信號中，其中中頻信號(IF1，IF2)產生於混頻器支路中並對應于振蕩器信號和射頻信號之間的都卜勒偏移。每個混頻器支路包括具有二極體、負載電阻、解耦電容、串聯電阻和串聯電容的整流器電路。
文檔編號G01S7/02GK101630004SQ20091015855
公開日2010年1月20日 申請日期2009年7月10日 優先權日2008年7月17日
發明者Y·博萊茲 申請人:Bea股份公司