一種WiMAX系統基站接收端定時與頻偏聯合同步方法
2023-10-19 02:44:52
專利名稱：一種WiMAX系統基站接收端定時與頻偏聯合同步方法
技術領域：
本發明涉及一種WiMAX(微波存取全球互通)系統基站接收端的同步優選方法。
背景技術：
最近幾年，正當全球的移動運營商、設備製造商、手機製造商、各國政府部門為第3代移動通信網絡(3G)的建設和運營投入相當可觀的資金和精力的時候，計算機行業推出了一種嶄新的寬帶無線接入技術，並將其命名為WiMAX(Worldwide Interoperability forMicrowave Access微波存取全球互通)。
WiMAX技術以IEEE的802.16系列標準為基礎。在802.16系列標準中，詳細規定了基站BS(Base Station)和用戶站SS(Subscriber Station)之間的空中接口的技術要求，尤其對物理層的幀結構要求，系統設計參數等等均有詳細的規定。本發明主要針對基於OFDM物理層的WiMAX系統(IEEE802.16-2004)基站接收端載波同步進行設計。
OFDM即Orthogonal Frequency Division Multiplex的縮寫，中文意思為正交頻分復用。OFDM技術的基礎是正交多載波，是一種多載波擴頻技術。OFDM的最大優點是對抗頻率選擇性衰落或窄帶幹擾，在單載波系統中，單個衰落或幹擾能夠導致整個通信鏈路失敗，但是在多載波系統中，僅僅有很小一部分載波會受到幹擾，對這些子信道可以採用糾錯碼來進行糾錯。在OFDM系統中，各個子信道的載波相互正交，頻譜相互重疊，這樣不但減小了子載波間的相互幹擾，同時又提高了頻譜利用率。
基於OFDM的WiMAX系統設計中，為了保證子載波之間的正交性，其對同步的要求相當高。一旦失步，子載波之間的正交性將受到影響，從而嚴重影響系統性能。所以，同步算法的優劣性會導致整個系統性能的好壞。設計一個高性能和實際可行的同步算法，成了整個系統設計的一個關鍵環節。
基於OFDM模式的802.16-2004協議的物理層支持基於幀的傳輸。一幀包括一個下行子幀和一個上行子幀。下行子幀由一個下行物理層PDU組成，上行子幀由用於初始搜索和帶寬請求目的的競爭時隙和一個或者多個由不同的SS發射的上行物理層Burst組成。每個上行SS的Burst包含了一個短前導碼。
下行物理層PDU由長前導碼起始，用於物理層同步。上行物理層PDU(協議數據單元)由短前導碼起始，用於上行Burst(數據突發)的同步。
根據協議的規定，基於OFDM的WiMAX系統其上行短前導碼在頻域序列的取值由下式確定Pk=2PALL(k)...kmod2=0;0...kmod20;]]>其中 因子與3dB增益相關。PALL頻域序列由協議進行了同一規定。這樣基站接收到SS(用戶站)的前導碼在時域上表現為兩個128樣值的重複，前面是前導碼的循環前綴。如圖一所示根據實際系統的設計，基站要接收上行來的SS(用戶站)物理層的Burst(數據突發)，必須首先檢測每個SS的Burst前面的短前導用於幀定時同步，只有檢測到該短前導以後，基站才可以對該數據Burst進行接收和處理。
基於OFDM的WiMAX系統對於子載波之間的正交性有著非常嚴格的要求，正交性的嚴格與否直接影響著系統性能的優劣。正交性的要求是通過同步模塊來完成的。同步包括定時同步和頻率同步，WiMAX系統對頻率同步的要求比較高，其對頻偏相當敏感，頻偏不但影響到信號相位的偏轉，而且破壞子載波之間的正交性，影響到信號的幅度及信噪比發生變化。
頻率偏移是由收發設備的本地載波之間的偏差、信道的都卜勒頻移等引起的，一般將頻偏分為子載波間隔的整數倍偏移和子載波間隔的小數倍偏移，整數倍頻偏和小數倍頻偏之和即為總頻偏。子載波間隔的整數倍偏移不會引起子載波間幹擾(ICI)，但是通過FFT變換以後得到的頻域序列樣值發生了錯位；子載波間隔的小數倍偏移破壞了子載波之間的正交性，使得接到的信號發生了幅度和相位偏轉。
在實際的WiMAX系統中，其同步過程如圖二所示基站將接收到的信號通過模數變換後，首先進行幀、符號的粗同步，確定數據的起始點，然後進行小數倍頻偏估計和校正，這兩個過程在FFT變換之前進行，一般都是基於短前導設計算法，在FFT變化之後，進行整數倍頻偏估計和校正，再進行幀、符號的細同步。本發明針對基站的幀、符號粗同步與小數倍頻偏校正的聯合算法進行設計。
常規的基於訓練符號的定時與小數倍頻偏聯合算法其原理如下假設發送的兩個時域重複符號x1(n)和x2(n)之間有Nd個樣值的延遲，重複符號長度為L，如圖三所示當存在載波頻率偏差Δfc和相位偏差Δφ時，接收到的兩個訓練符號可分別表示為r1(n)=r(n)=x1(n)e-j(2fcnTs+)+1(nTs)---(1-1)]]>
r2(n)=r(n+Nd)=x2(n)e-j[2fc(n+Nd)Ts+)]+2(nTs)---(1-2)]]>在接收端定義中間變量(兩個訓練符號的時域相關)Rn=n=0L-1r1(n)r2*(n)=n=0L-1r(n)r*(n+Nd)=ej2fcNdTsn=0L-1x1(n)x2*(n)+---(1-3)]]>在不考慮噪聲的情況下，並注意到x1(n)＝x2(n)，n＝01，2，...，L-1，有Rn=ej2fcNdTsn=0L-1|x1(n)|2---(1-4)]]>通過查找該中間變量能量取得最大值所對應的點n即為SS短前導定時同步的起點，從而得到幀、符號定時同步。
通過查找中間變量能量最大值點所對應的Rn的相位為arg(Rn)＝2πΔfcNdTs。
可見這種情況下，所得相關值的相位與載波相位偏差Δφ沒有關係，所以載波頻率偏差可以通過下式計算得到fc=f^c-fc=arg(Rn)2NdTs=arg(Rn)NF2Nd---(1-5)]]>其中，ΔF＝1/(NTs)為載波間隔。
值得注意的是，對於相關值Rn的相位而言，arg(Rn)的變化範圍為[-π，π)，所以可估計載波頻率偏差的範圍為|fc|NNdF2---(1-6)]]>在基於OFDM物理層的WiMAX系統中，根據上述短前導的結構，我們知道N取值為256，Nd取值為128，L取值為128，所以Δfc取值為(-1～+1)個子載波間隔，也就是說該算法可以糾正一個子載波間隔內的小數倍載波頻偏。
由於該同步算法沒有考慮到OFDM符號的循環前綴對該算法的影響，因此在實際的WiMAX系統中，該算法存在嚴重的缺陷，必須通過改進，才能實現定時與小數倍頻偏的校正。
由於SS短前導OFDM符號存在著CP長度個樣值的循環前綴，所以Rn的能量最大值將存在著大約CP長度個樣值的平展，由於實際的接收信號疊加了一定的隨機噪聲，考慮隨機噪聲後的Rn的能量取值如圖四所示；
正是由於循環前綴和信道噪聲的影響，使得Rn能量最大值所對應的SS短前導的定時同步點將在SS短前導的循環前綴內隨機出現，同時存在著一定的概率使得定時同步點滯後最佳定時同步點(最佳定時同步點即為時域128重複樣值的第一個起點)；常規算法中進行小數倍載波頻偏的中間變量Rn所獲得的能量最大值是在假設的理想最佳定時同步點時刻獲得的，此時具有x1(n)＝x2(n)，n＝01，2，...，L-1，下面分兩種情況考慮實際系統中非最佳定時同步點對頻偏算法的影響(一)同步定時點落在循環前綴內由於循環前綴是OFDM符號最後CP長度個樣值的重複，所有只要定時同步點落在循環前綴裡面，仍然具有x1(n)＝x2(n)，n＝01，2，...，L-1的等式表達式，同時因為所得到的256個樣值是經過同一個IFFT變換窗中所獲得256個時域樣值，所以式子(1-1)，(1-2)所對應的頻偏表達式仍然成立，如下所示r1(n)=r(n)=x1(n)e-j(2fcnTs+)+1(nTs)---(1-1)]]>r2(n)=r(n+Nd)=x2(n)e-j[2fc(n+Nd)Ts+)]+2(nTs)---(1-2)]]>所不同的只是對接收到的時域信號序列發生了一定的移位，所以式子(1-3)、(1-4)仍然成立。
Rn=n=0L-1r1(n)r2*(n)=n=0L-1r(n)r*(n+Nd)=ej2fcNdTsn=0L-1x1(n)x2*(n)+---(1-3)]]>Rn=ej2fcNdTsn=0L-1|x1(n)|2---(1-4)]]>正如圖五所示；(二)同步定時點滯後最佳同步定時點從圖六可以看出，由於定時同步點滯後最佳定時同步點，x1(n)＝x2(n)，n＝01，2，...，L-1的等式已經不再成立；同時因為所得到的256個樣值不再是同一個IFFT變換窗中所獲得256個時域樣值，所以式子(1-1)，(1-2)所對應的頻偏表達式也不再成立。此時所得到的小數倍載波頻偏將存在著明顯的誤差。
由於受到循環前綴以及信道噪聲的影響，常規的定時同步偏差將存在一定的誤差。定時同步發生誤差的定時偏差可正可負，為正時表示超前最佳定時時刻，為負時表示滯後最佳定時時刻。通過對帶有循環前綴的OFDM符號的分析，發現如果定時偏差為正時，符號定時超前，落在了循環前綴裡面，進行FFT積分的OFDM窗中只包含了當前符號及其循環移位樣值，不會引起符號間串擾。如果定時偏差為負時，符號定時滯後，此時進行FFT積分的OFDM窗就既包含當前符號的大部分樣值，又包含下一OFDM符號循環前綴內的部分樣值，所以這種情況下會引起OFDM符號間串擾，嚴重影響系統性能。
同樣，由於受到循環前綴以及信道噪聲的影響，當定時同步超前最佳定時同步時，通過前面的分析，我們知道只要定時同步點落在循環前綴內，小數倍子載波頻偏校正幾乎不受什麼影響；如果定時同步滯後最佳定時同步，此時小數倍子載波頻偏校正將帶來明顯的誤差。
考慮到定時同步超前，同步點落在循環前綴內只會帶來接收信號相位的偏轉，而不會引起接收信號幅度的衰減，從而造成接收信號的信噪比下降。而相位的偏轉可以通過接收機後面的數據處理流程進行相位校正。
發明內容
本發明的目的在於提供一種用於WiMAX系統基站接收端的定時與頻偏聯合同步方法。
本發明提供的一種用於WiMAX系統基站接收端的定時與頻偏聯合同步方法包括步驟WiMAX基站接收信號序列r(n)，計算得到中間變量Rn=n=0127r(n)r*(n+128),]]>其中r*(n+128)為r(n)延遲128個樣值後取共軛；對中間變量Rn取模求平方後，得到中間變量Rn的能量，將該能量與初始能量閾值進行比較，對中間變量Rn的能量連續高於閾值的N個樣值進行計數，用以確定接收序列的n1樣值點，對中間變量Rn的能量在樣值點n1之後連續低於初始閾值能量的N個樣值進行計數，用以確定接收序列的n2樣值點，其中N的取值範圍在2到5之間；根據得到的n1、n2樣值點，設置(n1+n2)/2+I的樣值點作為短前導的定時同步點，其中調整值I取值在0～1/4循環前綴長度之間；根據設置的定時同步點，對接收到的中間變量Rn取幅角，再除以π，得到了小數倍子載波頻偏的偏差。
本發明的優點在於儘量避免定時同步滯後最佳定時同步帶來的符號間串擾，以及定時同步滯後最佳定時同步引起的小數倍子載波頻偏校正的明顯偏差所引起的系統性能嚴重下降；同時降低了定時同步超前最佳定時同步的樣值數額，增強了系統抵抗多徑幹擾的能力。
圖1描述了SS短前導碼時域結構；
圖二是描述了根據現有技術的WiMAX系統的同步流程圖；圖三描述了相隔Nd個樣值的兩個時域重複訓練符號；圖四是描述了考慮循環前綴和信道噪聲後的Rn能量取值的示意圖；圖五是描述了落在循環前綴內的定時同步點對Rn的影響的示意圖；圖六是描述了滯後最佳定時同步點對Rn的影響的示意圖；圖七是描述了根據本發明的定時與小數倍載波頻偏校正聯合算法的流程圖；圖八是描述了接收序列的樣值點n1、n2的示意圖。
具體實施例方式
本發明的同步聯合算法流程圖如圖七所示；下面結合該流程圖對本發明的具體實施步驟進行詳細的說明首先WiMAX基站對接收到的信號序列r(n)，一路延遲128個樣值後取共軛，然後與原信號序列進行相乘。通過相關器後得到相乘後的信號序列之和Rn=n=0127r(n)r*(n+128),]]>相關器的窗口長度取值為128；通過對中間變量Rn取模求平方後，得到中間變量Rn的能量，將該能量與門限判決器的初始能量閾值進行比較，計數器一用來對中間變量Rn的能量連續高於初始閾值的N個樣值進行計數，用以確定接收序列的n1樣值點。計數器二用來對中間變量Rn的能量在樣值點n1以後連續低於初始閾值能量的N個樣值進行計數，用以確定接收序列的n2樣值點。初始閥值的確定可以根據信噪比的大小，取值為相關器輸出能量最大值的80％～90％，具體取值百分數可以通過仿真加以確定，目的是保證n2-n1的差值粗略等於或略大於CP循環前綴長度。這樣可以保證閾值的取值遠遠高於噪聲的平均相關能量，而又不會對該同步算法的精度帶來影響。N的取值應以降低並消除隨機噪聲對該同步算法的精度的影響為原則進行合理取值。為了加深對n1、n2取值的理解，N取值範圍建議在2～5之間，當CP循環前綴取值較小的時候，N取較小值；當CP循環前綴取值較大時，可以增加N的取值；例如，假如N取值為4，則n1表示中間變量Rn的能量在該樣值點具有連續4個以上超過閾值能量的樣值點；同理，n2表示中間變量Rn的能量在該樣值點具有連續4個以上低於閾值能量的樣值點；
進一步的理解參見圖八所示；根據得到的n1、n2樣值點，我們設置(n1+n2)/2+I的樣值點作為短前導的定時同步點，考慮到CP循環前綴容易收到多徑時延的影響，由於WiMAX系統CP循環前綴的取值範圍為{8，16，32，64}，為了避免定時同步點滯後最佳定時同步點，I取值在0～1/4CP長度之間。當CP循環前綴取值較小時，I取值亦較小；隨著CP長度取值的增大，I取值相應增加。具體設定值可以通過在不同信道環境下的仿真確定最優值。這樣的設置不但避免了定時同步點滯後最佳定時同步點所帶來的符號間串擾而引起系統性能的嚴重下降，同時也可以保證符號定時點不會大大超前最佳定時同步點，增強了系統抵抗多徑幹擾的能力。根據設置的定時同步點，對中間變量Rn=n=0127r(n)r*(n+128)]]>取幅角，再除以π，便得到了小數倍子載波頻偏。通過對前面的分析，我們知道只要定時同步點落在循環前綴裡面，便不會對小數倍子載波的偏差估計與校正造成影響。
同理，根據得到的n1、n2樣值點，我們將(n2-n1)的差值與CP進行比較，當(n2-n1)-CP取值大於0的時候，增大門限判決器的閾值能量；當(n2-n1)-CP取值小於0的時候，降低門限判決器的閾值能量。增大或降低的比例可以是按照固定能量步長進行設定，也可以是按照閾值能量的百分比進行設置。變化後的門限判決器閾值用於確定下一個SS的Burst短前導的定時與頻偏估計。
權利要求
1.一種WiMAX系統基站接收端定時與頻偏聯合同步方法，其特徵在於包括以下步驟a)WiMAX基站接收信號序列r(n)，計算得到中間變量Rn=n=0127r(n)r*(n+128),]]>其中r*(n+128)為r(n)延遲128個樣值後取共軛；b)對中間變量Rn取模求平方後，得到中間變量Rn的能量，將該能量與初始能量閾值進行比較，對中間變量Rn的能量連續高於閾值的N個樣值進行計數，用以確定接收序列的n1樣值點，對中間變量Rn的能量在樣值點n1之後連續低於初始閾值能量的N個樣值進行計數，用以確定接收序列的n2樣值點，其中N的取值範圍在2到5之間；c)根據得到的n1、n2樣值點，設置(n1+n2)/2+I的樣值點作為短前導的定時同步點，其中調整值I取值在0～1/4循環前綴長度之間；d)根據設置的定時同步點，對接收到的中間變量Rn取幅角，再除以π，得到了小數倍子載波頻偏的偏差。
2.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於根據得到的n1、n2樣值點，將(n2-n1)與CP進行比較，當(n2-n1)-CP取值大於0的時候，增大判決閾值能量；當(n2-n1)-CP取值小於0的時候，降低判決閾值能量，增大或降低的比例可以是按照固定能量步長進行設定，變化後的判決閾值用於確定下一個用戶站的數據突發短前導的定時與頻偏估計。
3.根據權利要求2所述的方法，其特徵在於增大或降低閾值的比例也可以是按照閾值能量的百分比進行設置。
4.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於當循環前綴CP取值較小的時候，N取較小值；當循環前綴CP取值較大時，可以增加N的取值。
5.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於當循環前綴CP取值較小時，I取值亦較小；隨著循環前綴CP長度取值的增大，I取值相應增加。
6.根據權利要求1所述的方法，其特徵在於初始閥值的確定可以根據信噪比的大小，取值為中間變量Rn輸出能量最大值的80％～90％。
全文摘要
本發明提供了一種用於WiMAX系統基站接收端的定時與頻偏聯合同步方法包括步驟WiMAX基站接收信號序列r(n)，計算得到中間變量R
文檔編號H04L27/26GK1794713SQ20061000060
公開日2006年6月28日 申請日期2006年1月9日 優先權日2006年1月9日
發明者吳永東, 王謳 申請人:北京北方烽火科技有限公司