開關型直流－直流變換器的製作方法
2024-02-11 16:43:15
專利名稱：開關型直流－直流變換器的製作方法
技術領域：
本發明涉及帶有過電流保護功能、可輸出經穩壓控制的電壓的開關型直流-直流變換器(以下稱DC-DC變換器)。
背景技術：
將直流輸入電壓變換後產生一定值的直流定電壓的同時，附帶有將輸出限制在規定電流值的過電流保護功能的直流電源裝置已被廣泛利用。
此種過電流保護功能有一種是採用在規定電流值時使輸出電壓-輸出電流特性下降的下垂型特性。此種下垂型特性的過電流保護雖然是可行的，但是當規定值電流持續流過時，功率電晶體可能會由於發熱而損壞。
作為避免下垂型特性這一缺點的電路，已知有フ字型限流動作(fold-back cuurent limiting折返型限流)的過電流保護電路。フ字型限流的過電流保護特性的特點是當電流達到規定值，輸出電壓開始下降時輸出電流也同時下降，輸出電壓降到最低時的電流值比輸出電壓開始下降時的電流值還要小。由於採用フ字型過電流保護特性，即使電流持續流過，也被限制在較小的電流值。由此得以避免功率電晶體的損壞。
專利文獻1特開2002-304225號專利文獻2特開2000-209850號發明內容(本發明要解決的課題)設有フ字型限流動作的過電流保護電路的直流穩壓電源裝置如專利文獻1那樣多數由串聯型電源裝置所構成。雖然串聯型電源裝置可以構成フ字型限流動作的過電流保護電路，可是由於伴隨電壓控制而產生的功耗較大，因而不適合要求高功率效率的用途。此外如專利文獻2提案的在輸入輸出間設置變壓器的開關型電源裝置，可是由於使用變壓器，仍然不適合於要求小型輕量化、LSI集成電路化的用途。
鑑於此，本發明的目的在於，在由功率電晶體的導通關斷開關控制來輸出規定直流電壓的開關型DC-DC變換器中，可以用簡易的構成實現フ字型限流動作的過電流保護電路，減小短路故障時等的電流，從而更安全可靠地保護功率電晶體。
(解決課題的方法)本發明1的開關型DC-DC變換器的特徵在於，具有以下功能的電路開關電晶體電路Q1；濾波電路，連接在該開關電晶體電路的輸出端，用於輸出平滑濾波過的輸出電壓Vo；穩壓控制電路，用於對所述輸出電壓Vo進行穩壓控制，它具有將與所述輸出電壓Vo對應的檢測電壓Vo1與基準電壓Vref1進行比較並輸出其差所對應的誤差信號FB的誤差放大電路11、輸出規定周期的比較信號CT以及周期信號CLK的振蕩電路12、將所述誤差信號與所述比較信號進行比較並產生用於供給所述開關電晶體電路的開關控制信號PWM的脈衝寬度調製控制電路13；電流限制電路，用於限制流過所述開關電晶體電路的電流，它具有產生與所述開關電晶體電路流過電流相對應的電流檢測值的電流檢測電路Q2、隨著所述輸出電壓Vo的低下可使基準電流值Va+Vo1隨之變小的基準電流設定電路15、當所述電流檢測值IxRon超過所述基準電流值時，輸出過電流檢測信號OCP的比較電路16、接收到所述過電流檢測信號OCP後便阻止向所述開關電晶體電路供給所述開關控制信號PWM並且在接收到所述周期信號後便解除所述開關控制PWM的供給阻止的開關控制信號阻止電路。
本發明2的開關型DC-DC變換器的特徵在於在本發明1的開關型DC-DC變換器中，所述振蕩電路12輸入與所述輸出電壓對應的檢測電壓Vo1，當該輸入的檢測電壓Vo1高於規定電壓時，輸出所述規定周期的比較信號以及周期信號，當該輸入的電壓Vo1低於規定電壓時，輸出周期比所述規定周期長的比較信號以及周期信號。
本發明3的開關型DC-DC變換器的特徵在於在本發明2所述的開關型DC-DC變換器中，所述振蕩電路12輸入與所述輸出電壓Vo對應的檢測電壓Vo1，當該輸入的電壓Vo1高於規定的電壓Vref2時，輸出所述規定周期的比較信號以及周期信號，當該輸入的電壓Vo1低於所述規定電壓Vref2時，輸出周期比所述規定周期長的比較信號以及周期信號。
本發明4的開關型DC-DC變換器的特徵在於具有以下功能的電路開關電晶體電路；濾波電路，連接在該開關電晶體電路的輸出端，用於輸出平滑濾波過的輸出電壓Vo；穩壓控制電路，用於對所述輸出電壓Vo進行穩壓控制，它具有以下各功能電路誤差放大電路11將所述輸出電壓Vo對應的檢測電壓Vo1與基準電壓Vref1相比較並輸出其差所對應的誤差信號FB、振蕩電路12輸入與所述輸出電壓Vo對應的檢測電壓Vo1，當該輸入檢測電壓Vo1高於規定電壓時，輸出所述規定周期的比較信號以及周期信號，當該輸入的電壓Vo1低於規定電壓時，輸出周期比所述規定周期長的比較信號以及周期信號、脈衝寬度調製控制電路13將所述誤差信號與所述比較信號進行比較並產生用於供給所述開關電晶體電路的開關控制信號PWM；電流限制電路，用於限制流過所述開關電晶體電路的電流，它具有以下各功能電路電流檢測電路Q2用於發生對應於所述開關電晶體電路流過電流的電流檢測值、基準電流設定電路15用於設定應保護的基準電流值、比較電路16用於當所述電流檢測信號超過所述基準電流值時輸出過電流檢測信號OCP、開關控制信號阻止電路用於當接收到該過電流檢測信號OCP後便阻止向所述開關電晶體電路供給所述開關控制信號PWM，而在接收到所述周期信號後便解除對所述開關控制信號PWM的供給阻止。
本發明5的開關型DC-DC變換器的特徵在於在本發明1至4所述的開關型DC-DC變換器中，所述開關控制信號阻止電路包括以下功能電路雙穩態觸發器電路17用於產生由所述周期信號置位，由所述過電流檢測信號OCP復位的輸出信號Q、邏輯電路14根據該雙穩態觸發器電路的輸出信號Q來決定是通過還是阻止所述開關控制信號。
本發明6的開關型DC-DC變換器的特徵在於在本發明1至3所述的開關型DC-DC變換器中，所述基準電流值是根據電流限制設定電壓Va與所述檢測電壓Vo1之和而得到的。
本發明7的開關型DC-DC變換器的特徵在於在本發明1至5所述的開關型DC-DC變換器中，所述電流檢測值是根據所述開關電晶體的導通電阻Ron與流過它的電流I之積而得到的。
本發明8的開關型DC-DC變換器的特徵在於在本發明1至3所述的開關型DC-DC變換器中，所述基準電流值是根據電流限制設定電壓Va與所述檢測電壓Vo1之和而得到的。
所述電流檢測值是根據所述開關電晶體電路的導通電阻Ron與流過它的電流I之積而得到的。
本發明9的開關型DC-DC變換器的特徵在於在本發明1至5所述的開關型DC-DC變換器中，所述比較電路16對由電源電壓減去所述電流檢測值所得的電流檢測信號與由電源電壓減去所述基準電流值所得的基準電流設定值進行比較，輸出所述過電流檢測信號OCP。
本發明10的開關型DC-DC變換器的特徵在於在本發明9所述的開關型DC-DC變換器中，所述電流檢測電路Q2由包括連接在所述比較電路16的所述電流檢測信號輸入端和所述開關電晶體電路的輸出端之間，並且通過所述開關控制信號PWM的控制與開關電晶體電路進行同步開關動作的開關所構成。
圖1是表示本發明的DC-DC變換器的第1實施方式的構成圖。
圖2是表示基準電流設定電路具體電路構成例。
圖3是表示振蕩電路具體電路構成例。
圖4是說明本發明動作的時序圖。
圖5是表示本發明的DC-DC變換器的第2實施方式的構成圖。
符號說明10——DC-DC變換器用IC；Vcc——電源電壓；P1——第1端子；P2——第2端子；P3——第3端子；Lo——濾波線圈；Co——濾波電容；Do——二極體；Vo——輸出電壓；Io——輸出電流；Q1——開關電晶體；Q2——電流檢測開關；11——誤差放大器；12——振蕩電路；13——脈衝寬度調製電路；14——與非電路；15、15A——基準電流設定電路；16——比較器；17——D-FF；Vref1——輸出基準電壓；Vref1——振蕩周期變更用基準電壓(規定電壓)；Vo1——檢測電壓；FB——誤差信號；CT——三角波信號；CLK—— 時鐘信號；PWM——關控制信號；Qout——輸出信號；Vg——柵極控制信號；Iref——基準電流設定值；Idet——電流檢測信號；OCP——過電流檢測信號。
具體實施例方式
以下對本發明的開關型DC-DC變換器的實施方式參照附圖加以說明。圖1為表示本發明的第1實施方式的開關型DC-DC變換器的構成圖。圖2是基準電流設定電路的具體電路構成例。圖3是振蕩電路的具體電路構成例。圖4是說明本發明動作的時序圖。
圖1中開關型DC-DC變換器用的IC10通過第1端子P1接入直流輸入電壓即電源電壓Vcc。直流輸入電壓Vcc在開關電晶體Q1中由柵極控制信號Vg控制通斷並由第2端子P2被輸出。開關電晶體Q1是構成開關電晶體電路的P型MOS電晶體。此外本發明中只要不特別申明，電壓均指相對於地電位的電壓。
第2端子P2的輸出由濾波線圈Lo、濾波電容Co、肖特基二極體Do濾波，向圖中未示出的外部負荷供給輸出電壓Vo及輸出電流Io。輸出電壓Vo由分壓電阻Ro1、Ro2分壓，經第3端子P3向開關型DC-DC變換器用的IC10供給檢測電壓Vo1。
開關型DC-DC變換器用的IC10除開關電晶體Q1之外，由包含誤差放大器11、振蕩電路12、脈衝寬度調製控制電路13的穩壓控制電路和包含基準電流設定電路15、比較器16、D型觸發器電路17、電流檢測用開關Q2的電流限制電路兩大類電路所構成。
誤差放大器11輸入基準電壓Vref1和檢測電壓Vo1並輸出與這2個輸入電壓的差相應的誤差信號FB。振蕩電路12輸出規定周期的比較信號的三角波信號CT和相同規定周期的周期時鐘信號CLK。該振蕩電路12還輸入振蕩周期變更用基準電壓(以下稱規定電壓)Vref2和檢測電壓Vo1，當檢測電壓Vo1比規定電壓Vref2低時，變更三角波信號CT和時鐘信號CLK的周期使其長於規定周期。
脈衝寬度調製控制電路13輸入誤差信號FB和三角波信號CT，根據二者大小的比較結果，輸出開關控制信號PWM。該開關控制信號PWM經由與非電路14成為柵極控制信號Vg，被施加至開關電晶體Q1的柵極。
基準電流設定電路15用於設定進行電流保護所需的應保護電流值。該基準電流設定電路15的基準電流設定值Iref等於由電源電壓Vcc減去電流限制設定電壓Va與檢測電壓Vo1之和(基準電流值Va+Vo1)所得的電壓{Vcc-(Va+Vo1)}。該基準電流設定值Iref在穩壓控制進行期間，由於檢測電壓Vo1較大，因而基準電流設定值Iref取較小的值。另一方面當過電流保護動作時，由於檢測電壓Vo1低下，因而基準電流設定值Iref取較大的值。此外電流限制設定電壓Va是フ字型過電流保護特性下決定輸出電壓Vo降到最低點時的電流大小的電壓。
電流檢測用開關Q2是P型MOS電晶體。連接在開關電晶體Q1的漏極即第2端子P2和比較器16的-輸入端之間。由於其柵極加有柵極控制信號Vg，因此和開關電晶體Q1同時導通關斷。電阻R3是上拉電阻，當電流檢測用開關Q2關斷時將比較器16的-輸入端上拉至電源電壓Vcc。
開關電晶體Q1的漏極電壓為電源電壓Vcc減去開關電晶體Q1的導通電阻Ron與流過它的電流I之積(電流檢測值IxRon)所得的電壓(Vcc-RonxI)。該漏極電壓成為電流檢測信號Idet。由於導通電阻Ron可視為定值，因此開關電晶體Q1的漏極電壓便表示了流過它的電流。由於採用此種電流檢測方法無需使用電流檢測電阻，因而可減小功率損失。由該電流檢測用開關Q2和上拉電阻R3構成電流檢測功能單元。
比較器16的+輸入端輸入基準設定電流值Iref，-輸入端輸入電流檢測信號Idet。正常運行時由於電流檢測信號Idet大於基準設定電流值Iref，比較器16不產生過電流檢測信號OCP。過電流狀態下，一旦電流檢測信號Idet小於基準設定電流值Iref，比較器16便產生過電流檢測信號OCP。
D型觸發器電路(以下稱D-FF)17和與非電路14一起構成開關控制信號阻止功能單元。D-FF17在輸入至時鐘端子CK的時鐘信號CLK的上升沿讀入數據端D的輸入信號即電源電壓Vcc，在輸出端子Q產生輸出信號Qout。復位端子R接比較器16的輸出端，當發生過電流檢測信號OCP時，D-FF17被復位，輸出信號Qout隨之消失。
因此輸出信號Qout在正常動作時會持續被輸出。並且，輸出信號Qout在過電流狀態時由於過電流檢測信號OCP而消失，由時鐘信號CLK的上升沿而發生。此外，也可以用置位-復位型觸發器(R-S型FF)等其它形式的觸發器來代替D-FF17。
圖2表示基準電流設定電路15的具體電路構成例。圖2中，電源電壓Vcc和地之間串聯連接有恆流源I21和PNP型雙極型電晶體(以下稱PNP電晶體)Q21，PNP電晶體Q21的基極加有檢測電壓Vo1。此外，電源電壓Vcc和地之間還串聯連接有恆流源I22和PNP型電晶體Q22，PNP電晶體Q22的基極加有電流限制設定電壓Va。電流限制設定電壓Va由電源電壓Vcc經分壓電阻R21和R22分壓而得的電壓，其大小可以改變。
由NPN型雙極型電晶體(以下稱NPN電晶體)Q23和電阻R23構成的串聯迴路和由NPN型雙極型電晶體Q24和電阻R24構成的串聯迴路並聯連接。該並聯迴路與電阻R25串聯連接接在電源電壓Vcc和地之間。NPN電晶體Q23的基極與PNP電晶體Q21的發射極連接，NPN電晶體Q24的基極PNP電晶體Q22的發射極連接。
各電晶體Q2～Q24的基極和發射極之間的電壓Vbe可視為是相等的。由此，電阻R23上產生電壓降Vo1，電阻R24上產生電壓降Va。當電阻R23、R24、R25的電阻值相等時，電阻R25上的電壓降為Va+Vo1。因此，由NPN電晶體Q23的集電極輸出基準電流設定值Iref(＝Vcc-(Va+Vo1))。
圖3表示振蕩電路12的具體電路構成例。圖3中，接在電源電壓Vcc和地之間的恆流源I31(電流值i1)和包含NPN電晶體Q37的開關電路S31串聯連接。比較器CP34的比較輸出信號供給該NPN電晶體Q37的基極。比較器CP34的+輸入端輸入檢測電壓Vo1、-輸入端輸入規定電壓Vref2。該規定電壓Vref2設定為低於基準電壓Vref1(例如Vref1的60％左右)即可。
正常動作時開關電路S31處於導通狀態，流過電流i1。過電流狀態下檢測電壓Vo1低下時，開關電路S31關斷。該開關電路S31可使狀態切換時，其流過電流值緩慢地由i1變為0或由0變為i1。由此避免切換時電流的急劇變化。
在電源電壓Vcc和地之間，串聯接有基極和集電極相接的PNP電晶體Q31、二極體D32、恆流源I32(電流值i2)。電流值i2設定為大於電流值i1(i2＞i1)。恆流源I31和開關電路S31的連接點與二極體D32和恆流源I32的連接點之間接有二極體D31，其連接極性是使電流可以流向恆流源I32。
為了構成PNP電晶體Q31的電流鏡像電路而設有PNP電晶體Q32、Q33。並且電流鏡像比可設定為任意值。不過，為說明簡單起見，以後如無特別申明時，均以電流鏡像比為1進行說明。基極和集電極相接的NPN電晶體Q34和PNP電晶體Q32串聯連接。NPN電晶體Q35和PNP電晶體Q33串聯連接。該NPN電晶體Q35設定為和NPN電晶體Q34的電流鏡像比為2的電流鏡像電路。兩電晶體Q34、Q35的基極和發射極相互連接。設電晶體Q33的電流為1，則NPN電晶體Q35的電流設定為2。即1比2的關係。此外，NPN電晶體Q34的基極和發射極間接有N型MOS電晶體(N型電晶體)Q36，其柵極供有切換信號。因此NPN電晶體Q35中，根據切換信號，或者流過PNP電晶體Q33的2倍的電流，或者電流為0。
PNP電晶體Q33和NPN電晶體Q35的串聯連接點接有充放電用電容器C31。電容器C31的充電電壓供給比較器CP31的+輸入端和比較器CP32的-輸入端。比較器CP31的-輸入端供有充電電壓的上限值電壓V2，比較器CP32的+輸入端供有充電電壓的下限值電壓V1。
R-S型觸發器FF31的置位輸入端S輸入比較器CP31的輸出信號、復位輸入端R輸入比較器CP32的輸出信號。R-S型觸發器FF31的反相輸出端子的輸出成為接往N型電晶體Q36的柵極的切換信號。
電容器C31的充電電壓作為三角波CT被輸出。此外，電容器C31的充電電壓還經比較器CP33進行波形整形後作為和三角波CT同步的時鐘信號CLK被輸出。
圖3的振蕩電路12中，正常動作時開關電路S31處於導通狀態，電流i1流過開關電路S31。因此恆流源I32的電流全部流入PNP電晶體Q31。於是，由電晶體Q32至Q36及電容器C31所形成的充放電電路基於電流i2進行充放電。
圖3中，NPN電晶體Q35處於關斷狀態時，電容器C31由電流i2充電，當電容器C31的充電電壓上升達到電壓V2時，R-S型觸發器FF31被置位，NPN電晶體Q35導通。由此，電容器C31的充電電荷以電流i2放電，其充電電壓下降達到電壓V1時，R-S型觸發器FF31被復位，使NPN電晶體Q35再次關斷。這樣由電流i2反覆充放電，便產生規定周期的三角波信號CT以及時鐘信號CLK。
另一方面，過電流狀態下檢測電壓Vo1降低到規定電壓Vref2時，開關電路S31關斷。由此，恆流源I31的電流i1作為恆流源I32的電流i2的一部分而流入。其結果PNP電晶體Q31的電流變小為i2-i1。因此，電容器C31的充放電也以變小後的電流i2-i1來進行。從而充放電的周期被變更為比規定周期要長的周期。過電流時的周期可以是正常動作時規定周期的例如4倍左右。用頻率來表示的話，例如正常動作時的頻率為100KHz時，過電流時變為25KHz。
此處振蕩電路12的周期切換是正常運行和過電流保護動作2種狀態的切換例。作為變形例，可以將規定電壓設定為2階段或3階段(Vref2、Vref3、Vref4……)。這樣，當輸出電壓Vo分別達到規定電壓Vref2、Vref3、Vref4……時，將振蕩電路12的周期順次變長地進行切換也是可以的。
參照圖4的時序圖來說明如此構成的圖1實施方式的開關型DC-DC變換器的動作過程。
由於正常動作時不產生過電流檢測信號OCP，輸出信號Qout將持續被輸出(H高電平)。取決於誤差信號FB和三角波信號CT比較結果的開關控制信號PWM通過與非電路14成為柵極控制信號Vg。由柵極控制信號Vg控制開關電晶體Q1的導通關斷開關動作。由於輸出電壓相對應的檢測電壓Vo1的反饋，控制輸出電壓Vo維持在規定的電壓值。此時，來自基準電流設定電路15的基準電流設定值Iref(＝Vcc-(Va+Vo1))取較低的電壓值。並且，來自振蕩電路12的三角波信號CT等的周期取正常動作時的規定周期(例如100KHz)。
並且，本發明中，由於起動時輸出電壓Vo為0，基準電流設定值Iref也取對應的電壓值，因此，具有起動時衝擊電流在過電流保護動作的作用下自動被限制的效果。該起動狀態下，由於並未發生短路故障等事故狀態，所以輸出電壓將在衝擊電流被限制的同時徐徐上升。然後進入正常動作狀態。這種起動時的狀況在振蕩電路12的動作中也同樣進行。
當電流檢測信號Idet低於基準設定電流值Iref時，進入過電流保護動作狀態。過電流保護動作時，最初基準設定電流值Iref的大小隨著輸出電壓的低下而漸漸變大。此時的狀態為保護電平變更中。接著輸出電壓Vo進一步低下，達到規定電壓Vref2時，振蕩電路12的振蕩頻率(即CT、CLK)由正常動作時的頻率變更為較低的頻率。
首先，過電流保護動作時的最初狀態下，當電流檢測信號Idet低於基準設定電流值Iref時，產生過電流檢測信號OCP。由此，D-FF17被復位，輸出信號Qout不再輸出(L低電平)，開關控制信號PWM在與非電路14被阻止通過。柵極控制信號Vg成為H高電平(請注意，與非電路14的邏輯處於翻轉狀態)。因此，開關電晶體Q1被關斷。此時，輸出電流Io通過二極體Do、濾波線圈Lo流動。
同時，由於電流檢測用開關Q2也被關斷，電流檢測信號Idet被上拉至H高電平，過電流檢測信號OCP不再發生。該過電流檢測信號OCP的發生期間由過電流保護電路的過電流保護環路的響應時間而決定。
D-FF17即使過電流檢測信號OCP不再發生，並不立即被置位，而是在時鐘信號CLK的上升沿被置位。一旦D-FF17被置位，由開關控制信號PWM將開關電晶體Q1再次導通。在過電流狀態持續期間，對應於開關電晶體Q1的導通，過電流檢測信號OCP發生，開關電晶體Q1再次關斷。
這樣在過電流保護動作期間，由於通過開關電晶體Q1所供給的能量較少，輸出電壓Vo徐徐下降，而基準設定電流值Iref隨之徐徐上升。即，在過電流保護動作期間，隨著輸出電壓的下降，應予保護的電流電平也隨之變小。因而從輸出電壓Vo-輸出電流Io的特性曲線看，實現了フ字型的特性曲線。
其次，通過保護電平變更中的過電流保護動作，輸出電壓Vo徐徐下降達到規定電壓Vref2時，振蕩電路12的振蕩周期由正常動作時的規定周期(100KHz)切換為較長的周期(25KHz)。該切換是花費時間緩慢進行的，從而避免了振蕩周期的急劇變動。
當振蕩電路12的振蕩周期變更為較長的周期時，在過電流狀態持續期間，開關電晶體Q1的導通周期即過電流檢測信號OCP的發生周期也變長。
在過電流狀態持續期間，開關電晶體Q1的導通期間如前所述由過電流保護環路的響應時間所決定，不能短於該響應時間。在該響應時間不充分短的情況下，即使輸出電壓Vo下降到較低的電壓，此時的輸出電流Io有可能難以縮小到充分小的值。
但是，本發明由於將振蕩電路12的振蕩周期根據輸出電壓Vo的下降而變更為較長的周期，因此即使僅靠保護電平的變更還不能將輸出電流縮小到充分小的情況下，由于振蕩周期變長而得以將輸出電流Io充分減小。從而在這種情況下也能實現フ字型的特性曲線。
圖5是表示本發明第2實施方式的開關型DC-DC變換器的構成圖。
圖5中，基準電流設定電路15A可與輸出電壓Vo的值無關而產生一定的基準電流設定值Iref。其它構成與圖1的實施方式是相同的。
這種情況下，過電流保護動作時，一旦輸出電壓Vo下降到規定電壓Vref2，由于振蕩電路12的振蕩頻率向減低方向變化，因而也能夠減小輸出電流Io。因此，過電流保護動作的フ字型的特性曲線是通過振蕩電路12的振蕩頻率的變更來進行的。
(發明的效果)根據本發明的開關型DC-DC變換器，將應該保護的基準電流值設定為隨著輸出電壓的下降而減小，當電流檢測值超過基準電流值時，阻止向開關電晶體電路供給開關控制信號。並且，當輸出電壓由於短路故障等而下降時，使開關電晶體電路的開關周期變長。這樣，通過應保護的基準電流值的減小和開關周期的延長，從而實現フ字型保護特性曲線，抑制短路故障時等的電流。
並且，因為由過電流檢測信號OCP來阻止開關控制信號的供給，由周期信號來解除其供給阻止，從而在抑制電流的同時，從故障狀態的復原可以自動進行。
並且，因為電流檢測由開關電晶體電路的輸出端的電壓來進行，因此沒有由於電流檢測而發生的損耗，有助於效率提高。由於將電流檢測與開關電晶體電路的驅動同步進行，因此能夠正確地檢測電流。
權利要求
1.一種開關型DC-DC變換器，其特徵在於具有以下功能電路開關電晶體電路；連接在該開關電晶體電路的輸出端，用於輸出平滑濾波過的輸出電壓的濾波電路；對所述輸出電壓進行穩壓控制的穩壓控制電路，它包括有將所述輸出電壓對應的檢測電壓與基準電壓進行比較並輸出其差所對應的誤差信號的誤差放大電路、輸出規定周期的比較信號以及周期信號的振蕩電路、將所述誤差信號與所述比較信號進行比較並產生用來供給所述開關電晶體電路的開關控制信號的脈衝寬度調製控制電路；用於限制所述開關電晶體電路流過電流的電流限制電路，它包括有產生所述開關電晶體電路流過電流對應的電流檢測值的電流檢測電路、隨著所述輸出電壓的低下可使基準電流值隨之變小的基準電流設定電路、當所述電流檢測值超過所述基準電流值時輸出過電流檢測信號的比較電路、接收到該過電流檢測信號後，阻止向所述開關電晶體電路供給所述開關控制信號並且在接收到所述周期信號後，解除所述開關控制信號的供給阻止的開關控制信號阻止電路。
2.根據權利要求1所述的開關型DC-DC變換器，其特徵在於所述振蕩電路輸入所述輸出電壓對應的檢測電壓，當該輸入的檢測電壓高於規定電壓時，輸出所述規定周期的比較信號以及周期信號，當該輸入的電壓低於所述規定電壓時，輸出周期比所述規定周期長的比較信號以及周期信號。
3.根據權利要求2所述的開關型DC-DC變換器，其特徵在於所述振蕩電路輸入與所述輸出電壓對應的檢測電壓，當該輸入的檢測電壓高於規定的電壓時，輸出所述規定周期的比較信號以及周期信號，當該輸入的檢測電壓低於所述規定電壓時，輸出周期比所述規定周期長的比較信號以及周期信號。
4.一種開關型DC-DC變換器，其特徵在於具有以下功能電路開關電晶體電路；連接在該開關電晶體電路的輸出端，用於輸出平滑濾波過的輸出電壓的濾波電路；對所述輸出電壓進行穩壓控制的穩壓控制電路，它包括有誤差放大電路用於將所述輸出電壓對應的檢測電壓與基準電壓進行比較並輸出其差所對應的誤差信號、振蕩電路，它輸入所述輸出電壓相對應的檢測電壓，當該輸入檢測電壓高於規定電壓時，輸出所述規定周期的比較信號以及周期信號，當該輸入的電壓低於所述規定電壓時，輸出周期比所述規定周期長的比較信號以及周期信號、脈衝寬度調製電路用於將所述誤差信號與所述比較信號進行比較並產生供給所述開關電晶體電路的開關控制信號；用於限制所述開關電晶體電路流過電流的電流限制電路，它包括有電流檢測電路，用於產生所述開關電晶體電路流過電流對應的電流檢測值；基準電流設定電路，用於設定應保護的基準電流值；比較電路，當所述電流檢測值超過所述基準電流值時輸出過電流檢測信號；開關控制信號阻止電路，接收到該過電流檢測信號後，阻止向所述開關電晶體電路供給所述開關控制信號並且在接收到所述周期信號後，解除所述開關控制信號的供給阻止。
5.根據權利要求1至4所述的開關型DC-DC變換器，其特徵在於所述開關控制信號阻止電路的構成包括以下電路雙穩態觸發器電路，用於產生由所述周期信號置位，由所述過電流檢測信號復位的輸出信號；邏輯電路，根據該雙穩態觸發器電路的輸出信號來決定是通過還是阻止所述開關控制信號。
6.根據權利要求1至3所述的開關型DC-DC變換器，其特徵在於所述基準電流值是由電流限制設定電壓與所述檢測電壓之和而得到的。
7.根據權利要求1至5所述的開關型DC-DC變換器，其特徵在於所述電流檢測值是由所述開關電晶體電路的導通電阻與流過它的電流之積而得到的。
8.根據權利要求1至3所述的開關型DC-DC變換器，其特徵在於所述基準電流值是由電流限制設定電壓與所述檢測電壓之和而得到的；所述電流檢測值是由所述開關電晶體電路的導通電阻與流過它的電流之積而得到的。
9.根據權利要求1至5所述的開關型DC-DC變換器，其特徵在於所述比較電路對由電源電壓減去所述電流檢測值所得的電流檢測信號與由電源電壓減去所述基準電流值所得的基準電流設定值進行比較，輸出所述過電流檢測信號。
10.根據權利要求9所述的開關型DC-DC變換器，其特徵在於所述電流檢測電路由包括連接在所述比較電路的所述電流檢測信號輸入端和所述開關電晶體電路的輸出端之間，並且通過所述開關控制信號的控制與開關電晶體電路進行同步開關動作的開關所構成。
全文摘要
本發明提供一種開關型直流—直流變換器。將直流輸入電壓通過功率電晶體的導通關斷開關控制來輸出規定直流電壓的開關型DC－DC變換器中，用簡易的構成實現フ字型特性的過電流保護電路，從而更安全可靠地保護功率電晶體。將應保護的基準電流值設定為隨輸出電壓的低下而減小，當電流檢測值超過基準電流值時，阻止向開關電晶體電路供給開關控制信號，並且當輸出電壓由於短路故障等而低下時，延長開關電晶體電路的開關周期。通過應保護的基準電流值的減小和開關周期的延長，得到フ字型過電流保護特性。
文檔編號H02M3/155GK1574579SQ20041005987
公開日2005年2月2日 申請日期2004年6月24日 優先權日2003年6月24日
發明者後藤大祐, 安藤弘明 申請人:羅姆股份有限公司