測量電池和電池組復阻抗的裝置和方法

2023-05-25 21:06:01 2

專利名稱：測量電池和電池組復阻抗的裝置和方法
發明的背景阻抗是個複數量，比如它有兩個分量量值和相位，或者實部和虛部(即電阻和電抗)。複數量的這些可供選擇的形式是等價的。
電化學電池或電池組阻抗的兩個分量都是有意義的。通過分析在選擇的「點」頻下獲得的復阻抗的測量，人們可以洞察許多特性，例如，不穩定(cranking)功率、充電狀態、百分比容量、溫度和物理條件。然而，迄今只能採用昂貴的橋式實驗儀器確定復阻抗，這些儀器不適於在電場中測量電池(如E.Willihnganz和Peter Rohner「BatteryImpedance」,Electrical Engineering,78,No.9,pp.922-925,1959.9；還可見David Robinson,「Electrochemical Impedance Spectroscopy in BatteryDevelopment and Testing」,BATTERIES Lnternational,31,pp.59-63,1997.4)。
R.S.Robinson，在其PCT國際公開WO93/22666提出一種測量使用中電池組之復阻抗的方法。不過，他所公開的儀器是以FFT為基礎的商用信號分析儀(HP3562A)，並且所揭示的方法使用現存的電池電流作為激勵電流，這可能不包含所需的單一頻率或多種頻率。
該專利文獻中描述的測量電池阻抗的裝置通常限於實際上只能確定一個電池的儀器。例如，可以找到旨在測量電池「阻抗」和電池「電阻」之物理儀器的專利文獻，(譬如對於前者而言有Becker等人的美國專利US 4,697,134和Becker的美國專利US 5,773,978，對於後者而言有Furuishi的美國專利US 3,753,094、Sharaf等人的美國專利US 3,676,770以及Wurst等人的美國專利US 5,047,722)。但這些專利中無論哪一個均未揭示測量兩個量的設備。本專利通過揭示一種實際的方法致力於這種不足，它的儀器設備用於在通常包含高級電噪聲的實際物理條件下準確地測量電池/電池組阻抗的實部和虛部。
發明的總述隨時間周期性變化的電流激勵電池/電池組並給出時序參考值。這種電流激勵無需是正弦形的，只需周期性的，其最小周期等於1/f1，這裡的f1是所要測量的頻率。線性電路檢測兩種信號，一種與隨時間變化的激勵電流成比例，另一種與響應電池電壓的隨時間變化的分量成正比例。為衰減高次諧波和噪聲，由同一頻率限制濾波器處理這兩種信號。利用同步時序參考，微處理器或微控制器指令模-數轉換器在整個激勵周期按均勻的間隔次數採樣頻率限制電流和電壓信號，並接受數位化的採樣作為輸入。隨後對多個周期平均這些取樣信號，並計算在頻率f1時所述頻率限制電流和電壓的同相且正交分量的平均富利葉係數。最後，所述微處理器/微控制器將四個平均富利葉係數結合在一起，並以數字形式求出在頻率f1時電池/電池組的復阻抗的實部和虛部。在通常的物理條件下，即使在電噪聲很大的情況下，都可以十分廉價地實現和使用所揭示的這種方法和裝置，並給出非常準確的結果。
圖5a是低通濾波器輸出端的隨時間變化信號的波形曲線，其輸入信號為圖4a所示的波形；圖5b是低通濾波器輸出端的隨時間變化信號的波形曲線，其輸入信號為圖4b所示的波形；圖6a是帶通濾波器輸出端的隨時間變化信號的波形曲線，其輸入信號為圖4a所示的波形波形曲線；圖6b是帶通濾波器輸出端的隨時間變化信號的波形曲線，其輸入信號為圖4b所示的波形波形曲線；圖7表示本發明測量裝置第一實施例的方框圖；圖8表示本發明測量裝置第二實施例的方框圖；圖9表示圖7和8所示本發明實施例特殊改型的方框圖；

圖10表示圖7和8所示本發明實施例另一改型的方框圖；圖11表示圖7和8所示本發明實施例再一改型的方框圖。
電流激勵與處理電路5可包括一個振蕩器和其它產生周期性交流信號的有源電路。另外，電路5可包括以周期方式簡單地調製電池/電池組自身直流放電電流和充電電流的電路。按照這種最簡單的形成，i(t)與直流分量I0一起，包含單獨一種在分立的頻率fk下、幅值為ΔIk的正弦交流分量。
i(t)=I0+ΔIksin(2πfkt)(1)這種波形被示於圖2a中。按照較為一般的情況，i(t)包含複合多頻信號，(1)式中的交流項表示i(t)的單獨一種頻率fk的正弦交流分量。無需存在直流項I0。不過，按照圖1限定的慣例，如果存在直流項I0，則正I0相應於被調製的充電電流，負I0相應於被調製的放電電流。
對於小信號而言，響應正弦激勵電流的也是同頻率的正弦波。因此，在(1)式形式電流激勵的條件下，可將電池/電池組的電壓寫成V0+v(t)，其中V0是直流端電壓，v(t)由下式給出V(t)=ΔVksin(2πfkt+θk)(2)圖2b示出其波形圖。交流響應電壓v(t)的幅值為ΔVk，與i(t)的交流分量的時間相位差一個相位角θk。在多頻激勵的更為一般的情況下，(2)式表示在頻率fk的單個正弦分量v(t)。
圖2c示出的v(t)的另一種表示式是V(t)=ΔV′ksin(2πfkt)+ΔV″kcos(2πfkt)(3)其中交流響應電壓被分成兩個正弦分量。一個分量ΔV′ksin(2πfkt)具有交流分量i(t)的時間相位。另一個分量ΔV″kcos(2πfkt)處於時間相移，或者超過交流分量i(t)的時間相位90°。利用公知的三角恆等式，可以表示兩個等效的表示式為ΔV′k=ΔVkcos(θk)(4)和ΔV″k=ΔVksin(θk)(5)頻率為fk時的復阻抗被定義為Z(fk)=R(fk)+jX(fk)=VkIk+jVkIk------(6)]]>其中j=-1]]>。復阻抗的實部R(fk)=ΔV′k/ΔIk是頻率fk時電池的電阻；而虛部X(fk)=ΔV″k/ΔIk是頻率fk時電池的電抗。
對於(6)式的討論假設交流信號按sin(2πfkt)變化，所以相位為0。不過，可以很容易地將復阻抗的定義延伸至更為一般的情況，其中電流和電壓二者從參考的0相位信號sin(2πfkt)偏移一個任意的相位角φ。通過分析(4)式和(5)式，可以寫出I′k=ΔIkcos(φ)(7)I″k=ΔIksin(φ)(8)V′k=ΔVkcos(φ+θk)(9)V″k=ΔVksin(φ+θk)(10)其中I′k和I″k分別是具有參考0相位信號的時間相位和時間-90°相移的電流分量幅值；V′k和V″k分別是具有參考0相位信號的時間相位和時間-90°相移的電壓分量的幅值。則可將復阻抗寫成複數比Z(fk)=R(fk)+jX(fk)=Vk+jVkIk+jIk---------(11)]]>把式(11)分成它的實部和虛部為R(fk)=VkIk+VkIkIk2+Ik2--------(12)]]>和X(fk)=VkIk-VkIkIk2+Ik2--------(13)]]>式(11)、(12)和(13)比式(6)更一般，因為它們使i(t)和v(t)的時間相位都偏移一個任意的角度φ。然而，確定復阻抗的(6)式表示Z(fk)與φ角無關。因而，儘管相移φ影響的I′k、I″k、V′k和V″k值，但只要該相移對於i(t)和v(t)二者是共同的，就不會影響確定R(fk)和X(fk)。有如以下所見者，這一事實對本發明是非常重要的。
在形式為i(t)=i(t+T)的周期性激勵電流情況下，其中T是最小周期，由富利葉級數給出所述電流i(t)=I0+k=1{Iksin(2kf1t)+Ikcos(2kf1t)}--(14)]]>其中f1=1/T是基本激勵頻率，而kf1=fk是kth次諧波頻率。正如其中將會假設的，如果激勵波還具有半周期對稱特性，即{i(t)-Io}=-{i(t+T/2)-I0}(15)即(14)式中只存在奇次諧波(即1,3,5,...)。
按照眾所周知的富利葉分析理論，量I′k和I″k是激勵電流的富利葉係數並由以下積分式給出Ik=2T0Ti(t)sin(2kf1t)dt-----(16)]]>以及Ik=2T0Ti(t)cos(2kf1t)dt-------(17)]]>不過，從(14)式可以看出，I′k和I″k也分別表示在fk=kf1頻率下具有參考0相位信號的時間相位和時間-90°相移的電流分量幅值。在評估(16)式和(17)式時，通過選擇周期波形i(t)中t=0點任意確定該參考信號的時間，也因此而確定I′k和I″k的相對大小。
對於小信號而言，電壓響應形如(14)式的電流激勵，它是另一種只包含奇次諧波項的富利葉係數。這種交流電壓響應由式給出v(t)=k=1{Vksin(2kf1t)+Vkcos(2kf1t)}--(18)]]>量V′k和V″k是響應電壓的富利葉係數並由以下積分式給出Vk=2T0Tv(t)sin(2kf1t)dt-------(19)]]>以及Vk=2T0Tv(t)cos(2kf1t)dt-------(20)]]>另外，從(18)式可以看出，V′k和V″k也分別表示在fk=kf1頻率下關於具有0相位信號的時間相位和時間-90°相移的電壓分量幅值。再有，在評估(19)式和(20)式時，通過選擇周期波形v(t)中t=0點任意確定該參考信號的時間，也因此而確定V′k和V″k的相對大小。
這些富利葉係數積分式，即方程(16)、(17)、(19)和(20)可用公知的數字方法，如梯形法則逼近。本人曾用梯形法則評估在整個一個周期內的各相等間隔時間所得到的i(t)和v(t)的M取樣各項中的四個基本頻率的富利葉係數I′1、I″1、V′1和V″1。下面的(21)-(32)式揭示了這些計算的結果M=4:t=0；T/4；T/2；3T/4時所得取樣。
I′1=0.5{i(T/4)-i(3T/4)}(21)I″1=0.5{i(0)-i(T/2)} (22)V′1=0.5{v(T/4)-v(3T/4)}(23)V″1=0.5{v(0)-v(T/2)} (24)M=8:t=0；T/8；T/4；3T/8；T/2；5T/8；3T/4；7T/8時所得取樣。
I′1=0.17678{i(T/8)-i(5T/8)+i(3T/8)-i(7T/8)}+0.25{i(T/4)-i(3T/4)} (25)I″1=0.17678{i(T/8)-i(5T/8)-i(3T/8)+i(7T/8)}+0.25{i(0)-i(T/2)} (26)V′1=0.17678{v(T/8)-v(5T/8)+v(3T/8)-v(7T/8)}+0.25{v(T/4)-v(3T/4)} (27)V″1=0.17678{v(T/8)-v(5T/8)-v(3T/8)+v(7T/8)}+0.25{v(0)-v(T/2)} (28)M=12:t=0；T/12；T/6；T/4；T/3；5T/12；T/2；7T/12；2T/3；3T/4；5T/6；11T/12時所得取樣。
I′1=0.083333{i(T/12)-i(7T/12)+i(5T/12)-i(11T/12)}+0.14434{i(T/6)-i(2T/3)+i(T/3)-i(5T/6)}+0.16667{i(T/4)-i(3T/4)} (29)I″1=0.083333{i(T/6)-i(2T/3)-i(T/3)+i(5T/6)}+0.14434{i(T/12)-i(7T/12)-i(5T/12)+i(11T/12)}+0.16667{i(0)-i(T/2)} (30)V′1=0.083333{v(T/12)-v(7T/12)+v(5T/12)-v(11T/12)}+0.14434{v(T/6)-v(2T/3)+v(T/3)-v(5T/6)}+0.16667{v(T/4)-v(3T/4)} (31)V″1=0.083333{v(T/6)-v(2T/3)-v(T/3)+v(5T/6)}+0.14434{v(T/12)-v(7T/12)-v(5T/12)+v(11T/12)}+0.16667{v(0)-v(T/2)} (32)在評估I′1、I″1、V′1和V″1時，由於(15)式的半周期對稱性，所以可刪去i(t)或v(t)的直流分量。此外，在平均時，未由sin(2πf1t)和cos(2πf1t)修正的噪聲信號將對各積分式作出相等的正、負貢獻，因此，可由各個關於多個周期平均的富利葉係數除去噪聲信號，如下所示I1>aV=|2nT0mTi(t)sin(2f1t)dt-------(33)]]>I1>aV=2nT0nTi(t)cos(2f1t)dt------(34)]]>V1>aV=2nT0nTv(t)sin(2f1t)dt------(35)]]>V1>aV=2nT0nTv(t)cos(2f1t)dt--------(36)]]>其中n是整數周期。不過，由於(21)-(32)式的梯形法則數字評估表現了線性關係，可使平均及求和的次數互換。V′1av=a1v(t1)+a2v(t2)…av=a1v(t1)av+a2v(t2)av+…(37)同樣的結果適用於V″1av、I′1av和I″1av。相應地，通過簡單地在多個周期平均取樣值本身，然後再對時間平均的數字取樣分析(21)-(32)式中四個適當的式子，可以非常方便地評估時間平均的富利葉係數。
一旦確定了各平均的富利葉係數，通過使(12)和(13)式應用於k=1，隨之即有在基本頻率f1條件下的復阻抗的實部和虛部R(f1)=V1>avI1>av+V1>avI1>avI1>av2+I1>av2--(38)]]>和X(f1)=V1>avI1>av-V1>avI1>avI1>av2+I1>av2--------(39)]]>被選擇為t=O取樣點的激勵波形和響應波形的點確定相位參考值，因此，影響I′1av、I″1av、V′1av和V″1av的相對大小。不過，(38)和(39)式刪去了這一任意的相位參考值，因而對確定R(f1)和X(f1)幾乎沒有影響。只要i(t)和v(t)的取樣時間在整個一個周期是等間隔的，並以t=0點為對i(t)和v(t)取樣的共同點，則一個周期內取樣時間的設置相等並非實質性的。
計算表明，如果適當地限定富利葉級數，則梯形法則給出準確的結果。例如，採用M=4，發現在第一項之後限定級數時，梯形法則就給出準確的結果。相應地，(21)-(24)式對於純正弦波的激勵是準確的。然而，在激勵時存在其它頻率的情況下，富利葉級數中將引入三次(k=3)和更高次諧波誤差。
計算還揭示以下的一般法則當用在一個周期的各相等時間間隔所得的M取樣評估基頻富利葉係數時，引起誤差的富利葉級數中的最低次項是(M-1)次。因此，將由M=4引出三次諧波誤差。取M=8，將沒有三次和五次諧波的影響，但七次諧波將引起誤差。取M=12，將只由十一次和更高次諧波引起誤差。可以看出，為了用在整個一周期內所得較小數目的取樣得到準確的結果，就需要使所述的更高次諧波保持較小。
一種保證高次諧波較小的方法是準備選擇激勵波形i(t)。從取樣的觀點看，單純的正弦波是最好的選擇，因為這樣就可以每周期只取由四個取樣就能得到準確的結果。但從硬體的角度看，單純的正弦曲線激勵並非最好的選擇，因為它的執行需要不失真的正弦波發生器以及功率消耗線性放大電路。
從硬體的觀點看，一種比較好的選擇是對稱方波。通過使用有源裝置，如金屬氧化物半導體場效應電晶體(MOSFET)或雙極場效應電晶體作為控制開關，接通與斷開電池的負載電路或其充電電路，每種狀態用去相等的時間，就可以很任意產生這種波形。這種開關裝置實際上是不消耗能量的，因為處在「斷開」狀態時，無電流流過，而在「接通」時，其兩端的電壓接近0。此外，對稱方波的富利葉係數與1/k成正比，這裡的k是諧波次數。因此，當使用對稱方波時，自然就省去高次諧波。
提高精確性的第二種方法是使用濾波器衰減高次諧波。這種濾波器可以是低通型的，或者可為帶通型的。兩種類型都能衰減高次諧波，因而將會提高測量的精確性，而無需增加每個周期的取樣數目。另外，測量期間，通過排除由流過電池的寄生電流所引起的帶外信號，濾波器還將提高抗噪聲度。由抗噪聲度的觀點看，急速調諧的帶通濾波器通常是上好的簡單低通濾波器。
通常，可以認為，由信號路徑中的濾波器引入的衰減和相移將會引起較大的誤差。如果濾波器是急速調諧的帶通濾波器，由於它的衰減和相移將隨頻率在非常窄的範圍內快速變化，則尤其如此。不過，申請人已確定，通過將相同的濾波特性既引入i(t)信號路徑，又將其引入v(t)信號路徑，就能避免這種誤差。進而，雖然濾波器的衰減和相移影響I′1av、I″1av、V′1av和V″1av的測量值，但這種影響抵消了由(38)和(39)式確定的R(f1)和X(f1)的值。這種新方法是本發明的重要貢獻。
下面的數學模擬將證明本測量方法的效果。圖3是表示普通12V鉛酸蓄電池小信號等效電路的示意圖。圖3中所示的元件值是在800安培額定冷起動電流的實際汽車蓄電池上進行的測量得到的。利用公知的公式可以計算圖3電路在任何給定頻率下的復阻抗。在10Hz條件下計算這種阻抗，發現是Z(10)=R(10)+jX(10)=7.276-j4.565mΩ。
圖4a示出由周期性地變換一個2A負載的「通」和「斷」所得圖3方式的方波激勵電流i(t)的一個周期，所述每種狀態耗去相等的時間。T=100ms的周期與基本頻率f1=1/T=10Hz對應。由於「通」和「斷」的時間相等，所以方波是對稱的，平均直流值為-1A。圖4b示出對於這種激勵電流，電池的響應電壓隨時間的變化。
圖4a和4b都揭示每周期八次取樣(M=8)。為了說明測量的相位不靈敏性，故意由方波轉換點8.33ms，即基本頻率f1條件下的30°相移替換t=0時的第一次取樣。在基本頻率下，接下去的七個取樣相隔12.5ms，或每隔45°。利用(25)至(28)式，由圖4a和4b所示i(t)和v(t)的取樣值計算四個基本頻率的富利葉係數I′1av、I″1av、V′1av和V″1av。結果是I′1av=1.203AI″1av=0.507AV′1av=11.4mVV″1av=-0.854mV將這四個量代入(38)和(39)式中，得到所述復阻抗Z(10)=R(10)+jX(10)=7.794-j3.993mΩ。我們看出，由i(t)和v(t)取樣確定的阻抗的實部和虛部與所述等效電路方式直接算出的真實值各差大約6％。這一誤差雖然不大，但它們是i(t)和v(t)的波形中存在第七次和更高次諧波的結果。因此，通過增加每個周期取樣的數目，能夠提高測量的精確性。也可以通過濾波使之得到提高。
以下將同樣的低通濾波器特性引入i(t)和v(t)的信號路徑，以削弱高次諧波。每個濾波器特性都是簡單的一次RC型濾波器，其截止頻率，即基本激勵頻率為10Hz。因此，在頻率f1條件下每個低通濾波器引入45°相移和3db衰減。
低通濾波器輸出端的電流和電壓i′(t)和v′(t)波形分別被示於圖5a和5b中。再次看到，電流平均值為-1A，並且，低通濾波器流過的直流分量沒有衰減。每幅圖中指示的八個取樣與圖4a和4b所指的相同。再次由取樣電流和電壓利用(25)-(28)式計算所述四個基本頻率富利葉係數I′1av、I″1av、V′1av和V″1av，其結果是I′1av=0.868AI″1av=-0.213AV′1av=5.236mVV″1av=-5.533mV它們與未濾波的電壓和電流所確定的那些是十分不同的。不過，在把這些係數代入到(38)和(39)式中的時候，就得到Z(10)=R(10)+jX(10)=7.164-j4.618mΩ，現在，其實部和虛部只與等效電路方式直接算出的真實值分別差1.3％和0.6％。這種測量精確性方面的大大提高令人矚目地表明，濾波的i(t)和v(t)信號值先於取樣信號去掉了高次諧波。
接下去以帶寬為1Hz(即Q=10)的二級帶通濾波器的特性代替低通濾波器特性。為了說明測量對於濾波器調諧的不靈敏性，故意使各濾波器「被解調」到10.5Hz，從而在通頻帶的較低邊緣處取代基本頻率f1。於是，每個濾波器再次在頻率f1時引入45°的相移和3db的衰減。
帶通濾波器輸出端處的電流和電壓波形i′(t)和v′(t)分別被示於圖6a和6b中。這些波形似乎為正弦波形，因而顯示高次諧波已被大大除去。電流波形的平均值現在為0，因為帶通濾波器完全拒絕直流分量。各圖中顯示的八次取樣也如圖4a和4b中所表示者。利用(25)-(28)式由被取樣的電流和電壓計算各富利葉係數I′1av、I″1av、V′1av和V″1av，結果是I′1av=0.209AI″1av=0.864AV′1av=5.525mVV″1av=5.283mV它們與由未濾波的電壓和電流或經低通濾波的電壓和電流所確定的那些是十分不同的。不過，在把這些量代入到(38)和(39)式中時，得到Z(10)=R(10)+jX(10)=7.268-j4.553mΩ，現在，其實部和虛部只與等效電路方式直接算出的真實值差0.1％。在取樣之前，濾波的i(t)和v(t)信號值去掉高次諧波的效果已令人矚目地表現出來。
圖7表示本發明測量電池/電池組10復阻抗之實部和虛部的實際裝置的第一實施例。圖1的電流激勵和處理電路5包括控制開關25、電阻負載30、差分電壓放大器35、電流信號濾波器40和模數轉換器45。控制開關25可包括MOSFET、雙極場效應電晶體，或其它作為開關工作的有源器件。圖1的電壓檢測和處理電路15包括耦合電容器50、電壓放大器55、電壓信號濾波器60，以及模數轉換器65。圖1的計算和控制電路20簡單地是微處理器/微控制器20。
圖7的裝置有如下述那樣產生隨時間周期性變化的電流i(t)，流過電池/電池組10用它的內部時鐘作為原始時序參考，微處理器/微控制器20經指令線70周期性地指令控制開關25「接通」。這種指令持續(assert)半個周期，而另外半個周期起始(initiate)，從而產生對稱的方波電流i(t)，經接點A和B、控制開關25及電阻負載30，流過電池/電池組10。圖4a示出這種波形。對於熟悉本領域的人員而言，其它在微處理器/微控制器20定時控制下產生周期性激勵電流的技術是清楚的。作為對微處理器/微控制器20的一種選擇是，對替代控制開關25的數模電路周期性地輸出適當的數字。按照這種方式，實質上可以產生包括正弦波在內的各種周期性波形。但根據本發明的這一實施例關係到，重要的特徵在於i(t)是周期性的，在於它的時間處於微處理器/微控制器20的控制之下。
差分電壓放大器35檢測電阻負載30兩端的電壓，並輸出與i(t)成正比的信號。這個電流流過電流信號濾波器40，該濾波器去掉高次諧波，得到與i(t)的頻率限制表示i′(t)成正比的信號。模數轉換器45接收所述頻率限制電流信號作為它的輸入。當由微處理器/微控制器20在指令線80上持續一個「選通數據」指令時，模數轉換器45取樣i′(t)的即時值，並將該量轉換成數字格式。微處理器/微控制器20隨後經通信路徑85輸入這個數字的i′(t)數據。
電壓放大器55通過耦合電容器50接受電池/電池組10兩端接點C和D處的電壓，除去直流分量V0。相應地，電壓放大器55的輸出與交流響應信號v(t)成正比。電壓信號濾波器60處理該信號，產生一個與頻率限制電壓v′(t)成正比的輸出信號。選擇電壓信號濾波器60的濾波響應特性，使與電流信號濾波器40的濾波響應特性相同。於是，有如上面所表示的那樣，在確定復阻抗過程中，可抵消因濾波器的衰減和相移所引起的有害影響。
濾波器40和60既可以是低通濾波器或帶通濾波器，也可以是開關電容型或較為普通的類型。如果濾波器40和60是開關電容型的，則由微處理器/微控制器20根據指令線75上輸出的時鐘信號頻率，確定它們的截止頻率和中心頻率。如果採用較為普通的有源或無源濾波器，則截止頻率或中心頻率固定，並可去掉指令線75。數模轉換器65接收頻率限制電壓信號v′(t)作為它的輸入。當由微處理器/微控制器20在指令線80上持續一個「選通數據」指令時，模數轉換器45取樣v′(t)的即時值，並將該量轉換成數字格式。微處理器/微控制器20經通信路徑90輸入這個數字的v′(t)數據。
在每一段連續時間內的M個相等的時間間隔，微處理器/微控制器20認定它的「選通數據」線80，所述連續時間內它向線路70發出「接通」開關25的指令。這有效地使數據取樣與激勵波形同步。沿數據路徑85和90將取樣的i′(t)和v′(t)值分別輸入微處理器/微控制器20，並為除去噪聲在所需的儘可能多的周期平均這些值。一旦得到穩定的消噪聲平均值，微處理器/微控制器20就利用適宜的四個式子，如(21)-(32)式所示的那些公式，計算各富利葉係數I′1aV、I″1aV、V′1aV和V″1aV。然後再用(38)和(39)式計算阻抗的實部和虛部。
圖7的實施例可同時得到i′(t)和v′(t)的數據取樣。但該實施例的缺點在於，它的精確性與插入電流信號路徑和電壓信號路徑的濾波器特性之間的緊密配合有決定性的關係。在兩個濾波器都是窄帶帶通濾波器時，這一要求就是特別麻煩的。由於衰減和相移要在很窄的頻率範圍內快速地改變，所以這樣的濾波器難於匹配。
圖8示出解決這個問題的本發明的第二實施例。代替使用電流路徑和電壓路徑中分立的濾波器，單獨一個濾波器105作兩個功能元件用。微處理器/微控制器20藉助沿指令線100發給模擬復用器95的指令，為所述濾波器選擇適宜的信號路徑。由於在兩個信號路徑中使用同一濾波器，所以就自動滿足密切配合的要求。除了現在的微處理器/微控制器20還沿線路100發出指令外，圖8的這個第二實施例的功能與圖7的第一實施例完全相同，並且在不同的周期，依次得到i′(t)和v′(t)的數據取樣，而不再是同時獲得。
微處理器/微控制器20在程序控制下確定i(t)轉換的時間和得到i′(t)和v′(t)數據取樣的時間。如果在電流和電壓效果路徑中都採用開關電容濾波器，則微處理器/微控制器20還確定各濾波器的截止頻率和中心頻率。相應地，當以開關電容濾波器構成時，本裝置完全由軟體調節，並能在各種在一個較寬範圍內所需的預定頻率條件下測量復阻抗。不過，當使用具有固定響應特性的濾波器時，所述測量將限於較窄的頻率範圍。
圖9示出的電路有助於改善普通濾波器的這一缺點。濾波器塊120包含多個普通濾波器，各自的截止頻率和中心頻率各不相同。微處理器/微控制器20通過沿指令線130對模擬復用器125發出指令，從這些固定的濾波器中選擇所需要的一個。在圖9所示的例子中，顯示出四個普通濾波器。因而，本裝置可在軟體控制下測量電池/電池組10在四個較寬地分開的標定頻率下的復阻抗。不過，四這個數目是作為舉例的簡單選擇。實際上，可以採用任何數目的固定濾波器。
在上面各實施例中，微處理器/微控制器20啟動i(t)的轉換，並且自然地處理為使取樣時間與激勵波形同步所需的時序參考。圖10示出另一種實現此目的的方法。在這個實施例中，客觀上由周期信號源135對微處理器/微控制器20產生周期性電流i(t)，所述信號源可包含實際函數發生器，或者可以包含電池充電系統的交流發電機。利用檢測i(t)波形上的周期性重複點的電路140，由i(t)得出時序參考。所得周期性定時脈衝的序列沿線路145與微處理器/微控制器20聯繫，在那裡發出中斷信號。用作這些中斷信號的軟體程序起始硬體或軟體時計，以便隨後確定每個周期內的M個取樣。於是，即使在圖10的實施例中客觀上產生激勵波形，微處理器/微控制器20始終都處理足夠的信息，使取樣時間與激勵波形同步。
圖11揭示了這種技術的一種改型。該圖中由包含變壓器150和整流器155的電池充電器從交流電源給電池充電。電路160通過檢測0交叉點，從交流電源得到時間脈衝。周期性定時脈衝序列也沿線路145與微處理器/微控制器20聯繫，在那裡發出中斷信號。當電池正在充電時，這種發明的改型能夠測量電池在電源線路的頻率下的阻抗(或者在全波整流的兩倍這一頻率條件下)，並取得事實上的優點，即本發明不需要激勵正弦波形，只需是周期性的。
這樣就完成了對本發明的公開。本發明是非常準確的，可處理較高的抗噪聲能力，而且實現起來也較經濟。總括起來，按照本發明，導出在頻率f1條件下的復阻抗的實部和虛部的步驟包括如下的一步或多步·以最小周期為1/f1的周期性電流i(t)激勵電池/電池組，並給出時序參考。
·檢測i(t)信號和響應的v(t)信號。
·以同一頻率限制濾波器處理這兩種信號，得到i′(t)和v′(t)信號。
·在一個周期的M個相等的時間(times)間隔處，同步地取樣i′(t)和v′(t)信號，並將各取樣轉換成數字格式。
·對多個周期平均各數字取樣，以除去噪聲。
·從已平均的各取樣評估平均的富利葉係數I′1aV、I″1aV、V′1aV和V″1aV。
·以數字表示的方式結合所述平均的富利葉係數，以確定Z(f1)=R(f1)+jX(f1)。
本發明除去極高的噪聲，使得能夠在電池實際使用的情況下對其測量，這是由兩個因素得出的。第一，對多個周期平均的同步定時數位訊號的作用是清除未由sin(2πf1t)和cos(2πf1t)修正過的噪聲信號，從而可從值得重視的噪聲中分出各種較小的信號。第二，在i(t)和v(t)信號路徑中安置同樣的限定帶寬的濾波器，以便在信號被取樣之前即削弱噪聲。可以分開採用這兩種措施的任何之一，而不會脫離本發明的真正精髓和範圍。
例如，可以通過簡單的檢測v(t)和i(t)的峰值或特別的值，並取這些測量值之比，得出「阻抗」的粗略近似值。但如果這種方法要在i(t)和v(t)信號路徑中使用相同的濾波器，則在本發明的整個範圍內都能實現這種粗略的近似。類似地，如果激勵波形的高次諧波足夠小，可以簡單地略去各濾波器，而只靠取樣/平均，去給出準確性並消除噪聲。這種改型對本發明的整個範圍內也將是同樣的。此外，可將本發明用於只求復阻抗的一個分量或兩個分量，或者可以按大小和相位而不再用實部和虛部表達復阻抗。還可以取不同數目的電流信號和電壓信號的取樣M。最後，具有半準確對稱性並且只需要非直流分量的信號((15)式)在任選的半個周期被取樣，而不是在全部整個周期內取樣。熟悉本領域的人員將能理解可從形式和細節方面做這些改型以及其它的變化，而不致脫離本發明的真正精髓和範圍。
權利要求
1．一種在分立的頻率下對電化學電池和電池組的阻抗求值的裝置，包括電流激勵電路，它適於與所述電池或電池組連接，並適於使周期性電流通過所述電池或電池組，所述周期性電流的特點是最小周期等於所述分立頻率的倒數；電流檢測和處理電路，它與所述電流激勵電路連接，並適於提供響應所述周期性電流給出的電流信號；電壓檢測和處理電路，它與所述電池和電池組連接，並適於提供響應所述電池和電池組兩端的周期性電壓給出的電壓信號；電流取樣和轉換電路，它與所述電流檢測和處理電路連接，並適於給出所述電流信號取樣值的數字表示；在分立的電流取樣次數所得的取樣值與所述周期性電流同步，並在所述周期性電流之最小周期的半周期中各間隔或全周期中各間隔及時地均一分配；電壓取樣和轉換電路，它與所述電壓檢測和處理電路連接，並適於給出所述電壓信號取樣值的數字表示；在分立的電壓取樣時間所得的取樣值與所述周期性電流同步，並在所述周期性電流之最小周期的半周期中各間隔或全周期中各間隔及時地均一分配；計算和控制電路，它與所述電流激勵電路連接，與所述電流取樣和轉換電路連接，以及與所述電壓取樣和轉換電路連接；所述計算和控制電路適於起始所述電路取樣次數(times)，起始所述電壓取樣，以及使所述電流信號取樣值的數字表示與所述電壓信號取樣值的數字表示以數字方式相結合，以計算所述阻抗。
2．如權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述電流檢測和處理電路以及所述電壓檢測和處理電路都包括濾波電路，所述濾波電路適於以同一濾波響應功能處理所述電流信號和電壓信號。
3．如權利要求2所述的裝置，其特徵在於，所述濾波響應功能元件是低通濾波響應功能元件。
4．如權利要求2所述的裝置，其特徵在於，所述濾波響應功能元件是帶通濾波響應功能元件。
5．如權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述計算和控制電路還適於起始所述周期性電流的時間；並適於通過從所述周期性電流之周期性重複時間點的測量，確定所述電壓取樣次數和所述電流取樣次數。
6．如權利要求書5所述的裝置，其特徵在於，所述電流激勵電路包括控制開關，通過周期性地變換所述控制開關的通、斷，從而周期性地中斷通過所述電池和電池組的電流，使所述計算和控制電路起始所述周期性電流的所述時間。
7．如權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述電流激勵電路包括產生和定時電路的功能元件，所述產生和定時電路適於自然地產生所述周期性電流，並使同步的周期性定時脈衝與所述計算和控制電路聯繫；所述計算和控制電路適於利用由所述定時脈衝的測量確定所述電流取樣次數和所述電壓取樣次數。
8．如權利要求7所述的裝置，其特徵在於，所述產生和定時電路的功能元件包括給所述電池或電池組充電的振蕩器。
9．如權利要求7所述的裝置，其特徵在於，所述產生和定時功能元件包括給所述電池或電池組充電的變壓器和整流器。
10．如權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述周期性電流是周期性方波電流。
11．如權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述周期性電流是周期性正弦波電流。
12．如權利要求1所述的裝置，其特徵在於，所述計算和控制電路還適於平均所述電流信號取樣值的數字表示和所述電壓信號取樣值的數字表示，以得到平均值；還適於以數字方式結合所述各平均結果，以便求出所述電流信號和電壓信號分量的富利葉係數的值；還適於以數字方式結合所述各富利葉係數，以計算所述阻抗。
13．一種測量在分立的頻率下電化學電池和電池組阻抗的裝置，包括電流激勵電路，它適於與所述電池或電池組連接，並適於使周期性電流通過所述電池或電池組，所述周期性電流的特點是最小周期等於所述分立頻率的倒數；電流檢測電路，它與所述電流激勵電路連接，並適於產生與所述周期性電流成比例的電流信號；電壓檢測電路，它與所述電池和電池組連接，並適於產生與所述電池或電池組兩端的周期性電壓成正比的電壓；濾波電路，它與所述電流檢測電路和電壓檢測電路連接，所述濾波電路的特點是頻率響應特性，並適於根據所述頻率響應特性給出頻率限制電流信號，以及根據同樣的所述頻率響應特性給出頻率限制電壓信號；計算電路，它與所述濾波電路、電流激勵電路連接，並適於根據所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號給出所述電化學電池或電池組的阻抗值。
14．如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述計算電路包括取樣和轉換電路，它與所述濾波電路連接，適於給出所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號的取樣值的數字表示；在周期性重複取樣時間得到的所述取樣值與所述周期性電流同步，並在所述周期性電流之最小周期的半周期中各間隔或全周期中各間隔均一地分配；計算和控制電路，它與所述電流激勵電路連接，與所述取樣和轉換電路連接；所述計算和控制電路適於起始所述取樣時間，以及由所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號的取樣值的數字表示計算所述阻抗。
15．如權利要求14所述的裝置，其特徵在於，所述計算和控制電路還適於起始所述周期性電流的時間，並適於通過所述周期性電流的周期性重複時間點的測量確定所述取樣次數(times)。
16．如權利要求15所述的裝置，其特徵在於，所述電流激勵電路包括控制開關，通過周期性變換所述控制開關的通、斷，從而周期性地中斷流過所述電池或電池組的電流，使所述計算和控制電路起始所述周期性電流的所述時間。
17．如權利要求14所述的裝置，其特徵在於，所述電流激勵電路包括產生和定時電路的功能元件，所述產生和定時電路適於自然地產生所述周期性電流，並以與所述周期性電流同步的方式使同步的周期性定時脈衝與所述計算和控制電路聯繫；所述計算和控制電路適於利用由所述周期性定時脈衝的測量確定所述取樣次數(times)。
18．如權利要求17所述的裝置，其特徵在於，所述產生和定時功能元件包括給所述電池或電池組充電的振蕩器。
19．如權利要求17所述的裝置，其特徵在於，所述產生和定時功能元件包括給所述電池或電池組充電的變壓器和整流器。
20．如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述頻率響應特性是低通頻率響應特性。
21．如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述頻率響應特性是帶通頻率響應特性。
22．如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述濾波電路包括一對匹配的濾波電路，它適於以分開的方式給出所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號。
23．如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述濾波電路包括單獨一個濾波電路，它適於既給出所述頻率限制電流信號，又給出頻率限制電壓信號。
24．如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述周期性電流是周期性方波電流。
25．如權利要求13所述的裝置，其特徵在於，所述周期性電流是周期性正弦波電流。
26．如權利要求14所述的裝置，其特徵在於，所述計算和控制電路還適於平均所述頻率限制電流信號取樣值的數字表示和所述頻率限制電壓信號取樣值的數字表示，以得到平均值；還適於以數字方式結合所述各平均結果，以便求出所述頻率限制電流信號和所述頻率限制電壓信號的同相分量和90°相移的富利葉係數的值；還適於以數字方式結合所述各富利葉係數，以確定所述電化學電池或電池組的阻抗。
27．一種測量在分立的頻率下電化學電池和電池組阻抗的方法，包括如下步驟以隨時間周期性變化的電流激勵所述電池或電池組，所述周期性電流的特點是最小周期等於所述分立頻率的倒數；檢測與所述隨時間周期性變化的電流成正比的電流信號，和與所述電池或電池組兩端隨時間周期性變化的響應電壓成正比的電壓信號；以相同的頻率響應功能元件處理所述電流信號和電壓信號，以得到頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號；使所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號結合，以確定所述電化學電池或電池組的阻抗。
28．如權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述使所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號結合的步驟還包括以下步驟在與所述頻率限制電流同步的均一間隔的取樣時間(times)取樣所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號，以得到數據取樣，並將所述數據取樣轉換成數字格式；由轉換成所述數字格式的所述數據取樣計算在所述分立的頻率下的阻抗。
29．如權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述計算步驟還包括以下步驟對多個周期平均轉換成數字格式的取樣，得到平均的數字取樣；由所述平均數字取樣計算所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號的同相分量和90°相移的的富利葉係數；結合各富利葉係數，以數字方式確定所述分立了條件下的阻抗。
30．如權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述以隨時間周期性變化的電流激勵電池或電池組的步驟是以周期性方波電流激勵所述電池或電池組。
31．如權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述以隨時間周期性變化的電流激勵電池或電池組的步驟是以周期性正弦波電流激勵所述電池或電池組。
32．如權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述處理電流信號和電壓信號的步驟是同時處理電流信號和電壓信號，所述取樣頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號的步驟是同時取樣所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號。
33．如權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述處理電流信號和電壓信號的步驟是同時處理電流信號和電壓信號，所述取樣頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號的步驟是依序取樣所述頻率限制電流信號和頻率限制電壓信號。
34．如權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述以同一頻率響應功能元件處理電流信號和電壓信號的步驟是以低通頻率響應功能元件處理所述電流信號和電壓信號。
35．如權利要求27所述的方法，其特徵在於，所述以同一頻率響應功能元件處理電流信號和電壓信號的步驟是以帶通頻率響應功能元件處理所述電流信號和電壓信號。
36．一種測量在分立的頻率下電化學電池和電池組阻抗的方法，包括如下步驟以隨時間周期性變化的電流激勵所述電池或電池組，所述周期性電流的特點是最小周期等於所述分立頻率的倒數；根據所述隨時間周期性變化的電流形成電流信號，並根據所述電池或電池組兩端隨時間周期性變化的響應電壓形成電壓信號；在所述隨時間周期性變化電流的半周期或整個周期內的相等時間間隔處取樣所述電流信號和電壓信號，並將所述電流信號取樣值和所述電壓信號取樣值轉換成數字格式；對多個周期平均所述取樣值，得到平均取樣值；由所述平均取樣值計算各富利葉係數；以數字方式使所述富利葉係數結合，以確定所述電化學電池或電池組在分立頻率下的阻抗。
37．如權利要求36所述的方法，其特徵在於，所述形成電流信號和電壓信號的步驟包括以同一低通頻率響應功能元件處理所述電流信號和電壓信號。
38．如權利要求36所述的方法，其特徵在於，所述形成電流信號和電壓信號的步驟包括以同一帶通頻率響應功能元件處理所述電流信號和電壓信號。
39．如權利要求36所述的方法，其特徵在於，所述以隨時間周期性變化的電流激勵電池或電池組的步驟是以周期性方波電流激勵所述電池或電池組。
40．如權利要求36所述的方法，其特徵在於，所述以隨時間周期性變化的電流激勵電池或電池組的步驟是以周期性正弦波電流激勵所述電池或電池組。
41．一種測量電化學電池或電池組在分立頻率下的阻抗的裝置，適於實行權利要求27的步驟。
42．一種測量電化學電池或電池組在分立頻率下的阻抗的裝置，適於實行權利要求36的步驟。
全文摘要
一種以最小頻率1/f
文檔編號G01R31/36GK1325551SQ99812919
公開日2001年12月5日 申請日期1999年9月10日 優先權日1998年9月11日
發明者基思·S·錢普林 申請人:基思·S·錢普林