數位訊號傳輸線路驅動器的製作方法

2023-04-25 05:15:11

專利名稱：數位訊號傳輸線路驅動器的製作方法
技術領域：
本發明系關於一種線路驅動器，特別是本發明系關於一種數位訊號傳輸的擬差動線路驅動器。
為自一個集成電路傳送數位訊號至其它集成電路而不會轉訛，必須確保連接線路不會損害信號。對陡峭信號邊緣，若經由該連接線路的傳輸時間為至少在電路的上升時間的值的大小，則連接線路的影響為不可忽略的，在此情況下，在電路間的簡單連接電線不再為足夠的。為避免嚴重的信號變形，具訂定特性阻抗的線路被使用其以他們的特性阻抗結束。通常，絞在一起的兩個絕緣電線被用於此目的，此種線路被稱為絞對銅線，具約100螺旋每米的絞對銅線具約110Ω的特性阻抗。小的終極電阻表示傳送器需傳送相對應地高輸出電流，為滿足此要求，線路驅動器被用做傳送器或驅動器。為進行不易受噪聲影響的信號傳輸的目的，線路驅動器被常常地構形為使得它們以對稱、互補信號饋送至在該絞對銅線的兩個電線，所使用接收器為一種比較器。在此種操作模式情況下，信息由差動信號的極性決定且不由位準的絕對值決定，在此內文中，噪聲脈衝僅產生共模式驅動，其因在該比較器差動形成而無影響地保持。
第1圖顯示一種擬差動線路驅動器LT，該擬差動線路驅動器LT具差動放大器DV1及DV2。該差動放大器DV1及DV2的反相輸入由輸入電流IINN及IINP饋入。該輸入電流IINN及IINP以脈衝形式出現及包含要被傳輸的信息，該輸入電流IINN及IINP在它們的時間特性方面及亦在它們的振幅值方面為相同的，且它們差異僅在於它們具不同的數學符號。該差動放大器DV1及DV2的非反相輸入具參考電壓VREF施用於它們，該差動放大器DV1及DV2系連接為具反饋電阻器RKW1及RKW2的電流/電壓轉換器，該差動放大器DV1及DV2的輸出以變壓器TF及絞對銅線TPL的形式饋送外部負載。為進行此目的，該變壓器TF的一次側輸入被連接至該差動放大器DV1及DV2的輸出，故該變壓器TF可傳送信號至在其下遊連接的絞對銅線TPL。
經由纜線的數位訊號之傳輸在隔別傳輸組件，」線路接口單元」間的接口具特別的重要性，在此內文的基本傳輸組件為線路驅動器，特別是當纜線長度變化時，要符合在線性及速度或頻寬的高需求並同時觀察所使用標準的脈衝屏蔽是困難的。
最傳統的線路驅動器系基於信號的電壓處理，亦即電壓信號經由外部負載被施用。這些線路驅動器常基於並並反饋系統或串並反饋系統，在並並反饋系統中，輸入信號源與輸入電阻器並聯連接，且反饋信號源與該輸入電流源並聯連接。相反的，在串並反饋系統中，反饋信號與該輸入信號源串聯連接。
已知線路驅動器，其中信號以通過外部負載的電流之形式被傳送，系基於電流鏡電路。這些線路驅動器的基本缺點為在聲頻域的轉移特性的不足線性及在射頻範圍的變形，在射頻域的變形系由Miller補償(極分裂)所引起，其為穩定化所需。Miller補償減少放大器的頻寬，其結果為在射頻信號的變形被引起，變形的補償必然產生更高的取出電流。
線路驅動器設計的其它方法系基於並串反饋原則，若這些線路驅動器基本上系基於電流鏡設計，則不足的線性為其結果。此外，該線路驅動器常具低輸入電阻，其在聲頻信號域及在射頻信號範圍皆會引起增加的錯誤電流。基於並串反饋原則的線路驅動器的其它經常性缺點為低開環路增益及電流輸入信號成為電壓信號的內部轉換，此使得這些線路驅動器不合適用於低供應電壓。
迄今所有線路驅動器的另一缺點為經常性的不足電力效率。
J.N.Babanezhad的出版物」一種乙太網絡及快速乙太網絡應用的100-MHz，50-Ω，-45-dB變形，3.3-V CMOS線路驅動器」，其出現於固體狀態電路IEEE期刊，34卷，1999，1044ff頁，敘述一種擬差動線路驅動器，其中信號以經過負載的電流形式產生。此線路驅動器的缺點為其高輸入補償，其來自不同形式的電晶體必須彼此符合之事實，而且，此線路驅動器不合適用於低供應電壓之應用。
R.Mahadevan及D.A.Johns的出版物」一種差動160MHz自行中斷最適CMOS線路驅動器」，其出現於固體狀態電路IEEE期刊，十二月，2000，敘述一種基於並串反饋原則的線路驅動器，此線路驅動器的缺點為其純電壓處理，此表示該線路驅動器在其輸出需要電壓信號。
另一種線路驅動器被敘述於J.Everitt、J.F.Parker、P.Hurst、D.Nack及K.R.Konda的出版物」一種10-Mb/s及100-Mb/s以大網絡的CMOS收發器」，其出現於固體狀態電路IEEE期刊，33卷，1998，2169ff頁。此線路驅動器的缺點為其低電力效率及其不足的線性。
所以本發明目的為提供一種在DC頻域及在射頻範圍皆具高線性的線路驅動器。
本發明所基於的目的可由權利要求第1項的特徵達到，有利發展及細節被敘述於子權利要求。
放大輸入電流為輸出電流的本發明線路驅動器具驅動器放大器、電壓控制輸出電流源、電流/電壓轉換器及電壓/電流轉換器。輸入電流被注入第一節點，在該驅動器放大器的第一放大器輸入系耦合至該第一節點其在該驅動器放大器的第二放大器輸入基本上具參考電壓施加其上。電流/電壓轉換器在該第一節點及第二節點間連接，該電流/電壓轉換器的功能為轉換第一電流(其系自該第一節點供應至該電流/電壓轉換器)為存在於該第二節點的電壓，存在於該第二節點的此電壓由該電壓/電流轉換器(其系連接至該第二節點)轉換為第二電流且在電流源放出。電壓控制輸出電流源由該驅動放大器控制，在該電壓控制輸出電流源的載電流路徑在該第二節點及第三節點間連接，自本發明線路驅動器的輸出電流由該第三節點輸出。
做為實例，該電流/電壓轉換器可為一種第一電阻器且該電壓/電流轉換器可為一種第二電阻器。該第二電阻器系藉由第一連接點連接至該第二節點，且其第二連接點特別是具共同固定電位(其可被接地)施加其上。
在本專利申請案中，節點不必要被了解為表示許多線路的分支點，而是，在此情況下的節點表示在線路上其圍繞電路為在約略相同電位的點，此定義允許甚至整個連接電路被理想化為一個節點。
此外，在第一放大器輸入及該第一節點間的耦合應不必要被考慮為使得該第一放大器輸入由連接線路被連接至該第一節點，同樣地該第一放大器輸入及該第一節點可具在他們之間連接的他一組件，經由此組件信號可在該驅動放大器及該第一節點間被交換，故最好在第一放大器輸入及該第一節點間有耦合。
本發明線路驅動器的電路設計系基於串並反饋原則，於此使用純電流模式技術的基本上新的結構被使用，所以輸入信號及輸出信號皆為電流，一部份該輸出電流由在該電壓控制輸出電流源(其可有利地為MOS電晶體的形式)的載電流路徑被反饋至該第一節點做為輸入節點，該輸出電流增益可由該第一及第二電阻器的正比被調整且因此為可變化的。
因為具同時高迴路增益及電阻器的使用之反饋，本發明線路驅動器具在DC電壓範圍的高線性，同樣地，高線性因本發明線路驅動器的非常高的頻寬及在信號路徑有效減少的寄生而在射頻域得到，電流模式技術的使用允許良好的訊號噪聲比。此外，本發明線路驅動器的電路技術相當容易與不同標準聯合，此亦可被製作的可程序化。藉由數字/模擬轉換器的驅動不需任何額外電路以預濾波該信號，而是，該預濾波可藉由在反饋的主要極點的適當選擇而被提供。
有利的是，第一電容器在該第一節點及該第二節點間連接，此外，連接第二電容器於該第二節點及該共同固定電位間是有利的。該第一及第二電容器被用於射頻去耦合。
關於本發明的一個有利細節，該驅動放大器為一種互導放大器，在此情況下，其反相輸入為第一放大器輸入且特別是其非反相輸入為第二放大器輸入。有利的是，該驅動放大器的輸出系連接至該電壓控制輸出電流源的控制連接點。
互導放大器與已知運算放大器不同在於其具高電阻輸出，所以互導放大器特別合適用於驅動線路。此涉及該互導放大器的輸出電阻與該線路的特性阻抗相較為高的之假設。
在本發明的另一個有利細節中，電晶體取代純電阻器被用做第一及/或第二電阻器的組件，該電晶體被操作於該電阻域，在該電阻域，亦可理解第一及第二電阻器可由電阻器及電晶體的組合被提供。
有利的是，該第三節點亦可被連接至在終極電阻器的連接點，該終極電阻器的第二連接點具他一共同固定電位施加其上，該他一共同固定電位亦可為一種外部指定的供應電壓。
關於本發明的一個特佳細節，放大差動總輸入電流為差動總輸出電流的擬差動線路驅動器具擁有如上所述特徵的第一及第二線路驅動器。該差動總輸入電流包括第一及第二輸入電流部份，同樣地，該差動總輸出電流包括第一及第二輸出電流部份。該第一輸入電流部份被注入該第一線路驅動器的第一節點，該第一線路驅動器的第三節點輸出第一輸出電流部份，該步驟類似於第二輸入電流部份及第二輸出電流部份，其使用該第二線路驅動器。此外，該第一及第二線路驅動器的參考電壓具相同值。
本發明擬差動線路驅動器特別適合用於數位訊號的信號傳輸，在此情況下，該第一輸入電流部份及該第二輸入電流部份皆具對稱、互補信號。這些信號由本發明擬差動線路驅動器以合適方式被放大及可饋至一如絞對銅線。使用此種操作模式，所傳送信息由該差動信號的極性決定。
類似已如上敘述的線路驅動器，本發明擬差動線路驅動器之特點在於在DC頻域及在射頻範圍皆具高線性。此外，電流模式技術產生良好的訊號噪聲比。
關於本發明的另一個特佳細節，該第一線路驅動器的第一節點額外以第一可控制電流源被饋入。同樣地，該第二線路驅動器的第一節點額外以第二可控制電流源被饋入，此外，在該第一及第二線路驅動器的驅動放大器的第二放大器輸入被有利地耦合至第四節點，其以第三可控制電流源饋入，由該第三可控制電流源所提供的電流可被使用以得到該參考電壓。做為實例，該第一、第二及第三可控制電流源可由操作點調整或操作點調節的單元而被控制。
於上所敘述方法可被使用以調整或調節該擬差動線路驅動器的操作點，以使最適操作條件可被確保且不須額外在信號路徑出現的寄生組件。操作點調整或操作點調節允許由該擬差動線路驅動器所取出的靜態電流可被減少而不會引起頻寬減少的額外變形做為結果，該擬差動線路驅動器的本發明電路因而以高頻率與低供應電壓的組合之最適方式設計。
子權利要求第11至36項訂定根據權利要求第10項的擬差動線路驅動器的各種細節及發展。在此內文中，子權利要求第11至16項系關於被示於第2圖及第3圖的該擬差動線路驅動器的細節，其它細節由子權利要求第11至20項及第21至23項及第24至26項及第27至35項提供及被示於第7圖及第8圖及第9圖及第10圖。
本發明藉由實例及參考圖標詳細說明於下，其中第1圖顯示基於先前技藝的擬差動線路驅動器的示意圖，其饋入至絞對銅線；
第2圖顯示本發明擬差動線路驅動器的第一示例具體實施例的電路圖；第3圖顯示本發明擬差動線路驅動器的第一示例具體實施例的變化之電路圖；第4圖顯示電壓及電流數據以解釋本發明線路驅動器做動的方式；第5圖顯示本發明線路驅動器的示例具體實施例的電路圖以解釋其AC特性；第6圖顯示被示於第5圖的本發明線路驅動器的示例具體實施例的小相當電路圖；第7圖顯示本發明擬差動線路驅動器的第二示例具體實施例的電路圖；第8圖顯示本發明擬差動線路驅動器的第三示例具體實施例的電路圖；第9圖顯示本發明擬差動線路驅動器的第四示例具體實施例的電路圖；及第10圖顯示本發明擬差動線路驅動器的第五示例具體實施例的電路圖；第2圖顯示使用CMOS技術所製造的本發明擬差動線路驅動器LT的第一示例具體實施例的電路圖。該擬差動線路驅動器LT的電路圖系沿想像水平運行穿過電路圖的中央的線路對稱排列。基於簡化及解釋原因，在一些情況下，電路圖的後續敘述僅討論該電路圖的下半。因電路圖的對稱性為明顯的，該電路圖的上半部被連接及運作的方式以類似方式得到。此外，該名稱MNx及MPx(其中x＝1，2，3，…)分別表示下文的n-信道MOSFETs及p-信道MOSFETs。
該擬差動線路驅動器LT為可控制電流源的形式，互補輸入電流IINN及IINP，其在輸入NIN及PIN饋入該擬差動線路驅動器LT，以經放大形式在輸出NIOUT及PIOUT輸出做為輸出電流IOUTN及INOUTP。
該輸出電流IOUTN或INOUTP由電晶體MN1或MN1』製造及在後者的汲極連接輸出。為達此目的，該電晶體MN1或MN1』由互導放大器OTA1驅動。在此方面，該互導放大器OTA1的輸出及該電晶體MN1或MN1』的閘極連接被彼此連接。該輸出電流IOUTN及INOUTP的一部份藉由在該電晶體MN1或MN1』的汲極/源極路徑被反饋至在該互導放大器OTA1的倒反輸入。在此方面，該電晶體MN1或MN1』使用其源極連接以饋至節點K2或K2』，其必然經由電阻器R1或R1』連接至節點K1或K1』。在此時刻會指出此裝置的基本優點為在該節點K2或K2』的低節點電阻，該節點K1或K1』系皆連接至該互導放大器OTA1的倒反輸入及連接至該擬差動線路驅動器LT的輸入NIN或PIN，該節點K2或K2』亦具連接至其的電阻器R2或R2』其亦連接至共同固定電位，特別是，其可為接地VSS。
該互導放大器OTA1的倒反輸入系連接至節點K4，在節點K4，電壓VSGND被產生其被用做信號接地，該電壓VSGND由饋至該節點K4的電壓控制電流源VCCS2以此種方式被產生，由電壓控制電流源VCCS2產生的電流經由耦合至該節點K4的電阻器R3汲至接地VSS。
在該節點K1及K2或K1』及K2』間連接的是電容器C1或C1』，在節點K2或K2』，電容器C2或C2』系連接至該接地VSS。類似的情況應用於該節點K4及電容器C3，電容器C1、C1』、C2、C2』及C3被用於射頻去耦合。
該互導放大器OTA1的工作為調節存在於該節點K1或K1』的電壓為存在於該節點K4的電壓VSGND，為達此目的，該電晶體MN1或MN1』的閘極電位依所適當變化。形成反饋網絡的電阻器R1及R2或R1』及R2』可被使用以調整該擬差動線路驅動器LT的增益。
在第2圖中，該擬差動線路驅動器LT的輸出側被連接至變壓器TF，且由該輸出電流IOUTN及INOUTP產生的輸出電壓VOUT被施用於該變壓器TF的一次側，該變壓器TF饋送如絞對銅線TPL。輸出電流IOUTN及INOUTP系經由在節點K3或K3』間連接的終極電阻器RL及RL』送至外部供應電壓VDDA，輸出電壓VOUT跨過兩個串聯連接的終極電阻器RL及RL』降低，在此情況下，該擬差動線路驅動器LT的輸出電阻遠高於包括終極電阻器RL及RL』的外部負載。
為調整及可能地調節DC操作點，除了該電壓控制電流源VCCS2，他一電壓控制電流源VCCS1及VCCS1』被使用。該電壓控制電流源VCCS1或VCCS1』以電流IOPN或IOPP饋送該節點K1或K1』，該電壓控制電流源VCCS1、VCCS1』及VCCS2由單元OPC控制以進行DC操作點調整或DC操作點調節，該單元OPC必然由以固定電流源IREF所提供的電流饋送，由該固定電流源IREF的電流被使用以調整該擬差動線路驅動器LT的DC操作點及同時亦被用做信號產生的參考電流，此確保在電流信號及電流操作點間的同步，及過度驅動作用被避免。此外，由以固定電流源IREF所提供的電流之權重複制被使用以調整電晶體MN1或MN1』的DC，及因而亦調整經過該外部負載的靜態電流。
此外，本電路使得進行並電流或靜態電流補償為可能，此涉及能夠調整連接於該擬差動線路驅動器LT下遊的變壓器TF的預飽和、在靜態情況由電路所取出的電力及在該電路的任何不對稱性。
第3圖顯示示於第2圖的第一示例具體實施例的變化之電路圖，在此線路驅動器LT中，電阻器R1及R1』及亦R2及R2』已由電晶體MNA及MPA或MNA』及MPA』及亦MNB及MPB或MNB』及MPB』取代。在此情況下，電晶體MNA、MNA』、MNB及MNB』為n-信道MOSFETs，且電晶體MPA、MPA』、MPB及MPB』為p-信道MOSFETs。
該電晶體MNA的汲極/源極路徑系在該節點K1及K2間連接，與該電晶體MNA平行連接的是電晶體MPA，該電晶體MNB的汲極/源極路徑系在該節點K2及接地VSS間連接，與該電晶體MNB平行連接的是電晶體MPB，類似的情況應用於該電晶體MNA』及MPA』及亦MNB』及MPB』。
該電晶體MNA、MPA、MNB等的閘極電位由參考電壓VREFx(其中x＝MNA、MPA、MNB等)控制，若該電晶體MNA、MPA、MNB、MPB、MNA』、MPA』、MNB』及MPB』在電阻域操作，這些電晶體可調整在本電路裝置的該擬差動線路驅動器LT之增益因子。亦可提供該電晶體MNA、MPA、MNB、MPB、MNA』、MPA』、MNB』及MPB』使所有皆具相同閘極電壓施用於它們。為達此目的，這些電晶體的閘極連接可被連接至在電路中的另一個且可由共同參考電壓源供應。
下文敘述示於第2圖的該擬差動線路驅動器LT的DC響應。
在靜態狀態，亦即不須饋入該輸入NIN的輸入電流IINN，流經該電阻器R2的電流I2基於存在於該節點K2的電壓變為已確定的。存在於該節點K2的電壓由存在於該節點K4的電壓VSGND及由越過該電阻器R1的電壓降(其由電流IOPN而引起)決定，電路的控制響應產生在該節點K1的電壓VSGND，若電流IPON及流經該電阻器R1的電流I1皆等於零。在靜態狀態，因而以下可應用於經過在該電晶體MN1的汲極/源極路徑及經由該終極電阻器RL的輸出電流IOUTNIOUTN＝VSGND/R2 (1)方程式(1)被使用以計算在該節點K3或K3』間的輸出電壓VOUT降VOUT＝VDDA-IOUTN·RL(2)由方程式(1)，可了解沒有由該電壓控制電流源VCCS1所提供的電流IOPN，經由該負載在靜態狀態的輸出電流IOUTN可由電壓VSGND(其為信號接地)及該電阻R2的商數得到。沒有任何DC操作點調節，所以該輸出電流IOUTN系直接正比於在靜態狀態的信號接地，然而，為驅動該擬差動線路驅動器LT，將該信號接地保持固定為有利的。電路的靜態電流調節之添加允許輸出電流IOUTN可在靜態狀態被調節而不須改變在方法中的信號接地，靜態電流調節的另一個優點為其允許電壓VSGND較存在於該節點K2的電壓為高，此擴張了於負荷的有效地可用電壓調節範圍，然而，越過負荷的最低電壓降必須確保在靜態狀態以準備用於經調整操作點，及因而該擬差動線路驅動器LT的作為電流源的操作被確保當該擬差動線路驅動器LT使用電晶體被實施，如第2圖所示。
當考慮電流IOPN時，由該電路裝置的結果為電流I1由該電阻器R1在該節點K2的方向被轉換為電壓VK2，在該節點K2的此電壓VK2亦再次由該電阻器R2被轉換為電流I2。完全地，此產生輸出電流IOUTN的下列方程式IOUTN=VSGNDIOPNR1R2---(3)]]>對輸出電壓VOUT，結果因而為VOUT=VDDA-VSGNDIOPNR1R2RL---(4)]]>當使用CMOS差動輸出階段取代已知電流運算放大器，輸入電阻為非常高的，其必然需要小的錯誤電流，其結果為對本發明該擬差動線路驅動器LT的高線性與在輸入電阻的差異於調變及頻率之基本貢獻。
對在第2圖所示的電路之DC增益Aidc系得自下列方程式Aidc=IOUTNIINN=[R1+R2R2]---(5)]]>以下應用於在第2圖所示的電路之輸出電阻γoutMN1outMN1=1gdsMN1[1+gmtotMN1(R1||R2)]+(R1||R2)---(6)]]>其中gdsMN1顯示該電晶體MN1的汲極/源極梯度且gmtotMN1顯示考慮推挽作用的該電晶體MN1的轉移導納，對gdsMN1及gmtotMN1，應用下列方程式gdsMN1+VdsMN1---(7)]]>gmtotMN1nCoxWMN1LMN1IdsMN1(1-/22p+VsbMN1)---(8)]]>在以上方程序中，λ為方法常數，VdsMN1為該電晶體MN1的汲極/源極電壓，μn為電荷載體的移動性，Cox為閘極氧化物的電容，WMN1及LMN1為該電晶體MN1的閘電極的寬度與長度，IdsMN1為流經該電晶體MN1的汲極/源極路徑的電流，γ為常數，ΦP為電位且VsbMN1為該電晶體MN1的源極/整體電壓。
方程式(3)、(6)、(7)及(8)可被使用以得到在該電流IPON及存在於該節點K4的電壓VSGND的該輸出電阻γoutMN1之依賴性。
本發明擬差動線路驅動器LT的功能之較佳了解由輸入電流IINN的信號數據、存在於該節點K2的電壓VK2的信號數據、存在於該節點K5(節點K5系在該互導放大器OTA1的輸出及該電晶體MN1的閘極連接間的連接線路上)的電壓VK5的信號數據、及輸出電流IOUTN的信號數據提供，如第4圖所示，示於第4圖的信號已以時間t繪製。
下文意欲考慮示於第2圖的該擬差動線路驅動器LT的AC響應。
在此方面，其用做較佳說明的目的以自第2圖所示的電路抽取放大該兩個互補輸入電流IINN及IINP的其中一個所必需的電路部份。第5圖顯示被用於放大該輸入電流IINN的該擬差動線路驅動器LT的電路部份，示於第5圖的電路的小信號相當電路圖被示於第6圖。在小信號相當電路圖的情況下，假設該互導放大器OTA1系在」串疊式組態」。
第6圖顯示電路的區域，其以虛線描繪該互導放大器OTA1或該電晶體MN1的小信號相當電路圖。VIN表示該線路驅動器的輸入電壓及f表示反饋迴路的反饋因子，在該互導放大器OTA1的情況下，γinOTA1、CinOTA1、γoutOTA1及CoutOTA1為其輸入電阻、其輸入電容、其輸出電阻及其輸出電容。在該電晶體MN1的情況下，CgsMN1為其閘極/源極電容，VgsMN1為其閘極/源極電壓，CsbMN1為其源極/本體電容，VsbMN1為其源極/本體電壓及CoutMN1為其輸出電容，變量gmn1、gm3、gm1及gmb1表示轉移導納，且γ3及γ0為電阻。
小信號相當電路圖可被使用以得到在該頻域中於此處所示的線路驅動器的輸入阻抗Zin(s)、輸出阻抗Zout(s)及轉移函數Ai(s)的數學關係式。
該線路驅動器的輸入阻抗Zin(s)系由下列方程式得到Zin(s)ZinOTA1(s)||(R1+R2)1+Tloop(s)---(9)]]>A(s)＝AOTA1(s)·AMN1(s) (10)f(s)=(R2R1+R2)1+sR1C11+sR1R2R1+R2C1---(11)]]>Tloop(s)＝a(s)·f(s) (12)在方程式(9)至(12)中，ZinOTA1(s)為該互導放大器OTA1的輸入阻抗，Tloop(s)為環路增益，a(s)為該放大器裝置的開路增益因子，AOTA1(s)為該互導放大器OTA1的開路增益因子，AMN1(s)為該電晶體MN1的開路增益因子且f(s)為反饋因子。
假設該互導放大器OTA1為單階段放大器，該互導放大器OTA1的開路增益因子AOTA1(s)可以經簡化型式被訂定做為零ωz1及極點ωp1及ωp2的函數AOTA1(s)=AVOdc(1-s/Z1)(1-s/P1)(1-s/P2)---(13)]]>其中Avodc為在該DC情況下的該互導放大器OTA1的開路增益因子。
上述方程式產生以下方程序做為該線路驅動器的轉移函數Ai(s)Ai(s)=R1R2R211+1/Tloop(s)---(14)]]>考慮方程式(6)產生該輸出阻抗Zout(s)如下Z0(s)＝γoutMN1(s)·(1+Tloop(s)) (15)Zout(s)=RL||Z0(s)1+s/((RL||Z0(s))CdsMN1)---(16)]]>其中CdsMN1為該電晶體MN1的汲極/源極電容。
因在CMOS技術的運算放大器階段之輸入阻抗繫於高於100kΩ的區域，該放大器電路在該線路驅動器的該輸入阻抗Zin(s)僅具小的影響，因而在可控制電流源不須任何額外負載。因在頻域增加的錯誤電流的結果之不欲變形，可能因電荷倒反作用及電流放大器組態之低輸入阻抗而引起，被最小化做為結果。此為本發明電路的基本優點，所以該線路驅動器的該輸入阻抗Zin(s)可被表示如下，考慮方程式(2)Zin(s)=R1+R21+Tloop(s)---(17)]]>假設該單元OPC表示操作點的反饋控制迴路及因此調節經過該電晶體MN1的靜態電流，由方程式(14)的該轉移函數Ai(s)必須被調整以符合在第2圖所示的電路裝置。為簡化，該反饋迴路可被認為是具主要極點ωfb的系統，且下列方程式應用於在拉普拉斯位準的轉移函數Hfb(s)，其中A0fb為DC增益
Hfd(s)=A0fd1-s/fd---(18)]]>假設操作點的反饋控制迴路，下列函數由此被得到做為Aifb(s)Aifb(s)=Ai(s)1+Ai(s)Hfb(s)=R1R2R211+1/Tloop(s)1+R1R2R2Aofb(1+1/Tloop(s))(1-s/fb)---(19)]]>該反饋迴路的主要極點ωfb系用做在該轉移函數Aifb(s)的額外零點，該極點ωfb被選擇使得要被放大的電流信號之最低頻譜頻率組件被傳送而無任何額外變形，且該線路驅動器的穩定度未被損傷。
當以AC耦合進行該線路驅動器時，如在第10圖於下所示，方程式(9)必須被提供具額外零點。小信號分析接著在該頻域產生下列轉移函數Aiac(s)Aiac(s)=R1+R2R2(11+1Tloop(s))(1-11-sCC1RC1)---(20)]]>少量關於在第2圖所示的擬差動線路驅動器LT的穩定性之基本考量被使用於下，做為電路穩定性的準則，可使用該迴路增益Tloop(s)
Tloop(s)=AVOdcAVOMN1Aidc(1-s/Z1)(1-s/Z2)(1-s/P1)(1-s/P2)(1-s/P3)(1-s/P4)---(21)]]>在此內文中，在反饋網絡中ωz2為零點及ωp3為極點，AvoMN1為該電晶體MN1的開路增益因子，ωp4為該電晶體MN1的零點且Aidac為DC增益。為得到該DC增益及該電晶體MN1的開路增益因子AvoMN1，應用方程式(22)及(23)Aidc(s)=R1+R2R2---(22)]]>AVOMN1gmMN1gmMN1+1---(23)]]>在方程式(23)，gmMN1為該電晶體MN1的轉移導納。
零點ωz1及ωz2及極點ωp1、ωp2、ωp3及ωp4由方程式(24)至(29)約略產生z1gmOTalCoutOTA1---(24)]]>z21R1C1---(25)]]>p11RoutOTA1CoutOTA1---(26)]]>p213C1---(27)]]>p3R1+R2R21R1C1---(28)]]>
p41outMN1(1+AVOdcAVOMN1Aidc)CoutoTA1---(29)]]>在方程式(24)，gmOTA1表示該互導放大器OTA1的轉移導納。
上述方程式產生下式做為相位調換PMPM=/2-arctan(GBW2P1)-arctan(GBW2P2)-arctan(GBW2P3)-]]>arctan(GBW2P4)+arctan(GBW2Z1)+arctan(GBW2Z2)]]>(30)在此內文中，該擬差動線路驅動器LT的增益帶寬乘積GBW可根據下列方程式計算GBWAVOdcAVOMN1Aidc12R1C1---(31)]]>該電路裝置的主要極點ωd由反饋路徑決定d=1R1C1---(32)]]>若該互導放大器OTA1的極點ωp2及在該電晶體MN1的輸出的寄生極ωp4大於主要極點ωd，則該擬差動線路驅動器LT的穩定度由在該反饋路徑的極點ωd決定。所以，省卻該互導放大器OTA1的額外穩定度為可能的。此外，該主要極點ωd可被設計使得該擬差動線路驅動器LT亦可被用做形狀過濾器。
如果所取出電力表示該極點ωp2太接近該主要極點ωd，則額外零點可自該互導放大器OTA1的輸入至串疊的AC前饋電路產生，該極點ωp2因此極點補償的結果偏移至較高頻率。
為產生敘述於下文及示於第8及10圖的電路，穩定度的考量必須考慮因該反饋路徑的結果或該AC耦合的結果之額外零點。做為線索可假設零點的截止電壓應遠較該主要極點ωd為低。
在該擬差動線路驅動器LT的大多數應用的情況中，例如乙太網絡10/100/1000基底T，該輸出脈衝必須保持為一種脈衝屏蔽。假設該主要極點ωd小於該極點ωp1至ωp4，在時域該擬差動線路驅動器LT的響應可以簡單形式顯示如下VOUT(t)＝RL·IINN·(1-exp(-t/ωd)) (33)對在1000基底T標準的脈衝屏蔽，在脈衝位準的10％及90％之間的上升對在4奈秒的上升時間內的1V脈衝為需要的。由在個別基本標準的此種需求及由以上所顯示方程式使該擬差動線路驅動器LT據以成比例是可能的。
本發明該擬差動線路驅動器LT的他一示例具體實施例於下文示出，特別是，本發明於此處系證實DC操作點調整或DC操作點調節(示於第2圖)及該電壓控制電流源VCCS1、VCCS1』及VCCS2的單元OPC之實施選擇。
第7圖顯示本發明擬差動線路驅動器LT的第二示例具體實施例的電路圖，在本示例具體實施例中，該單元OPC及該電壓控制電流源VCCS1、VCCS1』係為電晶體MP1、MP2、MP3及MP4的形式，此外，該電晶體MP1、MP2、MP3及MP4被設計為電流源，電流源的輸入電流由固定電流源IREF提供，該固定電流源IREF經由電晶體MP1的汲極連接點饋入該電晶體MP1，該電晶體MP1為在該電流源的輸入電晶體，該電晶體MP1的汲極連接點系連接至後者的閘極連接點及亦連接至該電晶體MP2、MP3及MP4的閘極連接點，該電晶體MP1、MP2、MP3及MP4的源極連接點系耦合至供應電壓VDD。電容器CB1繫於這些電晶體的閘極連接點及該供應電壓VDD之間連接，該電晶體MP2使用其汲極連接點以使用電流IOPP饋入該節點K1』，類似地，該電晶體MP3或MP4以電流ISGND或以電流IPON饋入該節點K4或K1。
存在於該節點K4的信號接地系得自該電流ISGND，其系正比於由該固定電流源IREF所產生的電流。所以，本擬差動線路驅動器LT的相當良好的同步性被確保。經由該電晶體MN1的輸出電流IOUTN由方程式(3)得到，在該頻域的該轉移函數Ai(s)由方程式(14)提供。
第8圖顯示本發明擬差動線路驅動器LT的第三示例具體實施例的電路圖。在本第三示例具體實施例中，操作點被調整，不像在第7圖所示的第二示例具體實施例。為達到此目的，一種他一互導放大器OTA2、他一固定電流源IREFA及IREFA』及由電晶體MP5及MP6或MP5』及MP6』所形成的兩個獨立電流鏡在該電路中被進行。
在一個獨立電流鏡的電晶體MP5及MP6由它們的閘極連接點彼此連接，它們的源極連接點具供應電壓VDD施用於它們，該電晶體MP5為該電流鏡的輸入電晶體且由該固定電流源IREFA在其汲極連接點饋入，該電晶體MP6使用其汲極連接點以提供該電流IPON。此外，該互導放大器OTA2同樣地以電流IOTA2饋入該電晶體MP5的輸入，該互導放大器OTA2的輸出側產生此種數量的電流IOTA2使得存在於該節點K2的電壓被調節為參考電壓VREF。為達到此目的，該互導放大器OTA2的倒反輸入被連接至該節點K2且其非反相輸入具參考電壓VREF施用於它們，類似情況施用於該電晶體MP5』及MP6』，該固定電流源IREFA』及該電流IOTA2』。
由本示例具體實施例所得到的優點為該操作點，亦即通過該電阻器R2的電流I2及因而通過在該終極電阻器RL的電晶體MN1之輸出電流IOUTN，被調節。在該節點K2的電位因而等於該參考電壓VREF，忽視任何補償。另一個優點為該互導放大器OTA1的補償及所得的錯誤電流被修正。
在該互導放大器OTA2的頻域之轉移響應應根據方程式(18)被正比，該轉移響應必須具主要極點ωfb。該擬差動線路驅動器LT的轉移函數由方程式(19)提供。
第9圖顯示本發明擬差動線路驅動器LT的第四示例具體實施例的電路圖，本電路系基於第7圖所示的第二示例具體實施例的電路。此外，在本電路的情況下，電流IOTA3饋入該電晶體MP1的輸入，電流IOTA3由他一互導放大器OTA3產生。該互導放大器OTA3的倒反輸入被連接至該節點K4，其中該電流ISGND產生該信號接地，該互導放大器OTA3的非反相輸入具參考電壓VREF施加其上。
敘述於上的電路裝置允許該操作點的間接調節，為達到此目的，在該節點K4的電壓使用該互導放大器OTA3與該參考電壓VREF比較。在電流源的輸入，由該固定電流源IREF所產生的電流具電流IOTA3疊加於其上，其為使得在該節點K4的電壓顯示該參考電壓的值。
於第9圖所示的電路在非常高信號頻率為特別有利的，因該操作點的間接調節抑制在該信號路經的額外寄生負載，在該信號情況的此種額外寄生負載可限制該轉移特性的品質。
本電路的操作點根據方程式(3)變為被建立的，在該頻域的轉移函數由方程式(14)提供。
第10圖顯示本發明擬差動線路驅動器LT的第五示例具體實施例的電路圖，在此情況下，電流IOPN及IOPP再次由電流源提供，其具由該固定電流源IREF所饋入的電晶體MP7做為輸入及電晶體MP8及MP8』做為輸出。然而，在本示例具體實施例中，電流IOPN或IOPP並未饋入該節點K1或K1』，而是該節點K6或K6』，該節點K6或K6』系經由電阻器R5或R5』連接至該互導放大器OTA1的輸出，在該節點K1或K1』及該互導放大器OTA1的反相輸入間連接的是電容器CC1或CC1』，該電壓VSGND被施用於該互導放大器OTA1的非反相輸入，此外，電阻器RC1及RC1』被耦合至該互導放大器OTA1的反相輸入，該電阻器RC1及RC1』的其它連接具該電壓VSGND被施用於它們。
該節點K6或K6』亦連接至該電晶體MN2或MN2』的閘極連接，在該電晶體MN2或MN2』的源極連接，電阻器R4或R4』系連接至地面VSS，該電晶體MN2或MN2』的汲極連接系連接至後者的閘極連接。此外，電容器C4或C4』系連接至在該電晶體MN2或MN2』的汲極連接的接地VSS。
本示例具體實施例系合併操作點調整的簡單電流鏡及電流放大的並串反饋，電路有利地不需要任何使用反饋迴路的操作點調節，此外，該互導放大器OTA1系經由AC耦合為主動的。
沒有任何信號施用於該輸入NIN，該電晶體MN1及MN2一起形成負反饋電流鏡，在此內文中，所使用的負反饋電阻器為電阻器R2及R4。做為基礎電流，由該固定電流源IREF所產生的電流經由以該電晶體MP7及MP8所形成的電流鏡被對映為該節點K6，該節點K6為由該電晶體MN1及MN2所形成的負反饋電流鏡的輸入。電流IOPN經由在該電晶體MN2的汲極/源極路徑及經由該電阻器R4汲至該地面VSS，若流經該電阻器R5的電流I5等於零。該互導放大器OTA1的輸出產生相等於在該節點K6的電位之電位，流經該電晶體MN1及該電阻器R2的電流系基於該電晶體MN1及MN2的梯度之商而得到，該階段比可根據要求被選擇。
當該輸入NIN以輸入電流IINN驅動時，根據方程式(3)，具該電阻器R1及R2及該電晶體MN1的AC耦合互導放大器OTA1用做具DC電流增益的並串反饋。故此包括沒有任何沒有任何額外電流流入該電晶體MN2，在由該電晶體MN1及MN2所形成的電流鏡的參考路徑系經由低通過濾器去耦合，其包括該電阻器R5及該電容器C4。
藉由電容器CC1或CC1』及電阻器RC1及RC1』的該互導放大器OTA1的AC耦合之結果為在該轉移函數的額外零點，低於該零點頻率的噪聲信號因而被抑制，在該頻域的本電路之轉移函數由方程式(20)提供。
權利要求
1.一种放大一輸入電流(IINN；IINP)為一輸出電流(IOUTN；IOUTP)的線路驅動器具一驅動器放大器(OTA1)、一電壓控制輸出電流源(MN1；MN1』)、一電流/電壓轉換器、一電壓/電流轉換器、一第一節點(K1；K1』)、一第二節點(K2；K2』)及一第三節點(K3；K3』)，其中-該輸入電流(IINN；IINP)可被注入該第一節點(K1；K1』)，-在該驅動器放大器(OTA1)的一第一放大器輸入系耦合至該第一節點(K1；K1』)且在該驅動器放大器(OTA1)的一第二放大器輸入基本上具參考電壓(VSDND)施加其上，-該電流/電壓轉換器，其在該第一節點(K1；K1』)及該第二節點(K2；K2』)間連接，其被設計以使其能為轉換一第一電流(I1；I1』)，其系自該第一節點(K1；K1』)供應至該電流/電壓轉換器，為存在於該第二節點(K2；K2』)的電壓(VK2；VK2』)，-該電壓/電流轉換器，其系連接至該第二節點(K2；K2』)，被設計以使其轉換存在於該第二節點(K2；K2』)的該電壓(VK2；VK2』)為第二電流(I2；I2』)，且供應該第二電流(I2；I2』)至電流源(VSS)，-該電壓控制輸出電流源(MN1；MN1』)由該驅動放大器(OTA1)控制，且在該電壓控制輸出電流源(MN1；MN1』)的載電流路徑在該第二節點(K2；K2』)及該第三節點(K3；K3』)間連接，-該輸出電流(IOUTN；IOUTP)由該第三節點(K3；K3』)輸出。
2.根據權利要求第1項的線路驅動器，特徵在於-該電流/電壓轉換器可為一第一電阻器(R1；R1』)，及-該電壓/電流轉換器可為一第二電阻器(R2；R2』)，其第一連接點連接至該第二節點(K2；K2』)，且其第二連接點具共同固定電位，特別是接地(VSS)，施加其上。
3.根據權利要求第1或2項的線路驅動器，特徵在於-在該電壓控制輸出電流源(MN1；MN1』)的控制連接系連接至在該驅動放大器(OTA1)的輸出。
4.根據先前權利要求中一或更多項的線路驅動器，特徵在於-一第一電容器(C1；C1』)，其系在該第一節點(K1；K1』)及該第二節點(K2；K2』)間連接。
5.根據權利要求第2至4項中一或更多項的線路驅動器，特徵在於-一第二電容器(C2；C2』)，其第一連接點系耦合至該第二節點(K2；K2』)及其第二連接點具該共同固定電位，特別是該接地(VSS)，施加其上。
6.根據先前權利要求中一或更多項的線路驅動器，特徵在於-該驅動放大器為一互導放大器(OTA1)，且特別是，其反相輸入為該第一放大器輸入且其非反相輸入為該第二放大器輸入。
7.根據先前權利要求中一或更多項的線路驅動器，特徵在於-該電壓控制輸出電流源(MN1；MN1』)具MOS電晶體，特別是n-信道MOS電晶體。
8.根據權利要求第2至7項中一或更多項的線路驅動器，特徵在於-該第一電阻器(MNA、MPA；MNA』、MPA』)及/或該第二電阻器(MNB、MPB；MNB』、MPB』)由在電阻域的電晶體提供。
9.根據權利要求第2至8項中一或更多項的線路驅動器，特徵在於-該第三節點(K3；K3』)系連接至在終極電阻器(RL；RL』)的連接點及在該終極電阻器(RL；RL』)的第二連接點具他一共同固定電位(VDDA)施加其上。
10.一种放大包括第一及第二輸入電流部份(IINN；IINP)的差動總輸入電流為包括第一及第二輸出電流部份(IOUTN；IOUTP)的差動總輸出電流的擬差動線路驅動器(LT)，其具如在根據先前權利要求中一或更多項的第一及第二線路驅動器，其中-該第一線路驅動器的第一節點(K1)具注入其的該第一輸入電流部份(IINN)，且該第二線路驅動器的第一節點(K1』)具注入其的該第二輸入電流部份(IINN)，-該第一線路驅動器的第三節點(K3)輸出該第一輸出電流部份(IOUTN)，且該第二線路驅動器的第三節點(K3』)輸出該第二輸出電流部份(IOUTP)，及-該第一及第二線路驅動器的參考電壓(VSGND)具相同值。
11.根據權利要求第10項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一線路驅動器的第一節點(K1)系以一第一可控制電流源(VCCS1)被饋入，且-該第二線路驅動器的第一節點(K1』)系以一第二可控制電流源(VCCS1』)被饋入。
12.根據權利要求第10或11項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-在該第一及第二線路驅動器的驅動放大器(OTA1)的第二放大器輸入系耦合至第四節點(K4)，其系以一第三可控制電流源(VCCS2)饋入，且-該參考電壓(VSGND)可由該第三可控制電流源(VCCS2)所提供的電流而得到。
13.根據權利要求第12項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-一第三電阻器(R3)，其第一連接點系耦合至該第四節點(K4)及其第二連接點具該共同固定電位，特別是該接地(VSS)，施加其上。
14.根據權利要求第12或13項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-一第三電容器(C3)，其第一連接點系耦合至該第四節點(K4)及其第二連接點具該共同固定電位，特別是該接地(VSS)，施加其上。
15.根據權利要求第11至14項中一或更多項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一可控制電流源(VCCS1)及該第二可控制電流源(VCCS1』)及可能該第三可控制電流源(VCCS2)可由單元(OPC)控制以進行操作點調整或操作點調節。
16.根據權利要求第15項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-用於操作點調整或操作點調節的該單元(OPC)系由可調整固定電流源(IREF)饋入。
17.根據權利要求第11至16項中一或更多項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一可控制電流源(VCCS1)具第一電流鏡電路(MP1、MP4)且該第二可控制電流源(VCCS1』)具第二電流鏡電路(MP1、MP2)。
18.根據權利要求第17項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一電流鏡電路(MP1、MP4)的輸入電流及該第二電流鏡電路(MP1、MP2)的輸入電流由該可調整固定電流源(IREF)提供。
19.根據權利要求第17或18項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第三可控制電流源(VCCS2)具第三電流鏡電路(MP1、MP3)，其輸入電流由該可調整固定電流源(IREF)提供。
20.根據權利要求第17或19項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一、第二及第三電流鏡電路具共同輸入電晶體(MP1)及特別是由p-信道MOS電晶體設計。
21.根據權利要求第11項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一可控制電流源(VCCS1)具第一電流鏡電路(MP5、MP6)，其輸入電流由第一可調整固定電流源(IREF)及第一調節電流源(OTA2)提供，及-該第二可控制電流源(VCCS1』)具第二電流鏡電路(MP5』、MP6』)，其輸入電流由第二可調整固定電流源(IREF』)及第二調節電流源(OTA2』)提供。
22.根據權利要求第21項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一調節電流源具第一運算放大器，其為一互導放大器(OTA2)，特別是，該第一電流鏡電路(MP5、MP6)的輸入電流可由該第一運算放大器控制使得該第一線路驅動器的第二節點(K2)繫於他一參考電壓(VREF)，及-該第二調節電流源具第二運算放大器，其為一互導放大器(OTA2)，特別是，該第二電流鏡電路(MP5』、MP6』)的輸入電流可由該第二運算放大器控制使得該第二線路驅動器的第二節點(K2』)繫於該他一參考電壓(VREF)。
23.根據權利要求第22項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一運算放大器的該反相輸入系耦合至該第一線路驅動器的該第二節點(K2)，-該第二運算放大器的該反相輸入系耦合至該第二線路驅動器的該第二節點(K2』)，-該第一及第二運算放大器的非反相輸入具施用於它們的該他一參考電壓(VREF)，-該第一運算放大器的該輸出系耦合至該第一電流鏡電路(MP5、MP6)的輸入，及-該第二運算放大器的該輸出系耦合至該第二電流鏡電路(MP5』、MP6』)的輸入。
24.根據權利要求第12至20項中一或更多項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-一運算放大器(OTA3)其被連接使得其調節存在於該第四節點(K4)的電壓為他一參考電壓(VREF)。
25.根據權利要求第20或24項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該運算放大器(OTA3)的輸出系連接至該共同輸入電晶體(MP1)的輸入。
26.根據權利要求第25項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該運算放大器(OTA3)的反向輸入系耦合至該第四節點(K4)，及-該運算放大器(OTA3)的非反向輸入具施加其上的該他一參考電壓(VREF)。
27.根據權利要求第10項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一線路驅動器具第一可控制電流源、第一他一MOS電晶體(MN2)、一第三電阻器(R4)及一第四節點(K6)，及-該第一可控制電流源饋入該第四節點(K6)，-在該第一他一MOS電晶體(MN2)的汲極/源極路徑的該閘極連接點及第一連接點系耦合至該第四節點(K6)，-在該第一線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的輸出系耦合至該第四節點(K6)，及-在該第三電阻器(R4)的第一連接點系耦合至在該第一他一MOS電晶體(MN2)的汲極/源極路徑的第二連接點，及在該第三電阻器(R4)的第二連接點具該共同固定電位，特別是該接地(VSS)，施加其上，及-該第二線路驅動器具第二可控制電流源、第二他一MOS電晶體(MN2』)、一第四電阻器(R4』)及一第五節點(K6』)，其中-該第二可控制電流源饋入該第五節點(K6』)，-在該第二他一MOS電晶體(MN2』)的汲極/源極路徑的該閘極連接點及第一連接點系耦合至該第五節點(K6』)，-在該第二線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的輸出系耦合至該第五節點(K6』)，-在該第四電阻器(R4』)的第一連接點系耦合至在該第二他一MOS電晶體(MN2』)的汲極/源極路徑的第二連接點，及在該第四電阻器(R4』)的第二連接點具該共同固定電位，特別是該接地(VSS)，施加其上。
28.根據權利要求第27項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一可控制電流源具第一電流鏡電路(MP7、MP8)且該第二可控制電流源具第二電流鏡電路(MP7』、MP8』)。
29.根據權利要求第28項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一電流鏡電路(MP7、MP8)的輸入電流及該第二電流鏡電路(MP7』、MP8』)的輸入電流由該可調整固定電流源(IREF)提供。
30.根據權利要求第28或29項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一及第二電流鏡電路具共同輸入電晶體(MP7)及特別是由p-信道MOS電晶體設計。
31.根據權利要求第27至30項中一或更多項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一他一MOS電晶體(MN2)及該第二他一MOS電晶體(MN2』)為n-信道MOS電晶體。
32.根據權利要求第27至31項中一或更多項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-一第三電容器(CC1)系在該第一線路驅動器的該第一節點(K1)及在該第一線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的第一放大器輸入間連接，及-一第四電容器(CC1』)系在該第二線路驅動器的該第一節點(K1』)及在該第二線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的第一放大器輸入間連接。
33.根據權利要求第32項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-一第五電阻器(RC1)系在該第一線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的第一及第二放大器輸入間連接，及-一第六電阻器(RC1』)系在該第二線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的第一及第二放大器輸入間連接。
34.根據權利要求第27至33項中一或更多項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-第一低通過濾器(R5、R4)在該第四節點(K6)及在該第一線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的輸出間連接，及-第二低通過濾器(R5』、R4』)在該第五節點(K6』)及在該第二線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的輸出間連接。
35.根據權利要求第34項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該第一低通過濾器具一第七電阻器(R5)及一第五電容器(C4)，其中-該第七電阻器(R5)系在該第四節點(K6)及在該第一線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的輸出間連接，及-在該第五電容器(C4)的第一連接點系耦合至該第四節點(K6)及在該第五電容器(C4)的第二連接點具該共同固定電位，特別是該接地(VSS)，施加其上，及-該第二低通過濾器具第八電阻器(R5』)及一第六電容器(C4』)，其中-該第八電阻器(R5』)系在該第五節點(K6』)及在該第二線路驅動器的驅動器放大器(OTA1)的輸出間連接，及-在該第六電容器(C4』)的第一連接點系耦合至該第五節點(K6』)及在該第六電容器(C4』)的第二連接點具該共同固定電位，特別是該接地(VSS)，施加其上。
36.根據權利要求第10至35項中一或更多項的擬差動線路驅動器(LT)，特徵在於-該擬差動線路驅動器(LT)可使用CMOS方法製造。
全文摘要
本發明系關於一種線路驅動器，其中輸入電流(IINN)饋入連接至在放大器(OTA1)的輸入之節點(K1)。在該放大器(OTA1)的他一輸入具參考電壓(VSDND)施加其上，該放大器(OTA1)控制電流源(MN1)，其輸出輸出電流(IOUTN)，電流/電壓轉換器(R1)系在該節點(K1)及該電流源(MN1)間連接，電壓/電流轉換器(R2)系在該電流源(MN1)及接地(VSS)間連接。
文檔編號H04L25/20GK1533661SQ02814593
公開日2004年9月29日 申請日期2002年6月7日 優先權日2001年7月19日
發明者P·格雷戈裡烏斯, P 格雷戈裡烏斯 申請人:因芬尼昂技術股份公司