非線性補償電路和發射裝置及非線性補償方法
2023-05-19 23:52:01
專利名稱：非線性補償電路和發射裝置及非線性補償方法
技術領域：
本發明涉及對用於移動通信等方面的放大器進行非線性補償的電路和方法，特別涉及該放大器存在稱為記憶效應的特性時的補償電路和方法。
背景技術：
在近幾年的數字移動通信中，為提高抗幹擾能力，CDMA(碼分多址)通信方式被廣泛採用。在CDMA通信方式中，因為瞬時功率比平均功率高很多，為了減少鄰近信道的功率洩漏，需要在非常高的輸出強度下都保持發射側高輸出功率放大器的線性。因此，放大器的結構變得複雜，造價高，耗電也會增加。
為此在基帶部，用補加非線性的反特性的方法，作為放大器使用非線性進行預矯正的技術正被廣泛研究。
圖7是表示以往的預矯正部的結構圖。另外，在圖7中，被描述為兩根平行的信號線表示複數信號(其同相部分作為實數部，正交部分作為虛數部)。將輸入信號(複數基帶信號)輸入的振幅變換器402輸出輸入信號的振幅(複數的絕對值)。振幅變換器402的輸出，作為地址被輸入到構成查找表的存儲器403。存儲器403中，存儲著相對輸入的振幅以複數形式表現圖中未畫出的放大器的增益特性的反特性(放大器的輸入對輸出的特性的反特性)的數據，輸出與作為地址輸入給出的振幅信息對應的增益反特性數據(補償數據)。複數乘法器401，把從存儲器403輸出的反特性與輸入的複數基帶信號進行複數乘法運算，並輸出乘法運算結果。從複數乘法器401，輸出在輸入信號加上了非線性的反特性後的信號。
圖6是表示發射機的結構圖，它具有圖7所示結構的預矯正器。如圖7所示，複數基帶信號(用同相成分和正交成分兩根線表示的複數信號)被預矯正器301加入增益的反特性(放大器的輸入對輸出的特性的反特性)之後，用正交調製器302進行正交調製，由數模轉換器(DAC)306轉換為模擬信號。該模擬信號在頻率混合器(混頻器)308與來自局部振蕩器310的局部振蕩信號混合(增頻混合)，在放大器303進行放大(功率)後輸出。放大器303的輸出信號在頻率混合器(混頻器)309與來自局部振蕩器310的局部振蕩信號混合(降頻混合)，由模數轉換器(ADC)307轉換為數位訊號，輸入到正交解調器305。正交解調器305，將放大器303的輸出信號正交解調。自正交解調器305輸出的解調信號(用同相成分和正交成分的兩根線表示的複數信號)，供給存儲器校正計算部304。存儲器校正計算部304，將向預矯正器301輸入的複數輸入信號和由正交解調器305正交解調的複數信號進行比較，推算出放大器303的增益，將放大器303的增益反特性，作為預矯正器301內的存儲器(圖7的403)的數據進行設定。
另外，作為放大器的預矯正器，可以參考在後述的專利文獻1、2、3等。在後述專利文獻1中，記載了下述預矯正器為了降低放大器輸出的鄰近信道洩漏功率，把輸入到放大器的輸入信號，根據放大器的輸入對輸出特性的反特性預先變形，確定對輸入信號的微分或者積分或者這兩者的修正係數，基於此修正係數改變輸入信號，作為最終的預矯正信號輸出。在後述專利文獻2中，記載了一個適應型預矯正方式的非線性補償電路的構成，其可以縮小電路規模，高速、高精度進行補償。在後述專利文獻3中，記載了補償數據(按照功率放大機構的輸入輸出特性的反特性，考慮功率放大機構的非線性成分後的補償數據)的生成方法，該數據可以抑制補償特性的惡化，補償功率放大機構上的非線性畸變。
但是，在放大器303的非線性特性中，特別是在高功率放大器(HPA)上，有時具有被稱為記憶效應(Memory Effect，Memory Distortion)的特性，這是放大器303非線性畸變對輸入信號的調製頻率、多載波放大中的複數波的失調頻率，具有頻率依賴性的特性。
當這樣的頻率依賴性很大時，在參考圖6及圖7說明的以往的電路結構中，存在預矯正器301的補償效果減小，不能對放大器303的畸變充分補償的問題。
專利文獻1特開2000-78037號公報(第2頁、第15、16圖)；專利文獻2特開2000-268150號公報(第2頁、第2、3圖)專利文獻3特開2000-284977號公報(第2-3頁、第10、12圖)。
發明內容
本發明的目的在於提供一種在基帶部對放大器的非線性特性進行補償，降低由放大器的記憶效應引起的畸變的裝置及其方法。
為達成上述目的，有關本發明一方面的非線性補償電路，對於輸入到放大器的信號，給出上述放大器輸入對輸出特性，即增益特性的反特性，對上述放大器的非線性特性進行補償，具備第1單元，其導出作為對上述輸入信號的上述放大器增益的反特性的反增益，輸出上述反增益的倒數；濾波器，其輸入上述倒數，進行濾波處理後輸出；第2單元，其求得上述濾波器的輸出的倒數並輸出；和乘法器，其對上述輸入信號、和上述第2單元的輸出信號進行乘法運算。
有關本發明另一方面的非線性補償電路，具備第1單元，其導出對上述輸入信號的上述放大器的增益並輸出；濾波器，其輸入上述增益，進行濾波處理後輸出；第2單元，其求得上述濾波器的輸出的倒數並輸出；和乘法器，其對上述輸入信號、和上述第2單元的輸出信號進行乘法運算。
有關本發明另一方面的非線性補償方法，具備導出對上述輸入信號的上述放大器增益的反特性，輸出上述反特性的倒數的步驟；對上述倒數進行濾波處理後輸出的工序；求取上述濾波器輸出的倒數的工序；和對上述輸入信號、和上述濾波器輸出的倒數進行乘法運算的步驟。
有關本發明又一方面的非線性補償方法，具備導出對上述輸入信號的上述放大器增益的步驟；對上述增益進行濾波處理後輸出的工序；求取上述濾波器輸出的倒數的工序；和對上述輸入信號、和上述濾波器輸出的倒數進行乘法運算的步驟。
根據本發明，能夠補償由放大器的記憶效應引起的畸變。
圖1是表示本發明第1實施例的預矯正器的結構圖。
圖2是為說明本發明實施例中的放大器記憶效應的圖。
圖3是表示本發明第1實施例的處理順序的4是表示本發明第2實施例的預矯正器的結構圖。
圖5是表示本發明第2實施例的處理順序的圖。
圖6是表示具有預矯正器的發射機結構圖。
圖7是表示以往的預矯正器的結構圖。
圖中101-複數乘法器，102-振幅變換器，103、103』-存儲器，104-倒數變換器，105-FIR濾波器，106-倒數變換器，201-複數乘法器，202-非線性特性，203-線性相位濾波器，301-預矯正器，302-正交調製器，303-放大器，304-存儲器校正計算部，305-正交解調部，401-複數乘法器，402-振幅變換器，403-存儲器。
具體實施例方式
以下說明實施本發明的優選方式。參考圖1，依據本發明一實施方式的預矯正器具備振幅變換器102，其輸入複數基帶信號而輸出振幅；存儲器103，其存儲保持相對於輸入振幅以複數形式表現放大器的輸入對輸出特性的反特性(以下成為「反增益特性」)的數據，將來自振幅變換器102的振幅作為地址輸入，而輸出與該增幅對應的反增益；第1倒數變換器104，其輸入來自存儲器103的輸出而輸出該輸入的倒數；FIR(有限脈衝響應)型數字濾波器105，其輸入第1倒數變換器104的輸出信號後進行濾波；第2倒數變換器106，其輸入濾波器105的輸出並輸出該輸入的倒數；和複數乘法器101，其對複數基帶信號和第2倒數變換器106的輸出進行複數乘法運算。
在參考圖7說明的以往的適應型預矯正器中，，通過在輸入信號上乘以與輸入信號的振幅(複數的絕對值)對應的放大器增益的反特性，進行預矯正。
對此，本發明，讓放大器(圖6的303)增益的反特性的倒數，通過具有與放大器的記憶效應對應的濾波特性的濾波器105之後，再次求倒數，將其結果乘以輸入信號。或者，本發明，也可以讓對應於輸入信號的放大器的增益(根據放大器的輸入對輸出特性獲得)，通過具有與放大器記憶效應對應的濾波特性的濾波器105之後，求出倒數，將其結果與輸入信號相乘。以下，以具體的實施例進行更詳細的說明。
第1實施例圖1表示本發明第1實施例的結構圖。圖1所示結構，作為預矯正器301，安裝在圖6所示的發射機中。
參考圖1，圖中具備振幅變換器102，其輸入複數基帶信號r(i)而輸出其振幅；存儲器103，其存儲保持放大器的輸入對輸出特性的反特性，構成檢查表，輸出與輸入地址對應的反特性；第1倒數變換器104，其輸入來自存儲器103的輸出而輸出，進行倒數運算後輸出；FIR(有限脈衝響應)濾波器105，其輸入第1倒數變換器104的輸出信號，進行濾波運算後輸出；第2倒數變換器106，其輸入FIR濾波器105的輸出，進行倒數運算後輸出；和複數乘法器101，其對複數基帶信號r(i)和從第2倒數變換器106輸出的倒數進行複數乘法運算後輸出。
作為輸入信號的複數基帶信號r(i)(＝rI(i)+jrQ(i)，rI(i)是同相部分，rQ(i)是正交部分，j2＝-1)由振幅變換器102變換為振幅(＝({rI(i)2+rQ(i)2}1/2)，振幅作為預矯正用的存儲器103地址被輸入，對應地址的反特性(反增益)被輸出。
對應於來自振幅放大器102的振幅，存儲器103輸出的反增益(複數信號)1/a(t)，由倒數變換器104，變換為倒數a(t)。在FIR濾波器105輸入反增益的倒數a(t)，輸出信號w(i)。FIR濾波器105的輸出信號w(i)，作為濾波器係數(脈衝響應)h(0)，h(1)，h(2)，…，h(N)(N是濾波次數)和信號a(i)的卷積運算，由式(1)表示。
w(i)=j=0Nh(j)a(i-j)(1)]]>FIR濾波器105的輸出信號w(i)(＝wI(i)+jwQ(i)，式中，wI(i)是同相部分，wQ(j)是正交部分，j2＝-1)，再次，由倒數變換器106轉換為倒數1/w(i)(＝{wI(i)-jwQ(i)}/{wI(i)2+wQ(j)2})，輸入到複數乘法器101，複數乘法器101把輸入信號r(i)和1/w(i)進行複數乘法運算後，將輸出信號輸出。
與FIR濾波器105有關，以下對放大器的記憶效應進行說明。圖2是表示由預矯正器進行補償的放大器(參考圖6的303)的記憶效應動作模型化的圖。另外，放大器(參考圖6的303)，把被正交調製增頻混合的模擬信號(RF信號)放大，在圖2所示的模型，為說明由預矯正產生的補償效果，信號為複數信號(模擬信號)，用連續時間型的模型表示。另一方面，在圖1的電路中，各信號有數位訊號，時間是離散的。
在沒有記憶效應的放大器中，如下式2所示，在放大器的複數輸入信號x(t)上乘以放大器的增益a(t)，結果作為放大器的輸出信號v(t)。
v(t)＝a(t)·x(t) …(2)與此相對，在具有記憶效應的放大器中，在輸入信號x(t)上乘以沒有記憶效應時的放大器的增益a(t)和預矯正信號w(t)，結果作為放大器的輸出v(t)。
由與記憶效應對應的特性的濾波器203(線性相位濾波器)進行濾波後的信號w(t)，如式(3)所示，用a(t)和濾波器203的脈衝響應h(τ)的連續時間上的積分(卷積積分)表示。
w(t)＝∫h(τ)·a(t-τ)dτ …(3)而且，如式(4)所示，在輸入信號x(t)上，乘以此濾波器203的輸出w(t)，結果作為放大器的輸出v(t)。
v(t)＝w(t)·x(t)＝x(t)·∫h(τ)·a(t-τ)dτ…(4)圖2是表示以上動作(式(4))的框圖。在圖2中，非線性特性塊202，輸出沒有記憶效應時的放大器增益a(t)，把增益a(t)由濾波器203進行濾波，結果輸入複數乘法器201，與輸入信號x(t)相乘。
在預矯正器301，為了達到輸出v(t)與輸入信號x(t)相等，需要將供給放大器的輸入信號x(t)畸變，從上式(4)可知，可以進行以下處理。
x(t)=r(t)w(t)=r(t)ha(t-)d(5)]]>上式(5)的處理，用圖1所示的結構可以實現。只是，式(5)的濾波處理∫h(τ)·a(t-τ)dτ，在預矯正器301變為離散時間上的卷積運算處理(參照上式(1))。
再參考圖1，振幅變換器102和存儲器103的結構和圖7所示的一樣。存儲器103的輸出(複數數據)，是放大器增益的反特性，即1/a(i)(反增益)。取1/a(i)的倒數為a(i)。FIR濾波器105的輸出信號為w(i)。在輸入信號r(i)上乘以FIR濾波器105輸出信號w(i)的倒數，可得到式(6)。
r(i)w(i)=r(i)j=0Nh(j)a(i-j)(6)]]>即，按照圖1處理的由複數乘法器101輸出的信號，按照式(6)所示那樣進行變換，將其輸入到圖2所示的具有記憶效應的放大器中，則變為上式(4)那樣。因此，放大器的輸入輸出關係，通過將式(5)代入式(4)就可得到。通過讓FIR濾波器105的濾波特性與圖2的放大器的記憶效應的濾波特性相同，如式(7)所示，與輸入信號r(t)幾乎相等。即放大器的畸變被補償。
v(t)=r(t)ha(t-)dha(t-)d(7)]]>=r(t)]]>
另外，在圖1中，用功率變換器構成振幅變換器102也可以。功率變換器，把複數輸入信號r(i)(＝rI(i)+jrQ(i))轉換為其功率(＝rI(i)2+rQ(i)2)，功率值作為預矯正用的存儲器103的地址被輸入。另外，在圖1中，把分別在振幅放大器102、存儲器103、倒數變換器104、FIR濾波器105、倒數變換器106上的延遲時間相加，使輸入信號的r(i)(複數基帶信號)按照上述合計延遲時間進行延遲，再輸入到複數乘法器101，控制輸入信號r(i)，使輸入信號r(i)與輸入信號r(i)所對應的1/w(i)相乘。因此，例如把輸入信號r(i)(複數基帶信號)在寄存器上暫時存儲，與從倒數變換器106輸出1/w(i)的時刻同步，從寄存器取出輸入信號r(i)，顯然也可以作為延時調整的結構。
圖3是在圖1所示的實施例1中為說明處理順序的流程圖。參照圖1和圖3，對本發明的第1實施例的方法進行說明。
由振幅放大器102求複數基帶信號的振幅(步驟S1)。
接著，從存儲了放大器的輸入對輸出特性的反特性(反增益特性)的存儲器103，求與振幅響應的反增益。(步驟S2)。
由第1倒數變換器104求反增益的倒數(步驟S3)。
由FIR濾波器105對反增益的倒數進行濾波處理(步驟S4)被濾波的倒數輸入到第2倒數變換器106，求其倒數(步驟S5)。
由複數乘法器101把複數基帶信號和在步驟S5求出的倒數進行複數乘法運算(步驟S6)。
第2實施例接著，對本發明的第2實施例進行說明。圖4是表示第2實施例的結構圖。在本實施例中，把存儲在存儲器103』中的數據作為放大器的輸入對輸出特性，因而也是放大器的增益特性。因此，可以省略了圖1的第1倒數變換器104。
在本實施例中，由振幅變換器102求得複數基帶信號的振幅，從存儲器103』輸出與振幅相對應的增益a(i)。FIR濾波器105，對增益a(i)進行濾波處理。在倒數變換器106，求得被濾波處理的增益w(t)的倒數。複數乘法器101，把複數基帶信號和自倒數變換器106輸出的倒數進行乘法運算。
圖5是說明在圖4所示第2實施例中處理順序的流程圖。參照圖4和圖5，對本發明的第2實施例的方法進行說明。
由振幅變換器102求得複數基帶信號的振幅(步驟S11)。
接著，從存儲著放大器的輸入對輸出特性(增益特性)的存儲器103』，求得與振幅相對應的放大器增益(步驟S12)。
由FIR濾波器105對來自存儲器103』的增益進行濾波處理(步驟S13)。
把濾波後的倒數向倒數變換器106輸入，求得其倒數(步驟S14)。
複數基帶信號和由步驟S14求得的倒數進行複數乘法運算(步驟S15)。
上述各實施例的預矯正器，均作為圖6的預矯正器301採用。另外，在採用第2實施例的預矯正器時，圖6的存儲器校正計算部304，是根據輸入信號和來自正交解調器305的解調信號，校正放大器的輸入對輸出特性(增益數據)的數據。
在上述實施例中，振幅放大器102、存儲器103(103』)、倒數變換器104的部分，顯然也可以置換成進行與其等價的處理的其他運算電路。
另外，振幅放大器102和存儲器103(103』)的部分，顯然也可以置換成進行與其等價的處理的其他運算電路。
另外，在上述實施例中，FIR濾波器的濾波係數h(i)，和/或者改變濾波次數也可以。以上，結合上述實施例對本發明進行了說明，但是，本發明並不局限於上述實施例，顯然應包括在本發明的原理的適用範圍內由本領域的一般技術人員可以進行的各種變形，修改。
如以上說明，依據本發明，當放大器的非線性畸變對輸入信號的調製頻率等，存在頻率依賴性的時候，可以補償放大器的畸變。因此，與本發明相關的裝置和方法，適用於移動通信系統的發射裝置。
權利要求
1.一種非線性補償電路，對於輸入到放大器的信號，給出所述放大器輸入對輸出特性，即增益特性的反特性，對所述放大器的非線性特性進行補償，其特徵在於，具備第1單元，其導出作為對所述輸入信號的所述放大器增益的反特性的反增益，輸出所述反增益的倒數；濾波器，其輸入所述倒數，進行濾波處理後輸出；第2單元，其求得所述濾波器的輸出的倒數並輸出；和乘法器，其對所述輸入信號、和所述第2單元的輸出信號進行乘法運算。
2.一種非線性補償電路，對於輸入到放大器的信號，給出所述放大器輸入對輸出特性，即增益特性的反特性，對所述放大器的非線性特性進行補償，其特徵在於，具備第1單元，其導出對所述輸入信號的所述放大器的增益並輸出；濾波器，其輸入所述增益，進行濾波處理後輸出；第2單元，其求得所述濾波器的輸出的倒數並輸出；和乘法器，其對所述輸入信號、和所述第2單元的輸出信號進行乘法運算。
3.一種非線性補償電路，其特徵在於；具備變換部，其輸入複數基帶信號，轉換成振幅或者功率後輸出；存儲部，存儲保持相對於輸入振幅或者功率以複數形式表現放大器的輸入對輸出特性的反特性，即反增益特性的數據，輸出與來自所述變換部的振幅或者功率對應的反增益；第1倒數變換器，其輸入從所述存儲部輸出的所述反增益，輸出所述反增益的倒數；濾波器，其輸入所述第1倒數變換器的輸出信號，進行濾波處理後輸出；第2倒數變換器，其輸入所述濾波器的輸出，並輸出所述濾波器的輸出的倒數；和複數乘法器，其將所輸入的所述複數基帶信號、和所述第2倒數變換器的輸出信號進行複數乘法運算，並輸出複數乘法運算結果。
4.一種非線性補償電路，其特徵在於，具備變換部，其輸入複數基帶信號，轉換成振幅或者功率後輸出；存儲部，其存儲保持相對於輸入振幅或者功率以複數形式表現放大器的輸入對輸出特性，即增益特性，輸出與來自所述變換部的振幅或者功率對應的增益；濾波器，其輸入所述存儲器輸出的所述增益，進行濾波處理後輸出；倒數變換器，其輸入所述濾波器的輸出，並輸出所述濾波器的輸出的倒數；和複數乘法器，其輸入所輸入的所述複數基帶信號、和來自所述倒數變換器的輸出信號，進行複數乘法運算，並輸出複數乘法運算結果。
5.根據權利要求1～4中任一項所述的非線性補償電路，其特徵在於，所述濾波器具有與所述放大器的記憶效應對應的濾波特性。
6.根據權利要求5所述的非線性補償電路，其特徵在於，所述濾波器是有限脈衝響應濾波器，即FIR濾波器。
7.一種發射裝置，其特徵在於，具備權利要求1或者2所述的非線性補償電路；和輸入將所述非線性補償電路輸出的信號調製後的信號的放大器。
8.一種發射裝置，其特徵在於，具備權利要求3～6中任一項所述的非線性補償電路；將所述非線性補償電路輸出的信號正交調製後輸出的正交調製器；將所述正交調製器輸出的信號放大後輸出的放大器；將所述放大器輸出的信號正交解調後輸出的正交解調器；和輸入對所述非線性補償電路的輸入信號和來自所述正交解調器的信號，校正所述存儲器的數據的存儲器校正運算部。
9.一種非線性補償方法，對於輸入到放大器的信號，給出所述放大器輸入對輸出特性，即增益特性的反特性，對所述放大器的非線性特性進行補償，其特徵在於，具備導出對所述輸入信號的所述放大器增益的反特性，輸出所述反特性的倒數的步驟；對所述倒數進行濾波處理後輸出的工序；求取所述濾波處理輸出的倒數的工序；和對所述輸入信號、和所述濾波處理輸出的倒數進行乘法運算的步驟。
10.一種非線性補償方法，對於輸入到放大器的信號，給出所述放大器輸入對輸出特性，即增益特性的反特性，對所述放大器的非線性特性進行補償，其特徵在於，具備導出對所述輸入信號的所述放大器增益的步驟；對所述增益進行濾波處理後輸出的工序；求取所述濾波處理輸出的倒數的工序；和對所述輸入信號、和所述濾波處理輸出的倒數進行乘法運算的步驟。
11.一種非線性補償方法，其特徵在於，包含輸入複數基帶信號，轉換為振幅或者功率後輸出的步驟；從存儲保持相對於輸入振幅或者功率以複數形式表現放大器的輸入對輸出特性的反特性，即反增益特性的數據的存儲器，輸出與所述輸出的振幅或者功率對應的反增益的步驟；求取所述存儲部輸出的所述反增益的倒數後輸出的步驟；對所述反增益的倒數進行濾波處理後輸出的步驟；求取所述濾波處理輸出的倒數後輸出的步驟；對所輸入的所述複數基帶信號和所述濾波處理輸出的倒數進行複數乘法運算的步驟。
12.一種非線性補償方法，其特徵在於，包含輸入複數基帶信號，轉換為振幅或者功率後輸出的步驟；從存儲保持相對於輸入振幅或者功率以複數形式表現放大器的輸入對輸出特性，即增益特性的數據的存儲器，輸出與所輸出的振幅或者功率對應的增益的步驟；對所述存儲部輸出的所述增益進行濾波處理後輸出的步驟；求取所述濾波處理輸出的倒數後輸出的步驟；對所輸入的所述複數基帶信號和所述濾波處理輸出的倒數進行複數乘法運算的步驟。
13.根據權利要求9～12所述的非線性補償方法，其特徵在於，所述濾波處理具有與所述放大器的記憶效應對應的濾波特性。
14.根據權利要求13所述的非線性補償方法，其特徵在於，所述濾波處理是由有限脈衝響應濾波器，即FIR濾波器進行。
全文摘要
提供一種非線性補償電路，包括輸入複數基帶信號並輸出振幅的振幅變換器；以振幅變換部輸出的振幅作為地址輸入並輸出對應該振幅的反增益的存儲器；以存儲器的輸出為輸入並輸出該輸入的倒數的倒數變換器；把倒數變換器的輸出進行濾波處理的FIR濾波器；以FIR濾波器的輸出為輸入並輸出該輸入的倒數的倒數變換器；把複數基帶信號和倒數變換器的輸出進行複數乘法運算的複數乘法器。這樣，在基帶部將輸入信號與放大器非線性特性的反特性相乘，進行非線性補償時，可以降低由記憶效應引起畸變。
文檔編號H04B1/04GK1578119SQ200410063490
公開日2005年2月9日 申請日期2004年7月9日 優先權日2003年7月9日
發明者巖崎玄彌, 土居喜明 申請人:日本電氣株式會社