數字揚聲器系統的製作方法

2023-04-30 03:05:01

專利名稱：數字揚聲器系統的製作方法
技術領域：
本發明涉及將數位訊號變換為模擬信號的數字模擬變換裝置及其應用。
背景技術：
USP5862237和USP5909496提出了將數位訊號變換為模擬信號的數字模擬變換裝置及其應用的方案，作為將聲音信號變換為多個數位訊號使用多個揚聲器驅動裝置再現聲 音信號的數字模擬變換裝置的現有例。在USP5862237的圖I中，由串行 並行變換器和解碼器電路將數字串行聲音信號一次變換為多個數位訊號。這裡以聲音信號的振幅加權的方式變換多個數位訊號是本現有例的特徵。因此，提出了當驅動多個揚聲器時，通過按照該加權控制多個驅動裝置的電流源的電流量，驅動多個揚聲器裝置，由此再現與聲音信號的振幅相應的聲音的系統。在USP5909496的圖4中，與USP5862237同樣由數字·模擬變換器和解碼電路將數字串行聲音信號變換為多個數位訊號。這裡以聲音信號的振幅加權的方式變換多個數位訊號，並且，使用多個數位訊號內的特定的I位(在眾所周知的例子中是MSB)控制對多個揚聲器進行驅動的驅動電路的電流方向是本現有例的特徵。因此，當驅動多個揚聲器時，通過按照該加權控制多個驅動裝置的電流源的電流量，驅動多個揚聲器裝置，再現與聲音信號的振幅相應的聲音，並且用更簡便的電路構成驅動電路成為可能。在這些現有例中，為了作為驅動多個揚聲器的信號原封不動地使用通過串行·並行變換的數位訊號，由於發生第一，加權的驅動電路的電流源之間的製造偏差成為非直線形性噪音的原因，第二，當再現數位訊號時產生的量子化噪音作為噪音成分重疊在可聽頻帶上等的問題，所以存在難以再現高品位的聲音信號的缺點。為了避免第一個問題，需要抑制多個驅動裝置之間的製造偏差的手段。在USP5872532的圖33中，提出了作為抑制對多個揚聲器驅動裝置進行驅動的電流源之間的偏差的手段由選擇電路和用於控制選擇電路的積分器構成的技木。在該提案中，將驅動多個揚聲器的信號輸入到選擇裝置由進行一次以上積分的電路控制是否使用多個揚聲器驅動電路，與輸入信號無關，積分多個揚聲器驅動裝置中的各個的使用頻度，以保持該積分結果一定的方式控制選擇電路。因此，可以減少驅動電路之間的製造偏差引起的噪音。再者，將抑制多個驅動裝置之間的偏差的技術稱為失配成形法(miss match shapingmethod)。在USP5592559的圖I中，提出了對輸入的數字串行聲音信號施加一次使用Λ Σ調製器的數字調製，驅動音圈再現聲音的方法。本現有例提出了使用施加了數字變換的3值信號在正負方向驅動2個音圈的驅動揚聲器的方案，但是沒有述說驅動2個以上的多個音圈並且抑制多個驅動裝置之間的偏差的技木。
在USP7058463的圖3中，提出了通過對輸入的數字串行聲音信號施加一次使用Δ Σ調製器和過取樣的數字調製，輸出比可聽頻率高的頻率的方案。像這樣將量子化噪音輸出到令人注目的頻率外的技術稱為噪音成形法。在本現有例中，當用噪音成形法將再現數位訊號時生成的量子化噪音移動到可聽頻率以外的高頻帶。由此避免了成為第二問題的量子化噪音作為噪音成分重疊在可聽頻帶上的問題。此外，在本現有例中，為了避免成為第一問題的引起多個驅動裝置之間的製造偏差的噪音問題，提出了導入使用根據使用擬似隨機信號的DEM(Dynamic EIementMatching :動態元件匹配)法控制的選擇電路的失配成形法的提案。但是，存在著施加使用△ Σ調製器和過取樣的數字調製，不使輸出到比可聽頻率高的頻率的量子化噪音衰減，原封不動地驅動揚聲器驅動電路，為此從揚聲器放射出移動到高頻帶的量子化噪音的問題。此外，也存在著只單純地根據使用隨機信號的DEM法切換選擇電路，使引起該隨機信號的白噪音重疊在再現的聲音信號上的缺點。為了避免引起多個驅動裝置之間的製造偏差的噪音問題，需要伴隨揚聲器驅動電路的個數的増加使根據DEM法的選擇電路的切換動作高速地進行。在參考文獻「Delta-Sigma Data Converters」，IEEE Press 1997isbn0-7803-1045-4的8. 3. 3節和圖8. 5中述說了 DEM法的動作的詳細情形。在用DEM法的失配成形法中，必須使選擇電路高速的動作是實施本現有例時的重大缺點。此外，關於該缺點，在USP5872532中也已經作為問題指出了，這是眾所周知的。如以上的現有例那樣，通過利用根據使用Λ Σ調製器和過取樣的數字調製的噪音成形法，使由再現數位訊號而產生的量子化噪音輸出到可聽頻率以上的頻帶是一般大家熟知的技術。由參考文獻「Oversampling Delta-Sigma Data Converters」，IEEE Press1991 ISBN0-87942-285-8的pp. 7的(22)式表示了對過取樣比和調製器的次數進行噪音成形的噪音的強度關係。一般用噪音成形法，當令L為△ Σ調製器的次數時，以使過取樣比為2倍的程度，使量子化噪音的實效強度降低3 (2L+1) dB。因此，為了減少量子化噪音，必須提高過取樣比或増加Λ Σ調製器的次數。另ー方面，當提高過取樣比時需要使Λ Σ調製器高速的動作。此外，當増加△ Σ調製器的次數時△ Σ調製器的動作變得不穩定。如前面所述的那樣，在根據使用△ Σ調製電路和過取樣的數字調製的噪音成形法中，使由再現數位訊號產生的量子化噪音輸出到可聽頻率以上的頻帶。所以需要用連續時間LPF(Continuous-Time Low PassFilter :連續時間低通濾波器)使在Δ Σ調製電路中產生的通過噪音成形的不需要的量子化噪音和可聽頻帶外的成分衰減。在圖1(a)中表示用Λ Σ調製電路的一般系統的例子。用連續時間LPF101使在Δ Σ調製器100中產生的通過噪音成形的不需要的量子化噪音和可聽頻帶外的成分衰減。為了進行過取樣，LPF可以是低次的，但是當通過頻帶窄時，時間常數變大，當內置在半導體集成裝置中時，不能夠無視LPF佔據的面積。作為緩和配置在調製器後段的LPF的特性要求的方法如圖I (b)所示，是使Λ Σ 調製器為多位Λ Σ調製器110的方法。在這種情況下，因為通過使Λ Σ調製器的位數增加I位能夠使量子化噪音減少6dB，所以可以緩和LPF的遮斷頻率特性。但是，由於調製器的多位化而增大了內部調製器的電路規模。
作為緩和LPF的 特性要求的方法,也提出了將圖I (c)所示的Switched CapacitorFilter (開關電容濾波器)121插入到Λ Σ調製器和LPF之間的方法。在這種情況下，因為除了為了實現Switched CapacitorFilter (開關電容濾波器)而需要OP放大器外，也存在著為了降低截止頻率而需要大的電容器的情形，所以存在著晶片面積和消耗電カ增大的缺點。作為緩和LPF的特性要求的又ー個方法，提出了將圖1(d)所示的模擬FIR濾波器131插入到Λ Σ調製器和LPF之間的方法。在該方法中，通過模擬地將FIR濾波器的各抽頭加起來並輸出，構成模擬FIR濾波器。在這種情況下，通過增加抽頭數，能夠增加對頻帶外噪音的衰減量。用模擬FIR濾波器的方法也具有減少由時鐘跳動引起的SNR惡化的效果，當用精度低的時鐘信號時、當在同一晶片上用多個時鐘時是有效的方法。但是，存在著因為當令Λ Σ調製器為多位時，只需要構成Λ Σ調製器的位的段型調製器的単元數X抽頭數的構成模擬FIR濾波器的延遲元件，所以電路規模急劇地增大那樣的缺點。在將模擬FIR濾波器設置在利用使用Λ Σ調製器的一般的噪音成形法的系統後面的方法中，特別是更詳細地說明用級聯型的△ Σ調製器時的動作。首先，在圖2中表示級聯型的Λ Σ調製器200的一般構成。由第一級的Λ Σ調製器201對輸入的數位訊號210進行量子化，進ー步由第二級的Λ Σ調製器202對第一級的量子化噪音211進行量子化。由數位訊號處理塊220對第二級的輸出Y2進行變換後與第一級的輸出Y1進行加算230並輸出。當令第一級的輸出為Y1和第二級的輸出為Y2，第一級和第二級的噪音傳遞函數為NTF1(Z)和NTF2(Z)，第一級和第二級的量子化噪音為Q1和Q2，從第一級到第二級的增益為A1, H3 = NTF1 (ζ)/A1時，全部的輸出Y成為Y = YfY2H3 = Y^Y2NTF1A1= X+NTF^!+ (-A1Q^NTF2Q2) NTF1A1= X+NTFiQi-NTFiQi+NTFiNTF^^A!= X+NTFiNTF^^Ai(公式 I)能夠抵消第一級的量子化噪音。在圖3中表示將模擬FIR濾波器301設置在該級聯型的Λ Σ調製器後面的一般結構300。該結構也可以如圖4中那樣地變換為分別將模擬FIR濾波器設置在級聯型Λ Σ調製器的各級後面的結構400。下面詳細地說明如圖4那樣地分別將模擬FIR濾波器設置在級聯型△ Σ調製器的各級後面的構成的情形的第二級的動作。來自Y2的信號，在數位訊號處理塊220中乘上H3(Z)後再乘上FIR濾波器300的傳遞函數Hfik(Z) ο其次，考慮將第一級作為I次的Λ Σ調製器，將FIR濾波器作為移動平均濾波器的情形。令H3 (ζ) =NTF1= (1-ζ—1)，令FIR濾波器的傳遞函數為Hfir(Z) = 1+z :+z 2...+z (n D(公式 2)時，成為H3Hfie = (l_z (1+z :+z 2…+ζ (η
= l-z_n(公式 3)與FIR濾波器的抽頭數無關，能夠由2個抽頭的後置濾波器(Postfilter)構成。即，當將模擬FIR濾波器設置在級聯型Λ Σ調製器後面時，通過圖4的構成，第二級的後置濾波器的抽頭數經常為2個抽頭，即便增加FIR濾波器的抽頭數，也能夠不增加後置濾波器的抽頭數，適用於小型化。同樣，考慮將第一級作為2次的Λ Σ調製器，將FIR濾波器作為移動平均濾波器的構成。因為H3 = NTF1 = α-ζ—1)2，所以H3Hfie = (1_ζ :)2 (1+z 1+ζ 2…+ζ (η 丄))= 1-ζ^-ζ^η+ζ^(η+1)(公式 4) 第二級的後置濾波器的抽頭數與FIR濾波器的抽頭長度無關，成為4抽頭。S卩，判斷當將模擬FIR濾波器設置在級聯型Λ Σ調製器後面時，通過圖4的構成，與Λ Σ調製器的次數無關，即便増加FIR濾波器的抽頭數，也可以抑制第二級的後置濾波器的抽頭數的増加，適用於小型化。此外，將模擬FIR濾波器設置在級聯型Λ Σ調製器後面時的YFIK，成為Yfik = (l+z-1+z-2 …+ζ ベ1"1)) ^+NTF1NTF2Q2ZA1) (公式 5)

發明內容
如以上所說明的那樣，在圖5中表示當將模擬FIR濾波器設置在級聯型Λ Σ調製器的各級調製器的後級時的一般方框圖。這裡，為了說明方便起見，具有令FIR濾波器的抽頭數為η，級聯型Λ Σ調製器的第一級的噪音傳遞函數為NTF1= (1-ζ—1)2，第一級為I位的內部調製器，第二級為η位的內部調製器的構成。這裡，將數字輸入信號510輸入到級聯型Λ Σ調製器的第一級的內部調製器201，使第二級的內部調製器202與第一級的內部調製器201級聯連接，將來自第一級的內部調製器201的輸出信號520輸入到模擬FIR濾波器301。將來自第二級的內部調製器202的輸出信號530由格式電路501從ニ進位代碼變換為溫度計代碼並輸出。將變換為該溫度計代碼的信號531輸入到後置濾波器電路502。由加法塊540模擬地將來自上述模擬FIR濾波器301的輸出信號521和來自上述後置濾波器電路502的輸出信號532加起來並輸出。考慮在用模擬FIR濾波器的級聯型Λ Σ調製器中，構成模擬FIR濾波器的抽頭係數具有誤差時的影響。當由I位構成第一級的內部調製器時，失配成為抽頭係數誤差，對模擬FIR濾波器的頻率特性造成影響。但是，因為不影響從數字輸入到模擬輸出的線形性，所以不會使畸變特性和SNR惡化。另ー方面，當第一級的內部調製器為3級以上時，因為與一般的Λ Σ調製器同樣模擬FIR濾波器部的失配仍舊對輸出造成影響，使畸變和SNR惡化，所以當增加第一級的內部調製器的級數時需要另外設置失配成形器。 構成第二級的後置濾波器的元件的失配也對輸出造成影響，但是因為第二級的輸入信號是第一級的量子化噪音，所以使SNR惡化，但是如果不包含信號成分則畸變特性不 惡化。這裡，計算模擬FIR濾波器和後置濾波器的抽頭係數對輸出Yfik的影響。
這裡，當第一級和第二級的內部調製器都為2級，NTF1 = NTF2 = (l-z—1)2時，令模擬FIR濾波器的特性為Hiftk，後置濾波器的特性為H2ftk,分別令第一級的抽頭係數為％、
4、......Slri,第二級的抽頭係數為W ......bn,則輸出Yfik表不為Yfie = (1+z 1+z 2...+z (n り)^+NTF1NTF2Q2ZA1)= Hifte {X+NTFjQJ +H2fte (-Q^NTF2Q2/Aj= (ag+ajZ 1+a2z 2…+anlz (n{X+ (1-z O2Qj-(bo-biz^^b^z^+bnz-^1^ (Q1+(l-z_1) 2Q2A1I(公式 6)當求直流的抽頭係數的影響時，得到Yfte (z) Z = 1 = (ao+ai+af +anl) X- (m+bj Q1 (公式 7)可知與構成第二級的後置濾波器的元件的抽頭係數成正比地表示第一級的量子化噪音。為了單純起見，令第二級的後置濾波器的抽頭係數為Idci = 1+ ε ^b1 = 1+ ε bl,bn_!=1+ ε bn，bn = 1+ ε bn，得到Yfir(z) |z = 1 = (ao+aJaf+aJX_ ( ε b(|- ε bl- ε ^1+ ε bn) Q1(公式 8)所以，在輸出中與抽頭的誤差ebi的乘積和成正比，在輸出中出現第一級的量子化噪音Ql。這樣，通過利用使用模擬FIR濾波器的級聯型Λ Σ調製器，可以減少頻帶外噪音，但是存在著由構成後置濾波器的元件的失配引起的噪音使頻帶內的噪音増加的問題。本發明具備接收第一輸入信號的第一電路；接收第二輸入信號的第二電路；接收來自上述第二電路的輸出信號的第三電路；接收來自上述第三電路的輸出信號的第四電路；和合成上述第一電路的輸出信號和上述第四電路的輸出信號並輸出的加法電路，其中，上述第一電路，具有將數字模擬變換電路和模擬FIR濾波器結合起來的構成，當令上述第ニ電路和上述第三電路一方的傳遞函數為( -2—1)，上述第二電路和上述第三電路另一方的
傳遞函數為(1_ζ_η),上述第四電路傳遞函數為Hfik(Z) = 1+ζ^+ζ^2+......+ζ_(η_ )時,具有上
述傳遞函數(I-ζ—1)的上述第二電路和上述第三電路的一方由模擬電路構成，並且，具有上述傳遞函數(1-ζ_η)的上述第二電路和上述第三電路的另一方由數字電路構成。如果根據本發明，則即便在構成將數位訊號變換為模擬信號的數字模擬變換裝置的元件中存在偏差的情況下，也能夠生成高品質的模擬信號，能夠實現具有高解析度並且電路規模小的數字模擬變換裝置。


圖I是使用Σ調製電路的數字模擬變換裝置的例子。圖2是級聯型Λ Σ調製器的例子。圖3是將模擬FIR濾波器設置在級聯型Λ Σ調製器後面的構造的例子。圖4是將模擬FIR濾波器設置在級聯型Λ Σ調製器後面的構造的別的例子。圖5是將模擬FIR濾波器設置在級聯型Λ Σ調製器後面的構造的方框圖的例子。圖6是用本發明的第一實施例的本數字模擬變換裝置的級聯型Λ Σ調製器的數 字模擬變換裝置的例子。圖7是第一實施例的電路構成圖。
圖8是用本發明的第一實施例的本數字模擬變換裝置的級聯型△ Σ調製器的數字模擬變換裝置的效果的模擬結果。圖9是第二實施例的構成圖。圖10是第三實施例的構成圖。圖11是第四實施例的構成圖。圖12是第四實施例的電路構成圖。圖13a是第五實施例的構成圖。圖13b是第六實施例的構成圖。
圖13c是第七實施例的構成圖。圖14是第八實施例的構成圖。圖15是第九實施例的構成圖。圖16是第十實施例的構成圖。圖17是第i^一實施例的構成圖。圖18是第十二實施例的構成圖。圖19是第十三實施例的構成圖。圖20是第十四實施例的構成圖。圖21是第十五實施例的構成圖。圖22是第十六實施例的構成圖。圖23是第十七實施例的構成圖。圖24是第十八實施例的構成圖。圖25是第十九實施例的構成圖。圖26是第二十實施例的構成圖。圖27是第二i^一實施例的構成圖。圖28是第二十二實施例的構成圖。圖29是第二十三實施例的構成圖。圖30是第二十四實施例的構成圖。
具體實施例方式本發明的特徵在於當將模擬FIR濾波器設置在本發明的級聯型Λ Σ調製器後面時使設置在第二級的調製器後面的後置濾波器如以下那樣構成。如果令級聯型Λ Σ調製器的內部調製器的次數為I次，H3 = NTF1 = (I-ζ—1)，則
H3Hfie = (l_z :) (1+z 1+z 2…+ζ (n 丄))= (l-z-n) · I(公式 9)令內部調製器的次數為2次，如果H3 = NTF1 = (I-ζ-1)2 = (I-ζ ィ)(l_z ベ)，貝丨JH3Hfie = (l_z :) (1+z 1+z 2…+ζ (η(1_ζ= (1-ζ_η) · (1-z-1)(公式 10)因為在公式9和公式10中都在H3Hfik中包含(1-ζ_η)，所以將使(1_ζ_η)項從後置濾波器分離並事前進行數字處理作為第一特徵。
另ー方面，將使(l-z_n)以外的項在由格式器一次變換為溫度計代碼後用後置濾波器進行計算處理作為第二特徵。(實施例I)圖6中表示構成設置在本發明的數字模擬變換裝置的級聯型Λ Σ調製器後面的、模擬FIR濾波器和後置濾波器的第一實施例。在本實施例中用I位的內部調製器構成級聯型Λ Σ調製器的第一級，用η位的內部調製器構成第二級。這裡，將數字輸入信號510輸入到級聯型Λ Σ調製器的第一級的內部調製器201，將第二級的內部調製器202與第一級的內部調製器201級聯連接起來，將來自第一級的內部調製器201的輸出信號520輸入到模擬FIR濾波器301。由數位訊號處理塊601對來自第二級的內部調製器202的輸出信號530進行(1-ζ_η)的計算。由格式器電路602將來自 數字計算塊601的輸出631從ニ進位代碼變換為溫度計代碼並輸出。將變換為該溫度計代碼的信號632輸入到後置濾波器電路603。由加法塊607模擬地將來自上述模擬FIR濾波器301的輸出信號521和來自上述後置濾波器電路603的輸出信號633加起來並輸出。圖7a中表示本發明的數字模擬變換裝置的第一實施例。該實施例的模擬FIR濾波器具有以下構成將由實施I個時鐘延遲的DFF構成的延遲元件701、與它的輸出連接的驅動緩衝器702和一端與驅動緩衝器連接，一端以模擬地加權加算電壓的方式與輸出端子連接的電阻元件703作為I級的單元,將多級上述單元連接起來。如公式(10)所示，當內部調製器的次數為2次時，第二級的傳遞函數成為(l-z_n) · (1-z-1) 0因為用數字處理(l_z_n)，所以在後置濾波器中，需要模擬地計算(トζ-1)。圖7b中表示設置在本發明的級聯型△ Σ調製器後面的後置濾波器的I位份數的単元的實施例。這裡輸入信號Y2_m632表示由格式器變換為溫度計代碼的數位訊號的I位份數的信號。輸入輸入信號Y2-m632的後置濾波器的單兀由以下兀件構成,用實施I個時鐘延遲的DFF構成的延遲元件711 ;通過由對I個時鐘進行了分頻的信號Φ。控制的開關715a與輸入連接的驅動緩衝器712 ;—端與驅動緩衝器連接，一端以模擬地加權加算電壓的方式與輸出端子連接的電阻元件713 ;同樣通過由對I個時鐘進行了分頻的信號Φ。控制的開關715a與輸出連接的驅動緩衝器714 ;—端與驅動緩衝器連接，一端以模擬地加權加算電壓的方式與輸出端子連接的電阻元件715 ;與用實施I個時鐘延遲的DFF構成的延遲元件711的輸入輸出連接的變換器714 ;和由對I個時鐘進行了分頻的信號の1控制上述變換器的輸出的開關715b。這裡通過切換上述開關715a和開關715b的輸入輸出連接上述延遲元件711的輸入輸出和上述驅動緩衝器712和變換器714。因為上述開關715a和715b由對I個時鐘進行了分頻的信號Φ。、の控制，所以構成對每個時鐘交換電阻元件的連接關係的交換電路。通過該交換電路，對輸入數位訊號列y21(n)、y21(n+l)、y21(n+2)、……y21 (n+k) (k是整數)的傳遞函數Y2 (ζ)為Y2、。⑴=b0(l_Z-1)、Y2、e(z) = b^l-T1)這裡,Y2,0(ζ)表示 k = odd (奇數),Y2j e(z)表示 k = even (偶數)。此外，令 b0和h為電阻元件713和715的偏差誤差。
所以，因為對偏差誤差Idci和Id1乘上hZ—1，所以如果令ζ = I進行計算，則Y2(Z) |z = 1 = O
S卩，表示由交換電路，在直流附近不出現失配的影響，對偏差施加I次失配成形。圖8中表示當在構成後置濾波器的元件中具有I %的失配時整個Λ Σ調製器的輸出頻譜的模擬結果。在不用切換開關的現有方法(Conventional :常規的)中，能夠確認低頻區域的噪音大幅度增加。與此相對，可知當用本提案的方法(Proposed :建議的)時低頻區域的噪音，當頻率成為1/2時噪音下降6dB。這樣，可知如果用本方法，則即便當在構成數字模擬變換裝置的電阻等的元件值中存在偏差時也能夠實現高的SNR，能夠構成高解析度的數字模擬變換裝置。在LSI中，一般元件值偏差為O. 1%左右。即便在這種情形中使用本方法，也可以高精度地構成高解析度的數字模擬變換器。(實施例2)圖9中表示本發明的數字模擬變換裝置的第二實施例。在本實施例中用I位的內部調製器構成級聯型△ Σ調製器的第一級，用η位的內部調製器構成第二級。如公式9所示，當內部調製器的次數為I次時，第二級的傳遞函數成為(1-ζ_η) ·1。因為用數字處理(1-Ζ_η)，所以需要模擬地計算I。這裡將由格式器變換為溫度計代碼的輸入信號Y2_m632 —次輸入到選擇電路910，由單元群構成與來自選擇裝置的輸出的各個位對應地連接的驅動緩衝器901和一端與驅動緩衝器連接、一端以模擬地將電壓加起來的方式與輸出端子連接的電阻元件902。為了用失配成形法除去上述驅動緩衝器901和上述電阻元件902的偏差，上述選擇電路910的特徵是用由延遲元件和加法器構成的積分電路911和積分電路912計算由上述驅動緩衝器901和上述電阻元件902構成的単元的使用頻度，以使用頻度減小的順序選擇選擇電路910的輸出的方式進行動作。如果根據本實施例，則當進行失配成形時，因為與單純地使用隨機信號的DEM法無關，切換選擇電路，所以不需要導入當用DEM法時成為問題的、進行由隨機信號引起的白噪音的重疊和選擇電路的切換的電路。(實施例3)圖10中表示本發明的數字模擬變換裝置的第三實施例。在本實施例中用I位的內部調製器構成級聯型△ Σ調製器的第一級，用η位的內部調製器構成第二級。如公式10所示，當內部調製器的次數為2次時，第二級的傳遞函數成為(1-Ζ_η) · (1-z—1)。因為用數字處理(l-z_n)，所以需要模擬地計算(I-ζ—1)。這裡將由格式器變換為溫度計代碼的輸入信號Y2_m632 —次輸入到選擇電路1010，與來自選擇裝置的輸出1020的各個位對應地輸入到後置濾波器的單元603。後置濾波器的單元603由用實施I個時鐘延遲的DFF構成的延遲元件711 ;通過由對I個時鐘進行了分頻的信號Otl控制的開關715a與輸入連接的驅動緩衝器712 ;—端與驅動緩衝器連接，一端以模擬地加權加算電壓的方式與輸出端子連接的電阻元件713;同樣通過由對I個時鐘進行了分頻的信號Φ。控制的開關715a與輸出連接的驅動緩衝器714;—端與驅動變換器連接，一端以模擬地加權加算電壓的方式與輸出端子連接的電阻元件715 ;與用實施I個時鐘延遲的DFF構成的延遲元件711的輸入輸出連接的變換器714 ；和由對I個時鐘進行了分頻的信號φ1控制上述變換器的輸出的開關715b構成。這裡通過切換上述開關715a和715b的輸入輸出連接上述延遲元件711的輸入輸出和上述驅動緩衝器712和變換器714。因為上述開關715a和715b由對I個時鐘進行了分頻的信號Φ。、の控制，所以構成對每個時鐘交換電阻元件的交換電路。為了進一歩用失配成形法除去上述後置濾波器的単元603之間的偏差，上述選擇電路1010的特徵是用由延遲元件和加法器構成的積分電路1011計算上述後置濾波器的單元603的使用頻度，以使用頻度減小的順序選擇選擇電路1010的輸出的方式進行動作。此夕卜，如實施例2中的那樣通過重複使用控制在失配成形法中用的選擇電路1010的積分電路1011可以增加失配成形的次數。如果根據本實施例，則通過重疊由失配成形器進行的失配成形和由交換電路進行 的失配成形，可以容易地實現高次的失配成形。通過追加少量的硬體能夠實現現有硬體規模大的，高次失配成形功能。例如，通過在失配成形器中用DWA(Data Weighted Averaging 數據加權平均)可以實現2次的失配成形。在第一到第三實施例中，表示了用I位的內部調製器構成級聯型Λ Σ調製器的第ー級，用η位的內部調製器構成第二級的例子，但是即便使用由級聯型△ Σ調製器構成的任意的內部調製器的結構同樣也可以實現本實施例的效果。(實施例4)圖Ila中表示本發明的數字模擬變換裝置的第四實施例。在本實施例中Λ Σ調製器具有η位的輸出。在本實施例中，由後置濾波器1103對由格式器1102將Λ Σ調製器1101的η位的輸出變換為溫度計代碼的信號Y2_m進行失配成形，通過驅動緩衝器電路1104和電阻元件1105模擬地將該輸出加起來。圖Ilb中表示後置濾波器1103的實施例。為了用失配成形法除去上述驅動緩衝器電路1104和上述電阻元件1105的偏差，選擇電路1110的特徵是用由延遲元件和加法器構成的積分電路1111和積分電路1112計算輸出信號的使用頻度，以使用頻度減小的順序選擇選擇電路1110的輸出的方式進行動作。這裡，積分電路將輸入信號作為mbit的矢量信號進行計算。在本實施例中，因為當用多個驅動電路驅動多個揚聲器時由用積分電路的後置濾波器通過失配成形法除去以△ Σ調製器調製了的數位訊號，所以不需要導入用根據現有例中的那種DEM法的失配成形法時成為問題的，重疊由隨機信號引起的白噪音和高速地切換選擇電路的電路。在本實施例中，表示通過驅動多個電阻元件模擬地將聲音加起來的例子，但也可以應用於由多個驅動裝置模擬地加算的全部方法。此外，在本實施例中，2次重複使用控制在失配成形法中用的選擇電路1110的積分電路1111，但是I次以上重複使用積分電路1111能夠得到失配成形效果。圖12中表示後置濾波器1103的其它的實施例。為了用失配成形法除去上述揚聲器驅裝置之間的偏差，選擇電路1110，用由延遲元件和加法器構成的積分電路1111和積分電路1112計算輸出信號的使用頻度，以使用頻度減小的順序選擇選擇電路1110的輸出的方式進行動作，但是，進一歩在上述積分電路的輸入輸出和選擇電路之間設置的控制電路1201與輸入振幅的大小相應地限制由選擇電路選擇的輸出信號。控制電路1201，當輸入數位訊號的振幅小時以選擇有限的輸出驅動電路的方式進行動作，當振幅大時以選擇全部的輸出驅動電路的方式進行控制。由此，因為當小振幅信號時只選擇I個輸出驅動電路，所以可以抑制小振幅時的驅動裝置之間的偏差的影響，除此之外因為當小振幅時只放射來自特定驅動裝置的聲音，所以音像的定位良好，又通過與輸入信號的振幅相應動態地控制驅動裝置的驅動數，可以使由驅動裝置消耗的電カ消耗最佳化。如從第一到第四實施例所述的那樣，本發明的特徵是在由△ Σ調製器進行噪音成形後由格式器分割數字輸入信號，由後置濾波器進行失配成形後驅動多個驅動電路模擬地將數字輸入信號加起來。結果，即便驅動多個驅動裝置的各個電カ小，通過模擬地加算也可以得到大的輸 出。可以將如從第一到第四實施例所述那樣的，將數位訊號變換為模擬信號的數字模擬變換裝置應用於將數字聲音信號變換為多個數位訊號將多個驅動裝置的輸出模擬地加起來的全部裝置。(實施例5)圖13a中表示以用電流相加的方式構成第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置時的第五實施例。在本實施例中表示將作為到此為止的實施例的構成要素的驅動緩衝器和電阻元件分別置換成電流源1300、設置在上述電流源與輸出之間的開關電路1302和用數位訊號控制上述開關的緩衝器電路1301的構成。(實施例6)此外，圖13b中表示在圖13a中，以用音壓相加的方式構成第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置時的第六實施例。在本實施例中表示將作為到此為止的實施例的構成要素的驅動緩衝器和電阻元件分別置換成揚聲器裝置1310、驅動上述揚聲器裝置的音圈1312和用數位訊號控制上述音圈的驅動電路1311的構成。(實施例7)進一歩，圖13c中表示在圖13a中，以用光相加的方式構成第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置時的第七實施例。在本實施例中表示將作為到此為止的實施例的構成要素的驅動緩衝器和電阻元件分別置換成發光元件1320和用數位訊號控制上述發光元件的驅動電路1321的構成。再者，在本實施例中發光元件能夠利用可以用燈和LED等的電カ發光的全部器件。(實施例8)圖14a中表示在圖13a中，以用壓電元件相加的方式構成第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置時的第八實施例。在本實施例中表示將作為到此為止的實施例的構成要素的驅動緩衝器和電阻元件分別置換成壓電元件1400和用數位訊號控制上述壓電元件的緩衝器電路1401的構成。因為壓電元件能夠將電信號變換成物理的變位力，所以通過如實施例14b中那樣在平面上排列多個壓電元件1410，可以用於將物理的變位量作為音波在空間中合成起來，或者通過驅動共同的振動板進行加算，或者又如實施例14c中那樣，疊層多個壓電元件1420加起來的應用中。因為用I位信號驅動各個壓電元件，所以可以提高電カ功率，又可以降低壓電元件的非線形性產生的影響。
此外，在本實施例中表示了由壓電元件將電信號變換成物理的變位カ的手段，但是可以利用能夠將電信號變換成物理的變位カ的任意元件。如以上的實施例14c那樣，當疊層多個壓電元件1420並進行加算吋，也可以使用別的壓電元件測定各壓電元件產生的物理變位的強度。即因為能夠測定多個壓電元件產生的物理變位的強度的偏差，所以也可以通過與測定的偏差相應地調整壓電元件的驅動力，提高將多個壓電元件產生的物理變位進行加算而合成得到的物理變位的精度。(實施例9)圖15a中表示以將由線圈產生的磁場加起來的方式構成第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置時的第九實施例。在本實施例中表示將作為到此為止的實施例的構成要素的驅動緩衝器和電阻元件分別置換成線圈1500和用數位訊號控制上述線圈的緩衝器電路1501的構成。因為線圈將電信號變換成磁場力，所以也可以用於如在實施例15b中那樣通過重疊地排列多個線圈1510，將磁場加起來，或者如在實施例15c中那樣，通過同時將多個線圈卷繞在一起1520將磁場加起來的應用中。 如以上的實施例那樣，因為能夠將磁場加起來，所以也可以將本發明應用於使用用多個音圈的揚聲器驅動裝置再現聲音信號的數字模擬變換裝置中。如以上的實施例那樣，也可以使用別的線圈測定各線圈產生的磁場強度。即因為能夠測定多個線圈產生的磁場強度的偏差，所以也可以通過與測定的偏差相應地調整線圈的驅動力，提高將多個線圈的磁場加起來合成得到的磁場的精度。(實施例10)圖16a中表示以將第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置應用於用多個音圈的揚聲器驅動裝置的第十實施例。在本實施例中，表示將作為到此為止的實施例的構成要素的電阻元件置換成音圈1600的構成。因為音圈能夠通過圓錐形擴音器(cone) 1601或圓頂形擴音器(dome)將電信號變換成音壓,所以如在實施例16a中那樣可以通過重疊地排列多個線圈1610，將音壓加起來。此外，在用音圈的方法中，也具有因為輻射聲音信號的部分成為I個圓錐形擴音器1601或圓頂，所以音像的定位良好的特徵。此外，如圖16b中那樣，也可以將本發明用於通過將多個音圈綑紮並卷繞在一起1620而將音壓加起來的應用中。通過將多個音圈綑紮並卷繞在一起，能夠使各個音圈特性一致。由此，可以減少音圈之間的特性誤差，再現高音質的信號。如以上的實施例那樣，也可以使用別的音圈測定各音圈產生的磁場強度。即因為能夠測定多個音圈產生的磁場強度的偏差，所以可以通過與測定的偏差相應地調整音圈的驅動力，提高將多個音圈的磁場加起來合成得到的聲音信號的精度，再現高音質的聲音信號。在以上的第五到第十實施例中，使用格式器和後置濾波器，模擬地將多個驅動裝置加起來輸出來自級聯型△ Σ調製器的η位的輸出，但是因為由格式器將η位信號變換為m = 2"個信號的溫度計代碼，所以需要2n個後置濾波器和驅動電路。這裡令m = 2n =16以下可以抑制失配成形電路和交換電路的電路規模的増大。同樣通過令m = 2n = 16以下，如圖14c所示的實施例中那樣能夠抑制當疊層壓電元件時的各元件的疊層順序的不同引起的特性不同的偏差。此外，如圖15b和圖16a所示的實施例中那樣能夠抑制當疊層線圈時的各線圈的疊層順序的不同引起的特性不同的偏差。進一歩，即便在如圖15c和圖16b所示將線圈綑紮在一起的實施例中也可以抑制各線圈的特性不同。(實施例11)
圖17中表示使用與在第一到第四實施例中所示的數字模擬變換裝置的級聯型Δ Σ調製器不同的構成的調製器的、本發明的第十一實施例。因為將輸入信號傳達到級聯型λ Σ調製器1700的第一級的輸出1711，所以也可以形成用各個係數BQ1720和も1730的構成。因為當進行這樣的連接時也從第二級以後的Λ Σ調製器的輸出，輸出輸入信號的一部分，所以當増加級聯型△ Σ調製器的級數時和用多個揚聲器裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，伴隨多個揚聲器裝置的増加可以提高輸出音壓。(實施例12)圖18中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，插入了在驅動驅動裝置1801的信號上數字地施加延遲的塊1802的第十二實施例。通過這樣數字地施加來自△ Σ調製器和格式器的延遲，控制向各驅動裝置的信號的移相，可以改變在空間中放射的音響信號的定向性。例如，當令各揚聲器之間的距離為d，信號的波長為λ s,當使揚聲器正面為O弧度時的偏轉角為Θ時，使SP2的相位相對於SP3隻延遲(2 Ji dsin θ ) / λ s，使SPl的相位成為(4Jidsin0)/As，可以只使Θ在SPl側具有定向特性。這樣為了控制多個揚聲器的相位，至今，需要構造複雜的模擬移相器，但是因為輸入輸出信號是數位訊號，所以用數字延遲器(DFF等)可以容易地控制正確的移相。(實施例13)圖19a中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，作為數字模擬變換裝置的輸入反饋周圍噪音的第十三實施例。這裡反饋控制電路1900，根據來自輸入周圍音的麥克風1901的周圍噪音信息，計算抵消周圍噪音的噪音的相位和為了產生相位旋轉180度的信號所需的音壓和相位。如果根據本發明，則因為可以用數字電路直接控制揚聲器，所以可以構成精密的噪音減少裝置。又如圖1%所示，因為一般可以通過使用多個麥克風檢測出噪音發生源的方向，所以使用實施例12的技術，能夠通過控制向各揚聲器驅動裝置的相位，使噪音減少用揚聲器具有定向特性。即，不僅可以減少噪音減少用揚聲器的正面方向的噪音，而且也可以減少除此以外的方向的噪音。當進行汽車的車內消音等時，外來噪音源為多個，噪音源也是各式各樣的，但是通過用本實施例能夠容易地配置多個消音用的揚聲器。又因為通過用多個揚聲器可以減少正面方向以外的方向的噪音，所以能夠高效率地進行車內消音。進ー步如果用壓電揚聲器則因為能夠實現薄型的消音裝置，所以能夠不減少車內空間就進行消音。(實施例14)圖20中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，由開關放大器構成驅動裝置2000時的第十四實施例。在開關放大器中能夠用模擬D級放大器和數字D級放大器、模擬Λ Σ調製器、數字Λ Σ調製器等。因為由開關放大器將輸入的數位訊號變換為開關信號(2值信號或3值信號)，所以可以提高效率和增加輸出電力。
(實施例15)圖21中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，與揚聲器2100和將電信號變換為物理的變位カ的電元件的配置方法有關的第十五實施例。圖21a中表示了配置成格子狀時的實施例。當通過這樣的配置，覆蓋長方形、正方形等的框體時，能夠高效率地配置子単元，水平方向、垂直方向成為相似形能夠實現同等的相位特性。此外，當使用長方形或正方形的揚聲器時，可以完全沒有間隙地配置長方形的表面，可以使每単位面積的放射音壓最大。這種配置在視覺上也感到很美麗。圖21b中表示在姆I行中使配置位置偏移1/2地進行配置的實施例。通過這樣交錯配置，與格子配置比較能夠提高面密度。特別是，當配置多個揚聲器時，可以提高每個面積的音壓。進一歩如果使揚聲器的形狀為六角形，則可以進行交錯配置並且無間隙地配置。這時因為可以進行無間隙地配置，所以能夠實現高音壓水平。又當用失配成形技術時，因為 各揚聲器之間的距離近，所以能夠高效率實現失配成形效果。圖21b中表示將揚聲器配置成同心圓狀的實施例。因為這樣配置在各同心圓上的揚聲器離開整個揚聲器的中心軸的距離相等，所以從同一同心圓上到中心軸上的相位特性相等，能夠理想地進行正面中的音響信號的加算。因此，可以改善音響特性。(實施例16)圖22中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，立體聲地構成數字模擬變換裝置的第十六實施例。這裡頻道2201是R信號用的數字模擬變換裝置，頻道2202是L信號用的數字模擬變換裝置。這樣通過不僅從數位訊號再現立體聲聲音，而且作為多個頻道並列地設置本發明的數字模擬變換裝置，可以再現由數字處理產生的任意的音場。(實施例17)圖23中表示在如第十六實施例所示使用以多個數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，與揚聲器2100和能夠將電信號變換為物理的變位カ的電元件的配置方法有關的第十七實施例。圖23a中表不驅動立體聲的L、R信號的揚聲器的配置方法。通過這樣對稱地配置L、R，可以提聞立體聲效果。圖中L表不左頻道，R表不右頻道。圖23b中表不除了驅動立體聲的L、R信號外還驅動C信號的揚聲器的配置方法。圖中C表示中心頻道。此外，在本發明中，因為能夠容易地實現動態地變更多個揚聲器的向頻道的分配，所以通過根據再現的音樂源、實現的音場效果，動態地變更向頻道的分配，可以更有效地實現立體聲效果和音場效果。圖23c中表不動態地控制多個揚聲器的向頻道的分配時的揚聲器的配置方法。表示除了驅動立體聲的L、R信號外還驅動C信號的揚聲器的配置方法。圖中L/C表示能夠驅動L信號和C信號中的任何一個的揚聲器,此外圖中R/C表不能夠驅動R信號和C信號中的任何一個的揚聲器。(實施例18)圖24中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，使通過數字濾波器處理的數位訊號成為多個頻道的數字模擬變換裝置的立體聲構成的第十八實施例。這裡，用於再現由數字濾波器信號處理塊2401分割頻帶的多個數位訊號的多個頻道2402、2204是數字模擬變換裝置。例如，為了用數字濾波器信號處理塊分割成高頻帶用的數位訊號和低頻帶用的數位訊號，再現各個信號，可以通過作為多個頻道並列地設置本發明的數字模擬變換裝置，用最適合於由數字處理產生的頻帶的揚聲器裝置進行再現。(實施例19)圖25中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，由數位訊號發送機2501將驅動驅動裝置的信號一次發送到傳送路徑後由數位訊號接收裝置2502接收後由驅動裝置驅動揚聲器的第十九實施例。這樣通過由數位訊號發送接收機傳送來自Δ Σ調製器和格式器的數位訊號，可以傳送驅動分散配置的揚聲器的信號作為數字傳送信號。因為由Λ Σ調製器對數位訊號進行過取樣，所以即便在傳送線路中存在錯誤時也可以降低它的影響。可以將數字有線傳送路徑、無線傳送路徑、光傳送路徑等數字地傳送的所有的傳送路徑用於傳送線路。此外，當應用於消聲裝置吋，需要多個分散的消音用揚聲器，但是通過用本實施例，可以用數字傳送路徑容易地將驅動信息傳達到分離的子揚聲器。(實施例20)圖26中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例6、實施例8和實施例10中那樣的多個驅動裝置在空間中將音壓加起來那樣的應用中，將超低頻信號重疊在驅動驅動裝置的信號上時的第二十實施例。一般可聽頻率為20 20ΚΗζ，將作為其下限頻率的20Hz以下的聲音稱為超低頻。如果該頻帶的聲音沒有相當大的音壓則通常人的聽覺不能夠識別，但是關於與健康和精神的緊張狀態的關係正在進行研究中。為了用現有的模擬揚聲器產生超低頻，需要用非常慢的信號驅動揚聲器，在電カ效率惡劣的模擬揚聲器中在消耗電カ方面存在很多問題。為了產生超低頻，如果使用本發明的數字揚聲器的構成，則可以用Ibit信號驅動電音響變換元件，可以減少電カ效率，進一歩減少電音響變換元件的非線形性產生的影響，可以高效率地產生超低頻信號。一般，因為在信號源(廣播信號和存儲介質)中不包含超低頻信號，所以當產生超低頻信號時，需要用超低頻發生器2600產生超低頻。為了產生任意的頻率圖案，超低頻發生器可以用數字電路2600，例如為了產生具有Ι/f起伏的超低頻信號，如果使用數字電路的擬似隨機信號則能夠容易地產生。因為能夠簡單地將產生的超低頻信號數字地與數字聲音信號加起來，所以可以容易地重疊超低頻信號。(實施例21)圖27中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例8中那樣的多個壓電元件合成物理的變位那樣的應用中，使用多個壓電元件驅動反射鏡的第二十一實施例。為了驅動如圖27a中那樣疊層的壓電元件2700，將用多個壓電元件2702驅 動多個驅動裝置2701的器件配置在如圖27b中那樣的底座2711上，以支撐部2714成為固定軸的方式連接上部底座2712。上部底座配置反射鏡2713。如圖27c中那樣，通過驅動壓電元件2700以支撐部2714為中心使上部底座2712變形，能夠改變反射鏡2713的反射角度。可以將這種壓電元件和反射鏡組合起來的器件應用於小型的投影儀裝置，但是因為通過用數字模擬變換裝置和多個壓電元件進行驅動，能夠用數位訊號控制反射角度，所以適用於小型的投影儀裝置。(實施例22)圖28中表示在使用以第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的實施例8中那樣的多個壓電元件 ，使用多個壓電元件合成物理的變位那樣的應用中，使用多個壓電元件驅動反射鏡的別的第二十二實施例。使用如圖28a中那樣並列配置在基板上的多個壓電元件2800。如圖28b中那樣通過在中心被固定的反射鏡2701的周圍沿XY軸配置並驅動該壓電元件2800，能夠以支撐部中心為基點改變反射鏡2801的反射角度。可以將這種壓電元件和反射鏡組合起來的器件應用於小型的投影儀裝置，但是因為用數字模擬變換裝置和多個並列配置的壓電元件進行驅動，能夠用數位訊號控制反射角度，所以適用於薄型的小型投影儀裝置。(實施例23)圖29表示在第一到第四實施例所示的數字模擬變換裝置的級聯型△ Σ調製器中使用帶通型的Λ Σ調製器時的第二十三實施例。一般可以通過Z —-Z2變換實現帶通型的Δ Σ調製器。在通過該變換將積分器變換成諧振器。在本實施例中，使第二級的內部Δ Σ調製器的輸出與實現ζ_2的2時鐘延遲器連接，使切換開關與延遲器的輸入和輸出連接。該切換開關按照時鐘的1/2的頻率信號如圖示那樣地切換2個輸入。通過這樣的構成，即便在構成DAC21和DAC22的元件中存在失配吋，也可以減少時鐘頻率的1/4頻率中的噪音。如這裡所示的那樣，通過進行頻率變換，可以實現以帶通特性為首的任意的噪音成形特性。(實施例24)圖30a中表示本發明的第二十四實施例。在本實施例中，Δ Σ調製器具有η位的輸出。對由格式器2402將Λ Σ調製器2401的η位輸出變換為m組的p-bit的代碼的信號Yv，用後置濾波器2403進行失配成形和頻率選擇，用內部數字-模擬變換器2404將其輸出變換為模擬信號，由加法器2405模擬地加起來。通過這樣的構成，即便用多等級的內部數字-模擬變換器也可以得到高精度的模擬信號。圖30b中表示後置濾波器的實施例。為了減少上述內部數字-摸擬變換器內部的失配影響，選擇電路2410的特徵是以與濾波器電路2411的輸出信號的值相應地選擇選擇電路2410的輸出的方式進行動作。這裡，在濾波器中，分別對上述內部數字-摸擬變換器的輸出水平進行濾波器計算。例如，通過在濾波器中用積分器或將積分器連接成多級，以濾波器的輸出減小的順序進行選擇，並且以通過該選擇得到與輸入信號對應的輸出的方式進行選擇，即便來自上述格式器的輸出與表示多個水平的多個信號有關，也可以減少由失配引起的低頻區域的噪音。圖30c中表示上述內部數字-模擬變換器2404和加法器2405的更具體的實施例。在該實施例中，從變換器2421、電阻2422輸出與各Ibit信號相應的模擬電流，通過將多個這些電流連結起來，將輸出電流加起來。在該實施例中，上述多個內部數字-模擬變換器的輸入信號表現的值，不需要是同一的，也可以具有不同的加權。在這種情況下，只要與各個輸入數位訊號表現的加權相應地設定上述電阻2422的值就行。此外，該加權不限於2冪的加權。在上述選擇電路2410中，該選擇結果，以等於選擇電路2410的輸入信號的方式進行 選擇，即便在加權不同的情況下也可以正確地進行變換。
權利要求
1.ー種數字揚聲器系統，其特徵在於，包括 接收數字聲音信號並生成第一信號的△ Σ調製器； 對第一信號進行變換生成第二信號的失配成形器； 各自對第二信號進行放大並將該第二信號變換成多值的開關信號的多個開關放大器；和 揚聲器單兀，該揚聲器單兀具有多個輸入，向各個輸入供給由所述多個開關放大器變換後的開關信號中對應的開關信號， 所述Λ Σ調製器包括 被輸入數字聲音信號的第一級內部調製器； 與所述第一級內部調製器級聯連接的第二級內部調製器；和 對來自所述第二級內部調製器的輸出信號進行(1-ζ_η)的數字處理的數位訊號處理塊。
2.根據權利要求I所述的數字揚聲器系統，其特徵在於 所述第一級內部調製器為I位的內部調製器， 所述第二級內部調製器為η位的內部調製器， 所述失配成形器具有選擇電路，該選擇電路以使用頻度從小到大的順序進行所述多個開關放大器的選擇。
3.根據權利要求I所述的數字揚聲器系統，其特徵在於 所述第一級內部調製器為I位的內部調製器， 所述第二級內部調製器為η位的內部調製器， 所述失配成形器包括一端以模擬地加權所述第二信號的電壓的方式連接的第一電阻和第二電阻，所述失配成形器包括交換電路，該交換電路按每個時鐘交換進行對所述第一電阻和第二電阻的另一端分別輸入所述第一信號和使所述第一信號延遲I個時鐘而得到的信號；和對所述第一電阻和第二電阻的另一端分別輸入使所述第一信號延遲I個時鐘並使其輸入到第一逆變器而得到的信號和使所述第一信號輸入到第二逆變器而得到的信號。
全文摘要
本發明提供一種數字揚聲器系統，其特徵在於，包括接收數字聲音信號並生成第一信號的Δ∑調製器；對第一信號進行變換生成第二信號的失配成形器；各自對第二信號進行放大並將該第二信號變換成多值的開關信號的多個開關放大器；和揚聲器單元，該揚聲器單元具有多個輸入，向各個輸入供給由多個開關放大器變換後的開關信號中對應的開關信號，Δ∑調製器包括被輸入數字聲音信號的第一級內部調製器；與第一級內部調製器級聯連接的第二級內部調製器；和對來自第二級內部調製器的輸出信號進行(1-z-n)的數字處理的數位訊號處理塊。
文檔編號H04R27/00GK102647191SQ201210087070
公開日2012年8月22日 申請日期2007年5月16日 優先權日2006年5月21日
發明者岡村淳一, 安田彰 申請人:株式會社特瑞君思半導體