開關模式電源變換器及其操作的方法
2023-05-19 01:31:31 2
專利名稱：開關模式電源變換器及其操作的方法
技術領域：
本發明涉及電源變換領域。更具體地講，本發明涉及一種開關 模式電源變換器以及操作這種變換器的方法。
背景技術：
開關模式電源變換器廣泛地使用在電子工業中，用於將一個DC 電平電壓變換成用於提供到負載的另一個電壓。通常，提供變壓器， 該變壓器將一次側上的電壓源與其二次側上的負載進行分離。使用一 個或更多個電源開關跨越該變壓器的一次側對該輸入DC電壓進行 周期性開/關操作。通過切換電流使其流入該輸出電感線圈，能量被 存儲在該輸出電感線圈中，並且調整後的電壓被提供到該二次側上的 負載。二次側上的兩個二極體對二次繞組上的進行開/關操作後的並且 分離的電壓進行整流，這兩個二極體包括一個正激二極體、 一個續流 二極體，其中，該正激二極體與二次繞組串聯連接，用於在二次繞組 上存在正電壓時將電流傳遞到負載；該續流二極體與二次繞組並聯， 用於在二次繞組上沒有電壓或負電壓時將電流傳遞到負載。為了改進這種電路的效率，己知採用電源開關來取代這兩個整 流二極體，該開關例如是由控制裝置進行調製的MOSFET器件。US-A-2004/0136207公開了一種開關模式電源變換器，其中，正 激二極體由兩個MOSFET器件取代，這兩個MOSFET器件的源極連 接在一起，它們的柵極也連接在一起，從而這兩個器件能夠被同步激 活，從而在不活動狀態下所述每個器件阻斷相反方向上的電流。圖1中示出了根據US-A-2004/0136207公開的變換器。該變換 器包括變壓器2，該變壓器2具有一次繞組2a和二次繞組2b。該一 次繞組2a的點端耦合到輸入電壓源Vin，該一次繞組的另一端經由 電源開關Sl耦合到地面。更具體地講，電源開關Sl包括MOSFET器件，該MOSFET器 件具有漏極端、源極端和柵極端，其中，該漏極端耦合到該一次繞組 2a，該源極端耦合到地面，該柵極端耦合到一次側控制器4。響應於 從該正激變換器的二次側接收的反饋信號或者以取決於該輸入電壓 的方式，該控制器4向該電壓開關S1提供周期性的激勵信號。輸入 電壓源連接到輸入電壓端10。在二次側上，MOSFET器件Sb、 Sr串聯耦合在該二次繞組2b 與輸入電感線圈6之間。該輸出電感線圈6耦合到輸出端子8，電容 器12耦合在所述輸出端和地面之間。電感線圈6和電容器12形成了 一個濾波器，該濾波器在該輸出端8處提供相對地面平穩的DC輸出 電壓Vout。該續流二極體由MOSFET器件Sf取代，該MOSFET器件Sf的 源極端耦合到地面，漏極端耦合到該輸出電感線圈6和MOSFET器 件Sr的結點。通過調製用作雙向開關的正激MOSFET器件Sb和Sr的接通時 間，來調整該正激變換器的輸出。還示出了 MOSFET器件Sb、 Sr和Sf的各個內部體二極體14、 16和18。如上所示，正激MOSFET器件Sb和Sr的柵極端耦合在一起。 二次側控制器20向共同的柵極輸入端提供控制信號。現在，將對照圖2所示的波形來識別圖1所示的電路設置的缺 點。示出了四個示意性波形，其中，(a)表示電源開關Sl的邏輯狀 態，(b)表示變換器2的二次繞組上的電壓(Vsec) ， (c)表示開 關Sb和Sr的邏輯狀態，(d)表示流過輸出電感線圈6的電流(IL)。為了實現Sl的零電壓開關(特別是當存在高負載電流時)，在 Vsec變負以後，在某時間內Sb和Sr可以不接通。這用於確保在 Sb和Sr接通之前Sl接通。這個時間由圖2中的"tl"表示。在Sb 和Sr接通時刻，輸出電流從Sf轉換到Sb和Sr。由於結點J的電壓 大約是零電壓，所以該轉換後的輸入電壓現在完全施加在該變壓器的
漏電感線圈(LS)。現在，按照由該漏電感確定的比率，通過該二次變壓器繞組和開關Sb和Sr的電流增加並且通過Sf (或者如果Sf斷 開，則通過Sf的體二極體)的電流下降。在該輸出電流流過Sf和Sb/Sr的時間內，Vsec的電壓等於結點 J的電壓，該電壓大約是零。這個時間稱作轉換時間。當最後該輸出電流完全流過Sb和Sr時，結點J的電壓將上升， 直到其等於二次電壓(Vsec)。此時在Vsec上產生相對小的尖峰， 這是由該變壓器的漏電感以及Sf的寄生漏極到源極電容所導致的。在Vsec變負之前，Sb和Sr必須斷開。這會避免經由Sf(或其 背向柵(back gate) 二極體18)以及Sb和Sr的短路繞組。Sb、 Sr 的接通與Vsec變負之間的時間由"t2"指示。由此，當Vsec仍然為正時Sb和Sr被斷開，並且此時高電流能 夠流過Sb和Sr。由於變壓器2的漏電感導致電壓尖峰。這可以從圖 2的波形(b)來清楚地看出。應該明白，這個漏電感由該變壓器的 一次和二次側之間的耦合的非理想特性所導致的。這種尖峰是非常不 期望出現的，並且會最終損壞開關Sb、 Sr和/或控制器20。箝位電路 可用於避免這個電壓尖峰，但是這會導致應該保持為最小值的功耗的 增加。發明內容本發明提供了一種開關模式電源變換器，所述變換器包括 變壓器，具有一次繞組和至少一個二次繞組；一次側有源開關器件，耦合到所述一次繞組，用於選擇性地將輸 入電壓施加到所述一次繞組；以及第一二次側整流電路，包括第一輸出濾波器以及第一和第二有源 開關器件，其中，所述第一輸出濾波器耦合到所述至少一個二次繞組，所述第一和第二有源開關器件耦合在所述至少一個二次繞組與所述 第一輸出濾波器之間，所述開關器件被設置為每個開關器件可操作 以阻斷所述至少一個二次繞組與所述第一輸出濾波器之間的在彼此 相對的且在不同時間可彼此轉換的方向上的電流。
這能夠更好地調整所述變換器，並且避免了與上述的現有技術設 置相關聯的電壓尖峰。還實現了從所述續流開關器件/二極體到所述 第一和第二開關器件的相對平穩整流，或者從所述第一和第二開關器件到所述續流開關器件/二極體的相對平穩整流。具體地講，所述變 換器可以是正激變換器。所述第一和第二開關器件可以串聯耦合在一起，或者可以耦合到 所述至少一個二次繞組的各端。在一個實施方式中，所述第一和第二開關器件中的每個具有控制 端，並且所述變換器包括控制裝置，所述控制裝置耦合到所述控制端 並且可操作來向所述控制端提供各個不同的控制信號以接通和斷開 所述開關器件。優選的是，所述第一和第二開關器件中的每個包括FET，所述FET具有源極、漏極和柵極，其中，所述各個控制端耦合 到所述各個柵極，並且集成體二極體與所述源極和漏極進行並聯，陽 極連接到所述源極，並且陰極連接到所述漏極。在一個實施例中，所述第一和第二開關器件的漏極可以以它們的 雙向結構耦合在一起。這些開關器件然後能夠容易地包括在單一封裝 內，其中，各個半導體晶片安裝在共同的引線框上。相對於兩個獨立封裝的器件的設置，這實現了成本減小以及所需的空間的減小。此外， 如果所述第一和第二開關器件的漏極耦合在一起，則它們可以集成到 單一晶片中，這給出了另外的成本減小。或者，所述第一和第二開關 器件的源極可以耦合在一起。在另一個實施例中，所述第一和第二開關器件可以耦合到所述變 壓器的二次繞組的不同端，從而每個開關能夠阻斷在所述二次繞組與 所述輸出濾波器之間的在任意方向上的電流。在另一個實施例中，所述電源變換器包括第二二次側整流電路， 所述第二二次側整流電路包括第二輸出濾波器和第三有源開關器件， 所述第三有源開關器件包括FET，所述FET具有源極、漏極和柵極， 漏極耦合到所述第一和第二開關器件的漏極，源極耦合到所述第二輸 出濾波器。通過這種結構，所述第一整流電路的有源開關器件之一有 效地形成所述第二整流電路的雙向開關一半，這減少了所需的部件的
數目並且由此給出了另外的成本節省。此外，通過所述第一和第二有 源器件的漏極耦合在一起的這種結構，所述第一、第二和第三開關器 件可以安裝在單一封裝內的共同的引線框之上，更加優選的是，所述 第一、第二和第三開關器件可以被集成到單一晶片中。或者，如果所 述第一和第二開關器件的漏極連接到所述二次繞組的各端，則第二和 第三開關可以安裝在共同的引線框之上或者被集成在單一晶片中。根據本發明的另一方面，提供了一種操作上述形式的開關模式電 源變換器的方法，其中，所述第二開關器件被設置為可操作以阻斷電 流在從所述至少一個二次繞組到所述輸出濾波器的方向上流動，所述 方法包括如下步驟當所述至少一個二次繞組上的電壓為負時，所述 第二開關器件斷開。當所述二次繞組電壓變負時，電流從所述第一和 第二有源開關器件轉換到所述續流開關。隨後，由於通過所述開關器件的電流基本等於零，所以所述第二開關器件能夠斷開而不會產生任 何顯著的電壓尖峰。在所述第二繞組電壓為負的同時，所述第二開關 器件可以在任何時間斷開。當所述一次側開關斷幵時，所述二次繞組上的電壓變成零並且在 所述變壓器的漏電感的另一側形成大的負電壓。通過所述漏電感(並 且由此通過所述第一和第二開關)的電流然後將下降，並且由於通過 所述線圈的電流將保持恆定，所以通過所述續流開關的體二極體的電 流將上升。這個電流的變化率取決於所述漏電感的幅度和所述漏電感 上的電壓。這是所述續流開關能夠接通的時刻。在通過所述第一開關變成零之前即當所述至少一個二次繞組上 的電壓基本上低於預定正值或等於零時，所述第一開關應該現在被斷 開。然後電流開始流過所述第一開關的體二極體。實際上斷開所述第 一開關的優選時刻是所述二次繞組上的電壓變成零的時刻。理論上， 為了實現最大效率，所述第一開關可以隨後被斷開，最遲此時所述第 一開關的電流變成零，但其實際上更難實現。所述第二開關保持接通， 直到通過所述第一開關的體二極體的電流已經下降到零。當這發生 時，所述第一開關的體二極體阻斷，所述二次繞組電壓變負。此刻或 一定的延遲之後，所述第二開關能夠在零電流的狀態下斷開。通過所
述漏電感的電流已經變成零，從而不會產生電壓尖峰。
此外，本發明提供了一種操作上述形式的開關模式電源變換器的 方法，其中，有源箝位電路設置在所述一次側上，所述有源箝位電路
包括電容式器件和第四有源開關器件，所述電容式器件和第四有源開 關器件串聯耦合在一起並且與所述一次繞組並聯，所述方法包括如下
步驟在所述第四有源開關斷開以後的預定時間之後，將所述一次側 有源幵關器件接通，所述預定時間取決於所述輸入電壓。通過這種方 式，所述一次側電源開關上的最大電壓被最小化，並且在正常操作期 間，在所述一次側電源開關上的電壓基本等於零的同時，便於接通所 述一次側電源開關。由所述變壓器的磁電感導致的磁化電流對所述一 次側電壓開關的寄生電容進行放電，同時所述第二有源開關斷開。
應該明白，於此描述的改進的開關模式電源變換器結構適於多種 應用。具體地講，它們的使用有益於使用高電流的諸如個人計算機 ("PC")電源的應用。
現在將對照示意性附圖作為例子來描述本發明的實施例，其中 圖1示出了已知的開關模式正激變換器的電路圖； 圖2示出了在圖1所示的電路的操作期間產生的示意性波形； 圖3示出了根據本發明第一實施例的開關模式正激變換器的電
路圖4和圖5示出了在圖3所示的電路的操作期間產生的示意性
波形；
圖6示出了根據本發明實施例的用於調整開關Sb的開關的結構 的電路圖7和圖8示出了在圖6所示的電路設置的操作期間產生的波
形；
圖9示出了根據本發明的另一實施例的具有兩個電壓輸出的開 關模式電源變換器的電路圖-，
圖IO示出了根據本發明的另一實施例的也具有兩個電壓輸出的
開關模式電源變換器的電路圖ll示出了對應於第四有源開關器件的斷開與一次側電源開關 的接通之間的不同的延遲(死區時間)的一次側電源開關上的電壓對 輸入電壓的圖；以及
圖12示出了根據本發明實施例的死區時間對輸入電壓的圖。
具體實施例方式
在圖3所示的本發明的實施例中，設置有MOSFET器件Sb和 Sr (分別形成第二和第一有源開關器件，文中已提及)，這與圖1中 的現有技術設置不同，在圖3的實施例中，該MOSFET器件Sb和 Sr的漏極連接在一起，而在圖l的現有技術中，MOSFET器件Sb和 Sr的源極連接在一起。通過使用來自二次側控制器22的各自的柵極 信號，彼此獨立地對每個器件進行調製。
Sb控制電流並且被稱作"雙方向"開關，Sr被稱作"整流"開 關，Sf被稱作"續流"開關。
在圖3中，在該二次繞組和Sr之間示出有附加電感線圈Ls，用 於表示寄生電感即該變壓器2的漏電感。
有源箝位電路設置在一次側上，該有源箝位電路包括電容器24 和與該電容器24串聯連接的有源開關器件S2，其中，該電容器24與 該有源開關器件S2 —起依次與變壓器2的一次繞組2a並聯。該一次 側有源開關器件S1和S2都從一次側控制器26接收調製控制信號。 提供該有源箝位電路減小了一次側有源開關器件與二次側開關Sr和 Sb的所需的擊穿電壓額定值(在佔空因數與該輸入電壓成反比的條件 下)，其結果是，可以使用低成本的器件(例如，US-A-4441146公開 的電路)。
圖4示出了在圖3示出的電路的操作期間產生的示例性波形。除 了鑑於Sr和Sb的獨立控制示出單獨的各自控制信號(ci)和(cii) 以外，該測量出的信號對應於圖2所示的那些信號。
當該二次繞組上的電壓Vsec為正時，Sr能夠接通。圖4的控制 信號(ci)中的虛線示出了在這種最早機會中的Sr的接通。在這個階
段，Sb仍然斷開，因此易於實現S1的零電壓開關。
取決於所需的輸出電壓，通過該控制器22在一定時間以後將Sb 接通。為了實現效率最大化，此時Sr也應該被接通。在圖4的實施例 中，當結點J變為正時，Sr隨後接通。當該二次繞組上的電壓隨著S1 的斷開而下降時，Sr斷開並且Sb保持接通。當該二次繞組電壓為負 時，電流從Sr和Sb轉換到Sf。隨後，Sb能夠被斷開而不會產生任何 顯著的電壓尖峰。當該二次繞組電壓變負時，電流從一個迴路轉換到 另一個迴路，並且該第一和第二開關中的電流變成零。
由於該變壓器的固有漏電感Ls，在這個轉換時間內該二次繞組上 的電壓是零。這確保Sr的正確斷開。
從圖4的波形(b)可以看出在該電壓Vsec變負之前的一小段 時間內該電壓Vsec為零。這個時間還是Sr應該斷開的時刻。由於在 Vsec為負之前Sr必須斷開，所以當Vsec為零時這是合適的斷開Sr 的時間窗口。這個Vsec為零的短時間段由該漏電感導致。於是，在該 二次繞組上的電壓為負的同時，能夠在任何時間來斷開幵關Sb。
圖5與圖4相似，除了示出的附加典型波形以外，艮P:
(e) 表示圖3所示的連接Sb、電感線圈6和Sf的結點J的電壓；
(f) 表示流過開關Sb和Sr的電流；
(g) 續流開關Sf的邏輯狀態；以及
(h) 流過開關Sf的電流。
一對標記為"A"和"B"的箭頭標識該轉換時間段。 可以看出當通過二次側控制器將開關Sb進行接通時，Sf被斷 開並且其體二極體將開始傳輸電流。理論上，為了實現最大效率，Sf
隨後可以斷開，最遲到其電流變成零的時刻，但是這很難實現。只要 電流流過Sf的體二極體，則結點J的電壓實際上保持為零。由於Sb 接通，所以該電壓Vsec實際上也變成零。在該漏電感線圈Ls的另一 側形成大的正電壓。其結果是，電流從Sf轉換到Sr和Sb。當結點J 的電壓變正時，則Sr也接通。或者，Sr可以和Sb同時接通，或者即 使當Vsec變正時，Sr也接通。當一次側開關被斷開時，該二次繞組 上的電壓Vsec變成零並且在該變壓器的漏電感的另一側上形成大的
負電壓。於是，通過該漏電感(因此通過Sr和Sb)的電流將下降， 並且由於通過線圈的電流將基本保持恆定，所以通過Sf的體二極體的 電流將上升。(這個電流的變化率取決於漏電感的幅度以及漏電感上 的電壓。)這是Sf能夠接通的時刻。
在通過該Sr的電流變成零之前，Sr應該被斷開。該電流然後開 始流過其體二極體。實際上用於斷開Sr的優選時刻是當Vsec變成零 時。理論上，為了實現最大效率，Sr可以隨後斷開，最遲到其電流變 成零的時刻，但是實際上很難實現。Sb保持接通，直到通過Sr的體 二極體的電流已經下降到零。當這發生時，Sr的體二極體阻斷並且 Vsec變負。在那個時刻或者一定的延遲以後，Sb能夠在零電流的狀 態下斷開。通過該漏電感的電流已經變成零，並且從而將不會存在電 壓尖峰。
圖6示出了根據本發明的實施例的操作以調整開關Sb的二次側 控制器22的部分的實現方式。在示出的實施例中，示出了電流模式控 制器。應該明白，可以採用其它類型的調整，諸如電壓模式控制或佔 空因數模式控制。
電阻器30和電容器32串聯連接在一起，並且依次與電感線圈6 並聯。電壓一電流轉換器("V/I轉換器")34的輸入跨接在電容器 32之上。該V/I轉換器34的負輸入端連接到另一 V/I轉換器36的負
輸入端，該V/I轉換器36具有基準電壓VREF,該基準電壓VREF被施
加到該V/I轉換器36的正輸入端。變換器36的輸出端連接到結點38， 對該結點38還施加了斜坡波形46。這兩個電流在結點38進行疊加。 結點38依次連接到比較器44的正輸入端，同時變換器34的輸出端連 接到該比較器44的負輸入端。電阻器40和42將來自結點38和變換 器34的電流變換成電壓。
電壓比較器44的輸出端連接到復位支配鎖存器48的"s"輸入 端。該復位支配鎖存器48的"r"輸入端相對於其"s"輸入是支配性 的。信號"ResetSb"(當Vsec是負時其邏輯為"1"，並且當Vsec 是正時其邏輯為"0")施加到鎖存器48的"r"輸入。該鎖存器48 的輸出"q"經由電平變換器Ls和輸出緩衝器50連接到開關Sb的柵極。現在，將描述圖6所示的電路的操作。圖7示出了這些電路的操 作期間產生的示例性波形。波形(1)是二次繞組2b上的電壓Vsec; 波形(2)是信號"Reset Sb"的邏輯狀態；波形(3)是開關Sb的邏輯狀態。包括跨接在該輸出電感線圈6上的電阻器30和電容器32的RC 網絡測量輸出電流I。如下選擇電阻器30和電容器32的值其中，L是電感線圈6的電感，RL是其串聯電阻(圖中未示出)。 在這種情況下，該電容器32上的電壓等於該電感線圈的串聯電阻上 的電壓，從而該測量出的電壓代表該輸出電流。電容器32上的電壓通過V/I 34變換成電流，由此，變換器34 的輸出電流由輸出電流Il表示，並且由此在圖6中表示為-lL。變換 器34的負輸入端的電壓和基準電壓V^F之間的差通過變換器36變 換成電流。為了當佔空因數小於50%時避免不穩定性，斜坡波形46 加到變換器34的輸出端，從而產生電流I^F。當信號-Il下降到低於IHEF時，該輸出電流低於用於實現所需的 輸出電壓所需的輸出電流，從而比較器34和鎖存器48在這些環境下 在Reset Sb = 0的條件下合作以接通Sb。響應於該Reset Sb信號Sb被接通，其中，當Vsec變負時，該 Reset Sb信號變得活躍。圖8示出了與圖7所示的波形(1)到(3)對應的另外波形。 此外，輸出端子8的電壓VouT示出為波形(4)。該附圖示出了圖6 所示實施例對該電路的輸出8處的瞬態波形的響應。在示出的例子 中，該輸出電壓臨時下降，其中，該輸出電壓臨時下降可以例如由該 輸出電流的增加所導致。當該輸出電壓下降時，Imf増加。這導致Sb的接通時間的增加。 只要該輸出電壓處於所需的電平時，Sb的佔空因數被再次穩定不管 瞬態輸出電壓，該變壓器上的二次繞組的電壓Vsec為正的時間保持 不變，這由此意味著在該二次側實現了負載調整。該調整確定Sb接
通的時刻。由於負載瞬態僅僅影響二次側開關的佔空因數，所以一次側開關Sl的佔空因數未改變。通過這種方法，與例如為"Large Signal Transient Analysis of Forward Converter with Active-Clamp Reset", IEEE Transactions on Power Electronics,Vol.l7， No.l, January 2002 中 所述的現有電路結構相比較，SI上的電壓被保持為最小值。為了修改圖1所示的現有電路以加入第二輸出電源，有必要在 該附加電路中提供以與Sb和Sr相同的方式設置的另外兩個開關。相 反，在開關Sr和Sb的漏極連接在一起的圖3所示的本發明的實施例 的修改中，可以使用比另外需求更少的開關來提供附加電路。圖9 示出了提供兩個電壓輸出的根據本發明的電路的實施例。圖9中的第一電路的開關Sr和Sb表示為Sri和Sbl。該第二電 路包括雙向開關Sb2。取代在該第二電路中包括另外的整流開關Sr2， 在兩個方向上提供電流阻斷，Sb2的漏極連接到第一電路中的Sri和 Sbl的漏極。通過這種方法，在該第一和第二電路之間共享該單一整 流開關Srl。應該明白，對另外開關的需求的消除會導致成本節省。此外，由於開關Srl、 Sbl和Sb2的漏極都連接在一起，所以這 些開關能夠被安裝在單一封裝內的公共引線框上(由圍欄40示意性 指示)，或者甚至能夠集成在單一晶片中，這給出了另外的成本減小。 這還意味著，較少封裝需要被安裝在該最終器件中的散熱片上，這顯 著地減小了所需的空間量。圖10示出了具有兩個電壓輸出的根據本發明的電路的其它實施 例。圖10的電路與圖9的電路具有相似部件，這些相同部件由相同 的參考標號表示。如圖10所示，該第一和第二有源開關Srl和Sbl的漏極連接在 該變壓器的二次繞組的不同端上，該雙向開關Sbl為"高邊"，從 而該一對開關Srl和Sbl能夠在該變壓器和該輸出濾波器之間的任一 方向上阻斷電流(即，雙向電流阻斷)。技術人員應該明白，可以使用連接有源開關Srl、 Sbl的替代器 件來取代圖3的實施例中的開關Sr、 Sb的器件，以形成根據本發明 的具有單一輸出電壓的電路。在此裝置中，根據期望的實施方式，該
開關Sr、 Sb的源極或漏極可以連接到二次繞組的不同端。此外，圖10的實施例具有用於提供第二輸出電壓的第二整流電 路，該第二整流電路包括第三有源(電流控制)開關Sb2、續流開關 Sf2以及由電感線圈和電容器形成的第二輸出濾波器。該第三有源開 關Sb2的漏極耦合到開關器件Sbl的漏極，該第二和第三開關Sbl 和Sb2耦合在該變壓器的高邊之上。由於在該第一和第二整流電路 之間共享該開關Srl以提供雙向電流阻斷，所以這種設置避免了對該 第二電路中的另外有源開關的需求。為了將圖3所示的電路的操作期間的一次側開關Sl的開關損失 最小化，當S1上的電壓為零時，Sl被接通。 一旦已經通過磁化電流 對開關Sl的寄生電容進行放電，則這是可行的。在開關S2已經斷 開以後，在接通開關S1之前，該系統必須等待某"死區時間"。這 個死區時間的缺點在於對該變換器進行復位所需的時間被該死區時 間的長度減少了。如果用於對該變換器進行復位所花費的時間與這個 死區時間相比較而言相對較長，則該復位電壓的增加是最小的。然而， 在低輸入電壓下，該復位時間是短的，並且這個時間的任何減小會導 致該復位電壓的顯著增加。這會導致Sl上的最大電壓增加，由於上 面給出的原因這不是期望的。圖11示出了對應於不同死區時間(Td)的Sl上的電壓對輸入 電壓的圖。為零的死區時間產生了由點線表示的圖，同時有限死區時 間導致由虛線標記的圖。可以看出，在後者情況下，在低輸入電壓下， Sl上的電壓顯著增加。根據本發明的實施例，如圖12所示，在給出的輸入電壓(例如， 250V)之下該死區時間線性減少。在這個電壓閾值之上，該死區時 間維持恆定水平。以這種方式下降到零的死區時間的變化導致開關 Sl上的電壓隨著圖11中實線所示的輸入電壓而變化。可以看出，相 對虛線，在低輸入電壓時Sl上的電壓顯著減小。實際上，優選的是，可以不通過降低輸入電壓使該死區時間下 降到零，但是，例如，可以將該死區時間下降到一定值，從而使得 Vin=150V時的Vreset + Vin(—次主開關上的電壓)的電壓等於Vin=400V時的Vreset + Vin。通過這種方式，該一次主開關上的電壓被 最小化，但是該死區時間仍然保持到最大值(Vinminimun=150V, Vinmaximum=400V)。儘管在達到某壽命需求的有限時間期間內允許 低於該擊穿電壓的較高漏極電壓，但是這也是真實的。上述電源變換器的結構的典型應用用在個人計算機("PC") 的電源中。例如，在申請人的共同待決歐洲專利申請N0.03104073.6 中描述了這種電源。對能夠傳遞更多電能但是卻具有較大效率和較低 成本的PC的電源的需求增加。實施本發明的電源可以被配置來解決 這些問題。通過閱讀本公開，本領域技術人員應該明白其它變型和修改。這 些變型和修改可以涉及本領域中已知的並且可以被利用以替代或增加 文中描述的特徵的等價物和其它特徵。儘管在本申請中己經將權利要求闡述為特徵的特定組合，但是應 該明白，本發明的範圍還包括任何新穎特徵或者明確地或暗含地或概括性地於此公開的特徵的新穎組合，而無論它是否涉及與在任何權利 要求中所述的發明相同的發明，無論它是否解決與本發明所解決的技 術問題相同的任何或所有技術問題。在各個實施例的文本中所述的特徵還可以組合在單一實施例中。 相反，為簡潔描述於單一實施例的文本中的各個特徵還可以單獨提供 或以任何適合的子組合方式進行提供。因此，申請人給出通知在本 申請或從本申請衍生出的任何另外申請的審査期間，新的權利要求可 以闡述為這些特徵和/或這些特徵的組合。
權利要求
1.一種開關模式電源變換器，所述變換器包括變壓器(2)，具有一次繞組(2a)和至少一個二次繞組(2b)；一次側有源開關器件(S1)，耦合到所述一次繞組，用於選擇性地將輸入電壓施加到所述一次繞組；以及第一二次側整流電路，包括第一輸出濾波器(6，12)以及第一和第二有源開關器件(16，14)，其中，所述第一輸出濾波器(6，12)耦合到所述至少一個二次繞組(2b)，所述第一和第二有源開關器件(16，14)耦合在所述至少一個二次繞組(2b)與所述第一輸出濾波器之間，這兩個開關器件被設置為每個開關器件均可操作以阻斷所述至少一個二次繞組與所述第一輸出濾波器之間的在彼此相對的且在不同時間可彼此轉換的方向上的電流。
2. 如權利要求1所述的電源變換器，其中，所述第一和第二開 關器件(16， 14)中的每個均具有控制端，並且所述變換器包括控制 裝置(22)，所述控制裝置(22)耦合到所述控制端並且可操作以向 所述控制端提供各自不同的控制信號以斷開和閉合所述開關器件。
3. 如權利要求1或2所述的電源變換器，其中，所述第一和第 二開關器件(16， 14)中的每個均包括具有源極、漏極和柵極的FET， 所述各個控制端耦合到所述各個柵極。
4. 如權利要求3所述的電源變換器，其中，所述第一和第二開 關器件(16， 14)的漏極分別連接到所述二次繞組(2b)的第一和第—上山 J而o
5. 如權利要求4所述的電源變換器，所述電源變換器包括第二二次側整流電路，所述第二二次側整流電路包括第二輸出濾波器；以及第三有源開關器件(Sb2)，所述第三有源開關器件(Sb2)包括FET，所述FET具有源極、漏極和柵極，其 中，所述漏極耦合到所述第二開關器件(14)的漏極，所述源極耦合 到所述第二輸出濾波器。
6. 如權利要求5所述的電源變換器，其中，所述第二和第三開 關器件(14， Sb2)安裝在共同的引線框之上。
7. 如權利要求5或6所述的電源變換器，其中，所述第二和第 三開關器件(14， Sb2)被集成到單一晶片中。
8. 如權利要求3所述的電源變換器，其中，所述第一和第二開 關器件(16， 14)的漏極耦合在一起。
9. 如權利要求8所述的電源變換器，其中，所述第一和第二開 關器件(16， 14)安裝在共同的引線框之上。
10. 如權利要求8或9所述的電源變換器，其中，所述第一和第 二開關器件(16， 14)被集成到單一晶片中。
11. 如權利要求8到10中的任何一個所述的電源變換器，所述 電源變換器包括第二二次側整流電路，所述第二二次側整流電路包 括第二輸出濾波器；以及第三有源開關器件(Sb2)，所述第三有源開關器件(Sb2)包括FET，所述FET具有源極、漏極和柵極，其 中，所述漏極耦合到所述第一和第二開關器件(16， 14)的漏極，所 述源極耦合到所述第二輸出濾波器。
12. 如權利要求11所述的電源變換器，其中，所述第一、第二 和第三開關器件(16， 14， Sb2)中的至少兩個安裝在共同的引線框 之上。
13. 如權利要求11或12所述的電源變換器，其中，所述第一、第二和第三開關器件(16， 14， Sb2)中的至少兩個被集成到單一芯 片中。
14. 一種包括任一上述權利要求所述的電源變換器的PC電源。
15. —種操作如權利要求1到13中的任何一個所述的開關模式 電源變換器的方法，其中，所述第二開關器件(14)被設置為可操作 以阻斷電流在從所述至少一個二次繞組(2b)到所述輸出濾波器(6， 12)的方向上流動，所述方法包括如下步驟當所述至少一個二次繞 組(2b)上的電壓為負時，所述開關器件(14)斷開。
16. —種操作如權利要求1到13中的任何一個所述的開關模式 電源變換器的方法或者一種如權利要求15所述的操作方法，其中， 所述第一開關器件(16)被設置為可操作以阻斷電流在從所述輸出濾 波器(6， 12)到所述至少一個二次繞組(2b)的方向上流動，所述 方法包括如下步驟當所述至少一個二次繞組上的電壓基本上低於預 定正值或者基本等於零時，所述第一開關器件斷開。〗7. —種操作如權利要求1到13中的任何一個所述的開關模式 電源變換器的方法或者一種如權利要求15或16所述的操作方法，其 中，有源箝位電路(24， S2)設置在所述一次側上，所述有源箝位 電路(24， S2)包括電容式裝置(24)和第四有源開關器件(S2)， 所述電容式器件(24)和第四有源開關器件(S2)串聯耦合在一起， 並且與所述一次繞組(2a)並聯，所述方法包括如下步驟在所述第 四有源開關(S2)斷開以後的預定時間之後，將所述一次側有源開 關器件(Sl)接通，所述預定時間取決於所述輸入電壓。
全文摘要
本發明提供了一種開關模式電源變換器，所述變換器包括變壓器(2)，具有一次繞組(2a)和至少一個二次繞組(2b)；一次側有源開關器件(S1)，耦合到所述一次繞組，用於選擇性地將輸入電壓施加到所述一次繞組；以及二次側整流電路，包括輸出濾波器(6，12)以及第一和第二有源開關器件(16，14)，其中，所述輸出濾波器(6，12)耦合到所述至少一個二次繞組(2b)，所述第一和第二有源開關器件(16，14)耦合在所述至少一個二次繞組(2b)與所述輸出濾波器之間。所述開關器件被設置為每個開關器件可獨立於另一個進行操作以阻斷在所述至少一個二次繞組與所述輸出濾波器之間的在彼此相對方向上的電流。這使得能夠更好地調整所述變換器並且避免在現有結構中所遇到的電壓尖峰的出現。
文檔編號H02M3/335GK101160707SQ200680007881
公開日2008年4月9日 申請日期2006年3月9日 優先權日2005年3月11日
發明者彼得·德根, 漢弗萊·德格魯特, 簡·迪肯 申請人:Nxp股份有限公司