多載波調製接收器的內部碼元幹擾和載波幹擾的消除方法
2023-05-18 12:48:51
專利名稱：多載波調製接收器的內部碼元幹擾和載波幹擾的消除方法
技術領域：
本發明是關於多載波調製接收器，尤指消除多載波調製接收器中的內部碼元和內部載波幹擾的裝置和方法。
背景技術：
多載波調製(MCM)是一種廣泛用於高速數據通信的調製方案。它具有兩種特性普遍用於無線區域網路標準IEEE 802.11a和802.11g中的正交頻分復用(OFDM)；和用於非對稱數字用戶纜線(ADSL)標準和超高速數字用戶纜線(VDSL)標準中的離散多音頻(Discrete Multi-Tone，DMT)。雖然DMT系統在整個說明書中加以討論並且當作一個實施例，但是本領域技術人員可以得知本發明揭示的技術可應用於普通的MCM系統。
DMT發射器利用多個相互正交的音調(或所謂的副載波，也就是正弦波)。每一個音調可使用某種調製方案攜帶特定位量的信息，例如攜帶2位信息的4點正交調幅(4-QAM)、攜帶4位信息的16點正交調幅(16-QAM)、攜帶6位信息的64點正交調幅(64-QAM)等等。所有音調攜帶的總位量決定一個DMT碼元攜帶的數據位的總數目。舉例來說，如果總共有256個音調，而且每個音調使用16-QAM，那麼一個DMT碼元攜帶的數據的總量是256×4＝1024位。因此，DMT傳輸系統是以每一數據區塊為基礎而運作。每一數據區塊由長度等於DMT碼元攜帶的位的總數目的數據比特流所組成。舉例來說，如果每個DMT碼元攜帶1024位，那麼從發射器發射的數據會被分成許多區塊；每一區塊具有1024位並由DMT碼元所攜帶。
圖1描繪了DMT發射器1000的物理層實施例的典型方塊圖。串行輸入平行輸出(SIPO)緩衝器1100將一塊數據比特流(由DMT碼元所攜帶)轉換成N個平行的資料庫，分別標以0、1、2至N-1。這些N個資料庫的每一項通過正交調幅(QAM)映射處理器1200映射成各個QAM星座點，從而生成N個複數(頻域)數據，分別標以0、1、2至N-1。星座圖則在複平面中表示數字調製方案。星座圖上的點稱為星座點。星座點是一組調製碼元，包括調製字母表。
舉例來說，如果音調號(tone number)5使用4-QAM攜帶二位信息，那麼QAM映射處理器1200將音調號5對應的二位輸入映射為4個星座點中的一個1+j、1-j、-1+j、-1-j。QAM映射處理器1200獲得的N個複數數據通過N點快速傅立葉逆變換(IFFT)1300轉換成N個時域取樣。IFFT輸出的最後N_CP個時域取樣為N個取樣的開始，從而生成N+N_CP個時域取樣，分別標以0、1、2至N+N_CP-1。這些N_CP個未決的取樣稱為相應IFFT數據區塊的「循環前綴」(CP)。隨後的平行輸入串行輸出(PISO)緩衝器1500將N+N_CP個時域取樣轉換成N+N_CP個串行取樣，這些串行取樣接著由數字模擬轉換器(DAC)1600轉換成模擬電壓。放大器1700將DAC 1600的輸出放大而使得能夠透過通信通道2020(例如，通信線路，譬如電話線)傳輸。N+N_CP個串行取樣構成攜帶某一區塊信息的DMT碼元。
圖2描繪了兩個連續DMT碼元的結構。對應於第一區塊數據比特流的IFFT輸出的最後N_CP個取樣預設為第一個DMT碼元的開始。與之類似，對應於第二塊數據比特流的IFFT輸出的最後N_CP取樣預設為第二個DMT碼元的開始。「循環前綴」攜帶易於獲得的冗餘信息。然而，它提供了充當兩個連續DMT內部碼元的緩衝的「保護間隔」。如果沒有保護間隔的話，第一個DMT碼元攜帶的信息將會洩漏到第二個DMT碼元中，並在兩個連續DMT碼元通過通信信道2020傳輸時引起幹擾，因為每個實際通信通道的脈衝響應長度都不是零。當所採用的CP長度比通信通道的脈衝響應長度長時，第一個DMT碼元攜帶的信息洩漏將會包含在兩個DMT內部碼元的保護間隔中。然而，CP會佔用系統資源。CP越長，系統就能容許越大的從通信通道的離散，但是這一切都是以越低的數據吞吐率為代價的。
圖3描繪了DMT接收器的典型方塊圖。從通信信道2020接收的信號由放大器2050進行放大，接著由濾波器2100過濾，接著通過模擬數字轉換器(ADC)2200轉換成數字取樣。如上所述，發射器中的循環前綴必須比通信信道2020的脈衝響應長度長，這樣一個DMT碼元的信息洩漏會包含在保護間隔中。然而，實際上，通信通道的脈衝響應可能會比CP長，因為CP通常不夠長(否則數據吞吐率的犧牲將會非常高)。因此，經常使用時域均衡器(TEQ)2300。TEQ 2300實質上是有限脈衝響應(FIR)濾波器，其目的是為了有效縮短通信通道的脈衝響應，這樣，一個DMT碼元的信息洩漏就可包含在保護間隔內。
從TEQ 2300的輸出檢測到了兩個連續DMT內部碼元的數據區塊分界。接著通過SIPO(串行輸入平行輸出)2400將TEQ 2300的輸出轉換成連續區塊時域取樣，每一區塊由N+N_CP個時域取樣組成，分別標以0、1、2、...N+N_CP-1。每數據區塊開始的N_CP個取樣對應於保護間隔內的取樣，在隨後的CP去除2500中丟棄這些取樣，從而生成N個取樣，分別標以0、1、2至N-1。得到的N個時域取樣通過N點快速傅立葉變換(FFT)2600變換為N個頻域取樣。
在理想的狀況下，我們希望FFT 2600輸出的N個頻域取樣與圖1中描繪的發射器中IFFT 1300處輸入的N個頻域數據精確匹配。但是不幸地，由於通信通道的緣故，每一個副載波的振幅和相位都會發生變化，因此接收器接收到的頻域取樣不會與發射器發射的頻域取樣精確匹配。因而，使用頻域均衡器(FEQ)2700均衡這些頻域取樣。因此，對每個音調經歷的振幅和相位變化進行獨立校正。在頻域均衡之後，使用分割器(slicer)2750判定發射器原來對每個音調使用的最可能的星座點。舉例來說，如果使用4-QAM攜帶二位信息的音調號5的FEQ 2700的輸出是0.9+1.1j，那麼分割器2750判定發射器原來對音調號5使用的最可能的星座點是1+1j。分割器是「判決裝置」的一個實施例，因為它為每個音調進行最可能的判定。分割器2750的輸出通過後面的「QAM解映射處理器」2800映射為N個資料庫。從「QAM解映射處理器」2800獲得的N個資料庫通過PISO 2900轉換為區塊數據比特流，這區塊數據比特流理想上與發射器中SIP0 1100的輸入匹配。
為了有效縮短通信通道的有效脈衝響應長度，提出了許多種用來為TEQ計算係數的算法，包括最小均方差(MMSE)、最大縮簡訊號噪音比(MSSNR)、最小內部碼元幹擾(最小ISI)和最大位速率(MBR)。在這些算法當中，MBR的效果最好，但是其計算複雜度太高而無法在大量生產的MCM接收器中實施。不幸的是，在許多情況下，以上算法都無法實際解決將一個DMT碼元的信息洩漏完全包含在保護間隔內(也就是下一個DMT碼元的CP)的問題。在這種情況下，一個DMT碼元會干擾下一個DMT碼元。這種現象就是「內部碼元幹擾」(ISI)。
當通信通道的脈衝響應長度超過CP長度時，DMT信號將無法在其保護間隔(也就是說，這個DMT碼元的CP部分)內進入穩定狀態。換句話說，在此「有效」部分(即，DMT碼元的最後N個取樣)內仍存在一些瞬變行為。作為一種特殊的MCM，DMT調製依賴載波的正交性來精確地傳輸信息。兩個音調間的正交性僅在它們處於穩定狀態時保持，這時兩個音調都是純正弦的。當DMT碼元無法在其保護間隔內進入穩定狀態時，這個DMT碼元使用的音調間的正交性將無法實現。因此，DMT碼元所使用的任何兩個音調攜帶的信息之間將會發生耦合。這種現象就是「內部載波幹擾」(ICI)。
一種用以緩解ISI/ICI問題的方法是採用多個TEQ(時域均衡器)。舉例來說，在圖4中描繪了雙TEQ結構。接收器將音調分成兩組，並分別採用TEQ1和TEQ2。最佳化每一個TEQ，從而最小化每組音調的ISI/ICI問題。每個TEQ輸出在各自FFT中轉換為頻域取樣。接收器基於每個音調判定兩條路徑中的哪些輸出能產生最佳的信號噪音比(SNR)。一旦確定了每個音調的最佳路徑，就使用後面的FEQ均衡該路徑的輸出。這種類型接收器的一個缺陷在於這種結構的硬體成本相當高。
另一種用以緩解ISI/ICI問題的方法是採用所謂的「每音調頻域均衡器」(PTFEQ)，如圖5所示。這種設計的原理是在FFT輸出處使用多根分接式頻域延遲線5010取代TEQ而不使用TEQ。然而，對於大量生產的MCM接收器而言，其硬體成本也是相當高的。
綜上所述，在本技術領域中仍然需要一種低成本、穩固且有效的用於執行ISI/ICI消除的方案。
發明內容
本發明是用於最小化或消除使用多個副載波傳輸信息的多載波調製(MCM)接收器中內部碼元幹擾和內部載波幹擾的方法、裝置和系統。在本發明的一個實施例中，識別出第一副載波子集合，其具有可忽略的ISI(內部碼元幹擾)和ICI(內部載波幹擾)。識別出第二副載波子集合，需要對其進行ISI/ICI消除以改善其性能。對第一副載波子集合執行均衡運算而從粗判決獲得軟判決。對第二副載波子集合執行均衡運算以及ISI/ICI消除。依據第二副載波子集合識別出第三子集合(針對第二子集合中的每個副載波)以執行ICI消除，以及識別出一系列第四子集合(針對第三子集合中的每個副載波)以執行ISI消除。
在本發明的實施例中，接收器基於檢查通信信道的頻率響應，選擇第一子集合、第二子集合、第三子集合(針對第二子集合中的每個副載波)和第四子集合(針對第三子集合中的每個副載波)。第一子集合通常由位於某一頻率範圍內的副載波組成，在該頻率範圍內，通信信道的響應隨頻率平穩變化。第二子集合由通常位於通信信道的頻率響應中突變區附近的副載波組成。對於第二子集合中的每個副載波而言，第三子集合(針對第二子集合中的每個副載波)包括它的圖像色調、一些相鄰副載波和它們的圖像以及一些空副載波和它們的圖像。對於第三子集合中的每個副載波而言，第四子集合(針對第三子集合中的每個副載波)包括副載波本身和它的圖像、一些相鄰副載波和它們的圖像以及一些空副載波和它們的圖像。分開執行ISI和ICI消除以最小化交叉耦合問題並提高消除效果。在初始訓練期間通過通道識別，並最小化特定副載波的硬判決與軟判決間的均方根差，從而獲得每個副載波的FEQ/IC/slicer(頻域均衡器/幹擾消除器/分割器)係數。
本發明提供了一種多載波的數據接收方法，包括接收多個頻率域數據區塊，其中該頻率域數據區塊包括N個元素，且N為整數；在該N個元素中選擇第一子集合，並對該第一子集合中的每個元素執行均衡運算，以產生第一軟判決；在該N個元素中選擇第二子集合；在該N個元素中選擇第三子集合，其中該第三子集合為對第二子集合中的部分元素產生內部載波幹擾的元素；在先前頻率域數據區塊中，選擇第四子集合，其中該第四子集合為對該第三子集合中的部分元素產生內部碼元幹擾的元素；對該第三子集合中的元素執行內部碼元幹擾消除，以產生多個中間判決；以及依據該中間判決，對該第二子集合中的元素執行均衡運算及內部載波幹擾消除，以產生第二組軟判決。
本發明還提供了一種多載波調製系統的接收裝置，包括前端模塊，用來接收以數據區塊為基礎的多載波信號，且該多載波信號包括多個副載波；選擇器，用來於該多載波信號中，選擇第一子集合、第二子集合、第三子集合及第四子集合；其中，該第一子集合所受的信號幹擾是小於該第二子集合所受的信號幹擾；該第三子集合為對第二子集合中至少一元素產生內部載波幹擾的元素；以及該第四子集合為對該第三子集合中至少一元素產生內部碼元幹擾的元素；均衡器，用來均衡該第一子集合，並輸出第一軟判決；以及幹擾消除器包含內部碼元幹擾消除器，用於依據該第四子集合以對該第三子集合進行幹擾消除，並產生多個的中間判決；以及內部載波幹擾消除器和均衡器，用於依據該中間判決，對該第二子集合中的元素執行內部載波幹擾消除及均衡運算，以產生第二組軟判決。
在下文的具體實施方式
部分將描述本發明的這些和其它實施例、方面、優點和特徵以及各種用於製造、形成和組裝本發明所描述的裝置、電路、設備、軟體、硬體和系統的方法。本領域技術人員在仔細研究附圖並閱讀完具體實施方式
之後，通過對本發明的實踐，將易了解本發明的其它方面和特徵。通過實行權利要求書中特別指出的手段、程序和其組合，可以實現並獲得本發明的這些方面、優點和特徵。
有關本發明的圖式簡單說明如下圖1為已知的離散多音頻(DMT)發射器的方塊圖；圖2為兩個連續的DMT碼元；圖3為已知的DMT接收器的方塊圖；圖4為已知的雙路徑時域均衡器(TEQ)結構的方塊圖；圖5為已知的每音調頻域均衡器(PTFEQ)結構的方塊圖；圖6是本發明實施DMT接收器中包含的頻域均衡器/幹擾消除器/分割器(FEQ/IC/slicer)的一個例示性實施例的方塊圖；圖7是說明FEQ/IC/slicer的一個例示性實施例的方塊圖；圖8描繪根據本發明的一些實施例的例示性FEQ/IC塊的功能圖；圖9是描述根據本發明的一些實施例的ISI操作的例示性方法的流程圖；及圖10是描述根據本發明的一些實施例的FEQ/ICI操作的例示性方法的流程圖。
「已知」1000 離散多音頻發射器1100 串行輸入平行輸出緩衝器1200 正交調幅映射處理器1300 快速傅立葉逆變換1400 快速傅立葉逆變換輸出1500 平行輸入串行輸出緩衝器
1600 數字模擬轉換器1700 放大器2020 通信通道2000 接收器2050 放大器2100 濾波器2200 模擬數字轉換器2300 時域均衡器2400 串行輸入平行輸出2500 循環前綴去除2600 N點快速傅立葉變換2700 頻域均衡器2750 分割器2800 正交調幅解映器2900 平行輸入串行輸出緩衝器5010 分接式頻域延遲線「本發明」2010 離散多音頻(DMT)接收器2710 頻域均衡器/幹擾消除器/分割器7000 最高級功能方塊圖7100 N個時域取樣7200 粗判決2730 頻域均衡器/幹擾消除器區塊7300 軟判決7400 硬判決8000 頻域均衡器/幹擾消除器區塊8100 區塊8200 音調選擇區塊8300 第一音調子集合8500 第二音調子集合8700 傳統頻域均衡器
8520 中間判決8530 頻域均衡器和內部載波幹擾消除8540 軟判決8550 分割器8560 硬判決9300 區塊9310 硬判決9320 延遲緩衝器9330 硬判決9340 內部碼元幹擾選擇器9350 粗判決9360 點積9370 耦合係數9110 粗判決9400 加法器9420 中間判決10100 區塊10110 中間判決10120 頻域均衡器係數10130 點積區塊10200 區塊10220 內部碼元幹擾選擇器10230 中間判決10240 點積區塊10250 耦合係數10260 輸出結果10400 加法器10420 中間判決具體實施方式
下文參照附圖對本發明進行詳細描述，在附圖中舉例說明實踐本發明的具體實施例。對於這些實施例充分詳細描述，可使本領域技術人員能實現本發明。應了解的是，本發明的各個實施例雖然不相同，但是並不相互排斥。舉例來說，在不偏離本發明的範疇的情況下，本文中結合一個實施例描述的特定特徵、結構或特性也可在其它實施例中實施。另外，應了解的是，在不偏離本發明的範疇的情況下，可修改每個揭示的實施例中的個別元件的位置或布置。因此，下文的詳細描述並不會起限制作用，而且本發明的範疇由適當解釋的權利要求書以及權利要求的等同物的全部範圍界定。
在下文的描述中，提出了許多具體細節。然而，應了解的是，即使沒有這些具體細節，也能夠實踐本發明的實施例。在其它情況下，未詳細說明已知的電路、結構和技術，但這樣並不會模糊對這部分描述的理解。另外，在這部分描述中，短語「例示性實施例」意味著所參考的實施例僅充當實施例或例證。雖然說明書中描述的本發明的若干實施例被認為是實踐本發明的最佳模式，但是，應了解，本發明可以許多方式實施，而不限於下文描述的特定實例，也不限於實施這些實例的任何特徵的特定方式。
在這份文件中，使用了專利文件中通用的術語「一個」，這樣的術語還包括一個以上的意思。在這份文件中，除非特別指示，否則術語「或者」用來表示非專用的。此外，這份文件中引用的所有出版物、專利和專利文件如同個別引用一樣在本文中全文引用。倘若這份文件與引用的其它文件之間使用不一致，那麼應認為引用的使用是對這份文件的補充；在不能調和的情況下，這份文件中的使用起主導作用。
本發明是關於一種消除MCM接收器的ISI/ICI的方案。雖然說明書中描述的本發明的若干實施例被認為是實踐本發明的最佳模式，但是，應了解，本發明可以有許多方式實施，而不會限於下文描述的特定實施例，也不會限於實施這些實施例的任何特徵的特定方式。
通信通道2020(包括從圖1中的PIS0 1500的輸出到圖3和圖6中的SIPO2400的輸入的路徑)的有效脈衝響應由FIR(有限脈衝響應)濾波器表示，所述FIR濾波器具有前體Lp支線和後體Lc支線。下面將給出有效脈衝響應的數學表達式
在接收器側，DMT碼元由於(有效脈衝響應的)後體而受到它前面的碼元影響，也會由於前體而受到它後面的碼元影響。通常，前體相對短而且總能量低，因此可忽略。通過人工調整碼元邊界，前體作用可包含在保護間隔內，因此不會對前面的碼元造成幹擾。根據本發明的一些實施例，我們使用當前DMT碼元和前面碼元中的信息去除ISI/ICI的有害影響。
圖6是根據本發明的各個實施例的例示性離散多音頻(DMT)接收器2010的方塊圖。DMT接收器2010的結構與圖3中展示的現有技術接收器基本相同，僅有的不同之處在於FEQ 2700和分割器2750由FEQ/IC/slicer(頻域均衡器/幹擾消除器/分割器)2710取代。
圖7描繪了FEQ/IC/slicer 2710的例示性最高級功能方塊圖7000，包括FEQ/IC區塊2730和分割器2750。在圖7中，yn[k](n＝0至N-1)表示DMT碼元k的N個時域取樣7100，其中k＝1對應於第一個DMT碼元，k＝2對應於第二個DMT碼元，依此類推。N點FFT 2700將時域取樣yn[k]轉化為頻域取樣Yn[k](n＝0至N-1)，標為7200，稱為「粗判決」Yn[k]。FEQ/IC區塊2730對頻域取樣7200進行處理而生成輸出Vn[k](n＝0至N-1)，稱為「軟判決」7300。下文將結合圖8至第10圖描述FEQ/IC塊2730內處理的進一步相關細節。
再次參看圖7，向分割器2750應用軟判決7300。如上所述，分割器(或判決裝置)2750判定每個副載波(例如音調)最可能的星座點，並生成輸出Dn[k](n＝0至N-1)，稱為「硬判決」7400。向QAM解映射處理器2800提供從分割器2750獲得的硬判決，如圖6所示。本文的描述使用術語「音調」來描述副載波。因此，「音調」只是副載波的一個特殊實施例。返回圖7，在一些實施例中，標為7400的硬判決Dn[k](n＝0至N-1)回饋至FEQ/IC區塊2730中，其中，回饋的硬判決7400用於去除DMT碼元k的幹擾或後面碼元中的幹擾。
雖然本文中對FEQ/IC(頻率均衡/幹擾消除)的功能描述與2005年10月24日申請的題為「多載波調製接收器的內部碼元和內部載波幹擾消除器」的11/256,707號美國專利申請案中揭示的FEQ/IC類似，但是FEQ/IC內的詳細操作並不同。簡言之，在11/256,707申請案中，同時執行FEQ、ISI消除和ICI消除的功能；然而，在本發明中，我們首先執行ISI消除以獲得較佳的中間結果，接著我們相應地執行FEQ/ICI消除。
圖8描繪了本發明的實施例中使用的FEQ/IC區塊8000的例示性功能描述。圖8中，特定DMT碼元中的所有音調都展示在區塊8100中。這些音調標示為0、1、2、3、...N-1。區塊8100中的所有音調都供應到音調選擇區塊8200中，其中音調選擇區塊8200選擇第一音調子集合8300和第二音調子集合8500(下文將更充分描述)。第一音調子集合8300是一列具有可忽略的ISI和ICI的音調。這些音調的索引(index)形成未受影響音調的子集合U，其中U＝{u1，u2，u3，...}。對於第一音調子集合8300中的每一個音調而言，使用傳統FEQ 8700補償由音調通過通信通道2020傳輸而引起的振幅和相位變化。使用下面的數學表達式描述對第一音調子集合8300執行的FEQ運算Vn[k]=Yn[k]Fn*,nU]]>公式1在公式1中，Vn[k]表示軟判決7300；Yn[k]表示提供給FEQ/IC區塊的粗判決7200；Fn是複合比例因子，也是音調n的傳統FEQ的係數；「*」表示復共軛。這個數學表達式用文字表示的意思是含有具有可忽略ISI/ICI的音調的子集合U中的音調n的「軟判決」，等於音調n的「粗判決」與FEQ係數的點積。軟判決7300被提供給分割器2750，而分割器2750又輸出硬判決7400。
返回到圖8，音調選擇區塊8200也選擇存在明顯ISI/ICI的第二音調子集合8500。第二音調子集合8500是一列具有明顯ISI和ICI的音調，而這些音調的索引形成受影響音調的子集合A，這裡A＝{a1，a2，a3，...}。子集合A是ISI/ICI的「受害者」。實際上，子集合A總是包括一個或一個以上鄰接頻帶的音調。舉例來說，對ADSL而言，子集合A可以是{40，41，42，...，59}。對於A中的每一個音調n來說，我們從當前DMT碼元中識別出一列使這個音調n出現明顯ICI的音調。它們就是引起這個音調n出現ICI的「罪犯」。音調n的這些「罪犯」音調的索引形成子集合M(n)。A中所有n的所有子集合M(n)的組合形成超集R。超集R中的那些音調導致A中的一些音調出現ICI現象。注意的是，子集合A中的每個音調n也會存在於超集R中，因為子集合A中的每個音調總是導致它相鄰的音調出現ICI現象，這些相鄰的音調也屬於子集合A，因為A中的音調總是相鄰的。
對於R中的每個音調r來說，我們從先前DMT碼元識別出一列導致這個音調r出現明顯ISI現象的音調。這些「罪犯」音調的索引形成子集合P(r)。我們接著對每個音調r執行ISI消除。我們使用下面的數學表達式來描述ISI消除Y'r[k]=Yr[k]-pP(r)Dp[k-1]Srp*,rR]]>公式3在本公式中，Srp是先前DMT碼元的音調p與當前DMT碼元的音調r間的耦合係數；「*」表示復共軛；Yr[k]是音調r的粗判決；Dp[k-1]是先前DMT碼元的音調p的硬判決；Y』r[k]是音調r的「中間判決」。這個數學表達式用文字表示的意思是含有會導致子集合A中的一些音調出現ICI現象的音調的超集R中的音調r的「中間判決」，等於音調r的「粗判決」減去先前DMT碼元的子集合P(r)中的音調的「硬判決」形成的向量和ISI向量的點積。
在圖9中用圖表表示ISI消除操作。在區塊9300中，向延遲緩衝器9320提供所有音調的硬判決9310，D0[k]、D1[k]、D2[k]...。在各個實施例中，提供所有音調的硬判決9310作為分割器8550的輸出8560的回饋，所述輸出來自先前接收的碼元。另外，所有音調的硬判決9310可包括多個先前接收的碼元的硬判決。在一些實施例中，延遲緩衝器9320包括存儲器，所述存儲器用來存儲先前一個碼元或先前多個碼元的所有音調的硬判決9310。音調區塊中的先前一個碼元中的所有音調的硬判決9330，D0[k-1]、D1[k-1]、D2[k-1]...，被供向子集合R中的音調r的ISI選擇器9340。用於子集合R中音調r的ISI選擇器9340向點積區塊9360提供先前一個碼元的子集合P(r)中的音調的粗判決9350，Dp1[k-1]、Dp2[k-1]、Dp3[k-1]...。另外，向點積區塊9360提供當前碼元的音調r與先前一個碼元的子集合P(r)中的音調間的耦合係數9370。下文將更詳細地描述音調r與先前一個碼元的子集合P(r)中的音調間的耦合係數9370。點積區塊9360在9430輸出先前一個碼元的子集合P(r)中的音調的粗判決9350和音調r與先前一個碼元的子集合P(r)中的音調間的耦合係數9370的點積。
加法器9400在一個輸入端接收集合R中音調r的粗判決，在輸入端9430接收點積區塊9360的輸出。加法器9400在9420輸出中間判決(軟判決)Y』r[k]。在一些實施例中，輸出Y』r[k]表示對音調r執行ISI消除後碼元k的音調n的「軟判決」。本領域技術人員將認識到特定碼元中存在的多個音調中的每一個音調r都可以生成類似輸出。在各個實施例中，加法器9400提供的輸出由上文的公式3所表示。
我們使用下面的數學表達式來描述ISI操作Vn[k]=Y'n[k]Fn*-mM(n)Y'm[k]Cnm*,nA]]>公式4本公式中，Fn是複合比例因子，與音調n的傳統FEQ係數類似；Cnm是當前DMT碼元的音調m與當前DMT碼元的音調n間的耦合係數；「*」表示復共軛。這個數學表達式用文字表示的意思是含有具有不可忽略的ISI/ICI的音調的子集合A中音調n的「軟判決」8540，等於音調n的FEQ係數與「中間判決」的點積減去子集合M(n)中音調的「中間判決」形成的向量和ICI向量的點積。
現在繼續參考圖8，提供加法器9400的輸出9420作為子集合A的FEQ/ICI消除8530的輸入。一旦子集合R中的那些音調都獲得了「中間判決」8520，我們就可對A中的每一個音調執行FEQ和ICI消除8530。對A中每一個音調n執行「中間判決」(這種判決易於執行，因為音調n也屬於超集R)，並且使用子集合M(n)中那些音調的「中間判決」進行ICI消除。
在圖10中用圖表說明FEQ/ICI消除。在區塊10100中，將子集合A中音調n(也稱為「受影響的音調」)的中間判決提供給點積區塊10130。舉例來說，可通過圖7中的N點FFT 2700形成中間判決。將子集合A中音調n的FEQ係數Fn也提供給點積區塊10130。所述FEQ係數Fn將在下文進一步詳細描述。點積區塊10130輸出子集合A中音調n的中間判決10110與子集合A中音調n的FEQ係數Fn10120的點積。在各個實施例中，在10420輸出的結果是使用上述公式1計算而得的。
在區塊10200中，將所有音調的中間判決8520提供給子集合A中音調n的ICI選擇器10220。子集合A中音調n的ICI選擇器確定一個音調子集合，即子集合M(n)，也稱為「音調n的ICI罪犯音調」。根據音調n的中間判決從M(n)中消除ICI。將選定的音調提供給集合M(n)中音調中間判決區塊10230，其中的中間判決標以Y’m1[k]、Y’m2[k]、Y’m3[k]...，其中m1、m2、m3等是子集合M(n)中的音調索引。將音調區塊10230中的音調提供給點積區塊10240。另外，音調n與子集合M(n)中音調的耦合係數，Cn，m1[k]、Cn，m2[k]、Cn，m3[k]...，也提供給點積區塊10240。音調n與子集合M(n)中音調的耦合係數將在下文中更詳細描述。點積區塊10240生成如下輸出結果10260，即子集合M(n)中音調的中間判決10230與音調n和子集合M(n)中音調的耦合係數10250的點積。
加法器10400在一個輸入端10260接收點積，而在一個輸入端接收點積塊10130的輸出結果。加法器10400在10420輸出中間判決(軟判決)Xn[k]。在一些實施例中，輸出結果Xn[k]表示對音調n執行ICI消除後碼元k的音調n的「軟判決」。本領域技術人員將認識到特定碼元中存在的多個音調中的每一個音調n都可以生成類似輸出。
繼續參看圖8以及圖10，FEQ/ICI消除8530的輸出10420提供子集合A的軟判決8540。將軟判決8540輸入分割器8550，該分割器在8560輸出硬判決Dn[k]，表示碼元k的音調n的星座點的硬判決。
下文將描述本發明各個實施例中選擇第一音調子集合、子集合U、「未受影響的音調」的通用準則，選擇第二音調子集合、子集合A、「受影響的音調」的通用準則，選擇第三子集合M(n)、音調n的ICI罪犯音調以及第四子集合P(n)、音調n、第二音調或受影響音調子集合中每一個音調n的ISI罪犯音調的通用準則。
在一些實施例中，使用廣泛模擬判定哪些音調由於ISI/ICI而產生可忽略的性能降低，哪些音調由於ISI/ICI而產生明顯的性能降低。對判定為具有明顯ISI/ICI因而需要進行ISI/ICI消除的那些音調中的每一個音調進行判定，從而選擇出一列對ISI/ICI產生主要影響的音調。在一些實施例中，再次決定使用廣泛模擬。在一些實施例中，需要判定性能提高與實施成本間的權衡。在各個實施例中，也使用下面的通用準則選擇音調子集合1.從通信通道受到較少衰減的那些音調造成的幹擾往往是最強的。通常，低頻音調對其他音調的幹擾往往比高頻音調強。這是因為低頻音調經常從通信通道受到較少衰減。因為低頻音調在接收器中較強，所以它們對其他音調的幹擾也較強。
2.當通信信道的響應頻率急劇變化時，幹擾往往非常強。
3.往往是僅僅那些信號噪音比(SNR)較高的音調需要ISI/ICI消除。對於SNR較低的音調來說，ISI/ICI消除沒什麼意義，因為其它損害源(如熱噪聲)經常起支配作用。
4.相鄰音調的幹擾以及「空」音調的耦合通常是最強的。
下面舉了一個使用ADSL的例子來說明通用規則的使用。然而，本領域技術人員應認識到，這個例子中描述的通用規則適用於所有MCM系統。
首先，檢查通信信道的頻率響應。ADSL使用了稱作頻域雙工(FDD)的方案，而允許通過同一對傳輸線同時向下和向上通信。向下通信是從中心站或中心網絡到用戶的信號傳輸，而向上通信則是從用戶到中心站的信號傳輸。FDD讓使用兩個不重迭(或稍微重迭)的頻帶同時進行傳輸成為可能，這兩個頻帶一個用於向下通信，一個用於向上通信。舉例來說，向下通信使用音調號在40到255間的頻率範圍，而向上通信使用音調號在5到32間的頻率範圍。在用戶設備的接收器中，通常使用截止角在音調號36周圍的高通濾波器來分離向上的信號和向下的信號，向上的信號會從用戶設備的發射器洩漏到接收器中。在這種情況下，向下通信的通信通道的頻域響應在音調號36周圍會急劇變化。無論何時通信信道的頻率響應發生急劇變化，急劇變化附近的音調之間都會發生較多耦合。同樣，相鄰音調和空音調之間的耦合通常最強。在這個例子中，子集合A選為A＝{38，39，40，...，57}，這20個音調與急劇變化最接近而且頻率也最低。在這個例子中，子集合U選為U＝{58，59，60，...，255}，這些音調遠離急劇變化而且頻率也高(這樣，SNR也低，因而ISI/ICI消除的幫助也不大)。
通常選擇A中的每一個音調n的圖像色調、一些相鄰音調和它們的圖像，以及一些「空」音調和它們要進行ICI消除的圖像。舉例來說，就音調號40(n＝40)而言，將子集合M(40)選為M(40)＝{35，36，37，38，39，41，42，N-42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37，N-36，N-35}。
在這裡，我們選擇它的圖像(N-40)，4個相鄰音調(38，39，41，42)和它們的圖像(N-38，N-39，N-41，N-42)，以及3個「空」音調(35，36，37)和它們的圖像(N-35，N-36，N-37)。注意，音調號35、36和37被稱為「空」音調，因為它們在向上傳輸或向下傳輸中都沒有使用。然而，它們也包含在ICI消除中，因為這些音調附近的頻率響應存在急劇變化，因而有許多有用信息與它們耦合。它們也是從通信通道受到較少衰減的低頻音調，因而在接收器中相對強。請注意，音調n的「圖像」是音調N-n(對ADSL而言，N＝512)。
用於執行ISI消除的子集合的選擇與ICI消除的選擇類似。在ISI消除中，選擇相同音調n(不過是先前DMT碼元的音調)和它的圖像，一些相鄰音調和它們的圖像，以及一些「空」音調和它們的圖像。舉例來說，對音調號40而言，我們可選擇子集合M(40)作為P(40)＝{35，36，37，38，39，40，41，42，N-42，N-41，N-40，N-39，N-38，N-37，N-36，N-35}。
在這裡，我們選擇相同的音調(40)和它的圖像(N-40)，4個相鄰音調(38，39，41，42)和它們的圖像(N-38，N-39，N-41，N-42)，以及3個「空」音調(35，36，37)以及它們的圖像N-35，N-36，N-37)。請注意，音調號35、36和37被稱為「空」音調，因為它們在向上傳輸或向下傳輸中都沒有使用。選擇一些「空」音調的原因在於它們由於附近響應的急劇變化而耦合有豐富的信息。然而，要指出的是，來自判決裝置的先前碼元都是零，因為它們內部都沒有信號。因而，上述例子中的子集合P(40)中的音調號35、36和37是零。
在一個實施例中，不同音調為ICI或ISI消除選擇的相鄰音調號可以是不同的。頻率響應的急劇變化附近的音調或者低頻音調通常需要更多的相鄰音調來執行ICI消除和/或ISI消除中的至少一者。舉例來說，我們可能需要4個相鄰音調為音調號40執行ICI/ISI消除，但是僅需要2個相鄰音調為音調號59執行ICI/ISI消除，因為音調號40更靠近急劇變化範圍因此受到更多ICI/ISI影響，而且SNR也更高，因而這些音調從ICI/ISI消除獲益也更大。
根據上述準則，一旦知道了系統雙工方案和通信通道的一般概念，就可為U、A、M(n)和P(n)中的音調進行選擇。因此，可始終第一位進行選擇而且結果可存儲在查表中。
在一個實施例中，可為子集合A中的音調n選擇FEQ係數Fn、ICI耦合係數Cnm和ISI耦合係數Snp，從而最小化它的「軟判決」Vn[k]與「硬判決」Dn[k]間的均方差。在2005年10月24日申請的題為「多載波調製接收器的內部碼元和內部載波幹擾消除器」的11/256，707號美國專利申請案中提出了一種獲得這些係數的方法，這份專利申請案在本文中引用。11/256,707申請案描述了使用LMS(最小均方)或RLS(遞歸最小二乘)法。本發明的一個實施例不使用LMS(最小均方)法獲取ICI/ISI耦合係數，而是根據系統識別導出這些係數。
在典型的MCM系統中，遙控發射器在一個訓練階段期間發出預知的、決定性的而且最簡單的信息。在該訓練階段內，局部接收器可執行系統識別而消除通信通道的脈衝響應。消除通道脈衝響應(CIR)的方法和程序是根據系統而定的。然而，本領域技術人員可估算出CIR而且將CIR表達為長度為Lp+Lc+1的列向量c 公式5現在將描述基於CIR導出ICI/ISI係數的程序1.將輸入發射器FFT 1300(圖1)的頻域數據表達為長度為N的向量XX[k]＝[X0[k]X1[k]X2[k]…XN-1[k]T公式6本式中，k是DMT碼元索引，上標「T」表示轉置。
2.IFFT 1300的運算可表達為向量X[k]的矩陣運算。表示N點IFFT運算的矩陣是W*/N，其中「*」表示復共軛，矩陣W*的元素是Wk1*=exp(-2jk1/N),]]>0≤k，1≤N。
3.添加循環前綴(CP)的運算(圖1中1400)可表達為矩陣運算。如果CP的長度是L，則CP的矩陣運算可表達為A=0L(N-L)ILIN]]>其中，0L×(N-L)表示L乘(N-L)的零矩陣，而IN表示N乘N的單位矩陣。
4.發射器1000的DAC 1600和放大器1700、接收器2000的通信通道2020、放大器2050、濾波器2100、ADC 2200和TEQ 2300的作用可加以組合，並由脈衝響應為c的通信通道表示。將CIR(通道脈衝響應)矩陣C0和C1定義為
5.去除CP的運算(圖3中2500)也可用矩陣運算表達。所述矩陣可表達為R＝
6.FFT 2600的運算可由矩陣運算W表示，其中矩陣元素Wk1＝exp(2j·k·l/N，0≤k， 1≤N。
7.在接收器的FFT 2600的輸出中向接收器有效添加噪聲的操作表達為長度為N的向量ZZ[k]＝[Z0[k]Z1[k]Z2[k]…ZN-1[k]T8.FFT 2600的輸出由長度為N的列向量Y表示Y[k]＝[Y0[k]Y1[k]Y2[k]…YN-1[k]]T通過下式給出Y[k]與X[k]，X[k-1]，W，C0，C1，and Z[k]的關係Y[k]=WR[C0C1]AW*/N00AW*/NX[k-1]X[k]+Z[k]]]>上式可進一步簡化為Y[k]=WN[C~0C~1]W*/N00W*/NX[k-1]X[k]+Z[k]]]>=WC~1W*/NX[k]+WC~0W*/NX[k-1]+Z[k]]]> 這裡，我們定義兩個矩陣C~i=RCiA=
Ci0LN-LILIN,i=0,1]]>在接收器中，使用先前DMT碼元的硬判決，即D[k-1]，作為X[k-1]最可能的估算值。因而，可從矩陣G=WC~0W*/N]]>獲得ISI耦合係數(上述S*rp)，即Srp*=Grp。]]>
如上所述，通過應用ISI消除，從「粗判決」Yn獲得「中間判決」Y』n。其數學表達式如下Y'[k]=Y[k]-S*D[k-1]]]>WC~1W*/NX[k]+Z[k]]]> 基於幾乎不存在ISI的「中間判決」，應用FEQ和ICI消除以獲得「軟判決」VnV[k]＝HY′[k]其中，矩陣H的對角元素是FEQ係數(上述Fn)的復共軛，而矩陣H的非對角元素是ICI耦合係數(上述Cnm)的負復共軛。選擇適當的FEQ係數Fn和ICI耦合係數Cnm，從而最小化軟判決V[k]與理想判決X[k]間的均方差，也就是最小化以下向量的均方量值E[k]=X[k]-V[k]=X[k]-H(WC~1W*/NX[k]+Z[k])]]>注意的是，H的行n(表示為Hn)由音調n的FEQ係數和ICI消除係數組成。為了最小化音調n的均方差，需要最小化以下量的均方en[k]=Xn[k]-Vn[k]=Xn[k]-Hn(WC~1W*/NX[k]+Z[k])]]>可導出如下的音調n的統計均方差Jn=E{en[k]enH[k]}]]>=E{Xn[k]Xn*[k]}-E{Xn[k]XH[k]}WC~1TW*/NHn*]]>-E{Xn[k]}ZH[k]}HnH-HnWC~1W*/NE{H[k]Xn*[k]}]]>+HnWC~1W*/NE{X[k]XH[k]}WC~1TW*/NHnH]]>+HnE{Z(n)ZH(n)}HnH.]]>本式中，「*」表示復共軛，上標「H」表示「(矩陣的)厄密共軛」(復共扼和轉置)。
實際上，信號和噪聲都是循環平穩的，也就是，不同碼元的統計屬性是相同的。令Xn的均方值是σx，n2，則矩陣RXX＝E{X[k]XH[k]}是對角矩陣，其中行n中僅有的非零元素是σx，n2。令RZZ＝E{Z[k]ZH[k]。則均方差可表達為Jn=x,n2-
WC~1TW*/NHnH]]>-HnWC~1W*/N
T]]>+HnWC~1W*/NRXXWNC~1TW*/NHnH]]>+HnRZZHnH.]]>本式中，
是僅在列n具有一個非零元素的行向量。
通過解偏微分方程Jn/Hn*=0,]]>或應用正交原理，也就是E{Y'[k]enH[k]}=0,]]>可以獲得下面的關係式Hn(WC~1W*/NRXXWC~1TW*/N+RZZ)]]>=
WC~1TW*/N.]]>因此，獲得如下的音調n的FEQ係數和ICI耦合係數Hn=
WNC~1TWN*/N]]>(WNC~1WN*/NRXXWNC~1TWN*/N+RZZ)-1.]]>因而，從行向量Hn可獲得音調n的FEQ係數Fn、ICI耦合係數Cnm。注意的是，σx，n2和RXX是預知的，而噪聲相關矩陣RZZ可在精確傳輸碼元已知而且噪聲易表徵的訓練序列期間測量而得。
上述ISI消除使用分割器生成的硬判決。然而，有時我們會選擇使用其它判決。在一些情況下，MCM系統具有一個訓練階段，在這個訓練階段期間接收器易知道發射器發射的準確DMT碼元。在這種情況下，對每一個音調使用準確的、易知道的星座點來取代各自硬判決。一些MCM系統也使用先進的前向誤差修正法(例如格碼調製)改善DMT碼元探測的性能。在此情況下，可使用從相應解碼器(例如維特比解碼器)獲得的探測結果取代硬判決。
上文已展示了消除先前DMT碼元引起的ISI的方案。本領域技術人員可直接將上述方案延伸應用到消除一個以上前面的DMT碼元引起的ISI。通常，為了針對A中音調n消除碼元(k-p)(前面的p個碼元，p是正整數)到碼元k(當前碼元)的ISI，首先基於上述準則(頻率響應的急劇變化、相鄰音調、空音調等)選擇一個音調子集合。當計算「軟判決」時，需要減去從先前p個DMT碼元的子集合的音調「硬判決」形成的向量與ISI向量的點積而獲得的一項。ISI向量當然視p的值而定。ISI向量內的係數也可使用LMS方法獲得。然而，在實踐中，無需考慮一個以上DMT碼元的ISI。
本文可分別和/或共同地參考這些本發明主題的實施例，而術語「發明」僅僅是為了方便而使用的，而且如果事實上揭示了一個以上的發明主題，也不會將本申請的範圍限制為任何單個發明或發明概念。因而，雖然本文中描述說明了具體的實施例，但是應了解，可使用任何可能達成相同目的的其它配置來替換本文描述的具體實施例。本發明意欲涵蓋各個實施例的任何和所有改變或變化。本領域技術人員在閱讀上文描述之後，將易了解上述實施例和本文中未詳細描述的其它實施例的組合。應了解，上文描述只是說明性而非限制性的。舉例來說，上述實施例(和/或其方面)可相互組合使用。本領域技術人員在閱讀上文描述後，會了解許多其它實施例。因此，應參照權利要求書以及權利要求的等價物的全部範圍判定本發明的範疇。在權利要求書中，術語「包括(including)」和「其中(in which)」分別用作術語「包含(comprising)」和「其中(wherein)」的更易懂英語的等價表達。同樣，在權利要求書中，術語「包括」和「包含」是開放式的，也就是說，系統、裝置、物品或方法除了在權利要求中列出的跟在該術語之後的元素外，還可包括其它元素，而這也會落入權利要求保護的範圍內。此外，在權利要求書中，術語「第一」、「第二」和「第三」等僅僅用作標記，而不是對它們的對象強加數位要求。
本申請文件的摘要能讓讀者快速確定所揭示的技術內容的本質。摘要不能用來解釋或限制權利要求的範疇或意義。另外，在上文的詳細描述中，可看到，為了將揭示內容連成一個整體，在一個實施例中將各個特徵組合在一起。本發明揭示的方法不應解釋為反映這樣一個目的，即請求的實施例需要更多未在每一條權利要求中明確說明的特徵。相反，權利要求書反映本發明的主題在於比單個實施例中的所有特徵少的特徵。因而，權利要求書併入具體實施方式
中，而每一條權利要求都以單獨的實施例為基礎。
權利要求
1.一種多載波的數據接收方法，包括接收多個頻率域數據區塊，其中該頻率域數據區塊包括N個元素，且N為整數；在該N個元素中選擇第一子集合，並對該第一子集合中的每個元素執行均衡運算，以產生第一軟判決；在該N個元素中選擇第二子集合；在該N個元素中選擇第三子集合，其中該第三子集合為對第二子集合中的部分元素產生內部載波幹擾的元素；在先前頻率域數據區塊中，選擇第四子集合，其中該第四子集合為對該第三子集合中的部分元素產生內部碼元幹擾的元素；對該第三子集合中的元素執行內部碼元幹擾消除，以產生多個中間判決；以及依據該中間判決，對該第二子集合中的元素執行均衡運算及內部載波幹擾消除，以產生第二組軟判決。
2.根據權利要求1所述的接收方法，其中對該第一子集合中的每個元素執行均衡運算的步驟還包括將元素與均衡係數相乘。
3.根據權利要求1所述的接收方法，其中對該第二子集合中的每個元素執行均衡運算和內部載波幹擾消除的步還包括計算所述中間判決的線形組合。
4.根據權利要求1所述的接收方法，還包括從該第一、第二軟判決中分別產生第一硬判決及第二硬判決；以及儲存先前數據區塊的第二組硬判決。
5.根據權利要求4所述的接收方法，其中執行內部碼元幹擾消除的步驟包括將該第三子集合中的每個元素，減去儲存於先前數據區塊中，部分第二組硬判決的線性組合。
6.一種多載波調製系統的接收裝置，包括前端模塊，用來接收以數據區塊為基礎的多載波信號，且該多載波信號包括多個副載波；選擇器，用來於該多載波信號中，選擇第一子集合、第二子集合、第三子集合及第四子集合；其中，該第一子集合所受的信號幹擾是小於該第二子集合所受的信號幹擾；該第三子集合為對第二子集合中至少一元素產生內部載波幹擾的元素；以及該第四子集合為對該第三子集合中至少一元素產生內部碼元幹擾的元素；均衡器，用來均衡該第一子集合，並輸出第一軟判決；以及幹擾消除器包含內部碼元幹擾消除器，用於依據該第四子集合以對該第三子集合進行幹擾消除，並產生多個的中間判決；以及內部載波幹擾消除器和均衡器，用於依據該中間判決，對該第二子集合中的元素執行內部載波幹擾消除及均衡運算，以產生第二組軟判決。
7.根據權利要求6所述的多載波調製裝置，還包括第一判決裝置，用來依據該第一軟判決以產生第一硬判決；以及第二判決裝置，用來依據該第二軟判決以產生第二硬判決。
8.根據權利要求6所述的多載波調製裝置，還包括緩衝器，用來存儲先前一個數據區塊的該第二硬判決。
9.根據權利要求6所述的多載波調製裝置，其中該內部載波幹擾消除器和均衡器是執行將該第二子集合中的元素與該中間判決做線形組合。
10.根據權利要求6所述的多載波調製裝置，其中該內部碼元幹擾消除器是執行該第三子集合中的元素減去先前數據區塊的該第四子集合的線性組合。
全文摘要
本發明是關於一種多載波調製接收器，通過多個副載波中數據區塊信息，識別出第一副載波子集合，而第一副載波子集合具有可忽視的內部碼元幹擾和內部載波幹擾；接收器亦識別出第二副載波子集合，其需要ISI/ICI消除處理以改善其性能。該接收器從第二子集合中的副載波識別出一系列對第二子集合中的副載波引起幹擾的第三子集合，以及從第三子集合中的副載波識別出一系列對第三子集合中副載波引起幹擾的先前數據區塊的第四子集合，接著對第三子集合中的每個元素執行ISI消除以消除先前數據區塊的第四子集合中的元素引發的幹擾，從而獲得多個中間判決，該接收器通過檢查通信信道的頻率響應，以進行第一子集合、第二子集合、第三子集合和第四子集合的選擇。
文檔編號H04L27/26GK1972272SQ20061015161
公開日2007年5月30日 申請日期2006年9月7日 優先權日2005年9月8日
發明者葉恆誠, 林嘉亮 申請人:瑞昱半導體股份有限公司