利用互斥副載波子集的ofdm位置定位信令的製作方法
2023-05-16 01:50:36 2
專利名稱：利用互斥副載波子集的ofdm位置定位信令的製作方法
技術領域：
本發明涉及位置定位領域。更具體而言，本發明涉及無線位置定位系統、信令和裝置。
背景技術：
在許多應用中，能夠確定移動裝置的位置可能比較有利。位置定位可有助於導航、跟蹤或定向應用。可攜式電子裝置性能的不斷改進，尤其是處理器性能的改進，使人們能夠在許多裝置內增加位置定位功能。
例如，可能希望使移動電信系統(如蜂窩式電信系統)的運營商能夠確定與所述系統的基地收發機(BTS)進行通信的移動式手持受話器的位置。系統運營商可能希望具有位置定位功能，例如以滿足美國聯邦通信委員會(FCC)E911緊急位置定位命令的要求。
移動裝置可執行一種或多種位置定位技術，此取決於所述位置定位系統中所用的位置定位信令方法。例如，移動裝置可使用到達時間(TOA)、到達時間差(TDOA)、高級正向鏈路三角測量(AFLT)或某種其他位置定位技術。位置定位系統的實例包括基於全球定位系統(GPS)的位置定位系統、使用陸基信標來擴增GPS系統的位置定位系統(例如輔助GPS系統)、以及陸基信標位置定位系統。
大多數地面測距系統都在直接序列擴頻配置中包含偽噪聲(PN)代碼。部分地通過將所接收的PN擴展信號與內部所產生的版本相關聯，移動裝置可識別特定的源。遺憾的是，除非使用極長的PN代碼，否則PN代碼通常表現出不大的互相關性。然而，使用長PN代碼將增加複雜度、帶寬或為獲得位置定位所需的時間。另外，由於陸基系統內的移動臺可接收到差異很大的信號功率，因而即使相對低的互相關性也可幹擾移動臺識別信號源的能力。
因此，需要具有一種位置定位信令技術、系統和裝置，其能夠在各種條件下實現高性能的位置定位、而且仍可通過實際可行的方式實施。
發明內容
本發明揭示位置定位信令系統、設備和方法。位置定位信標可經配置以發射實質跨越整個信道帶寬的交錯的正交頻率子集。所述正交頻率子集較佳以偽隨機方式相間；然而，也可使用均勻的間距。可為每個信標分配數量相等的正交頻率。可為相鄰的信標分配互斥的正交頻率子集。所述交錯的正交頻率子集中的每個頻率可使用一預定數據序列中的元素進行調製。移動裝置可接收一個或多個信標信號，並使用位置定位算法來確定位置，所述位置定位算法部分地根據信標信號的到達時間來確定位置。當移動裝置能夠接收三個或更多個信標信號時，所述移動裝置能夠根據例如偽範圍或到達時間差、通過三角測量信標位置來執行位置定位。
本發明的一個方面包括一種產生位置定位信號的方法。所述方法包括界定多(Q)個正交頻率；從所述多個正交頻率中選擇一正交頻率子集；根據所述正交頻率子集產生正交頻分多路復用(OFDM)符號；以及發射OFDM符號。
本發明的另一方面包括一種產生位置定位信號的方法。所述方法包括界定多(Q)個正交頻率；界定若干(M)個不同的位置定位信號；從所述多個正交頻率中產生M個正交頻率子集；產生對應於所述M個子集中至少一者的OFDM符號；以及通過無線通信系統周期性地發射OFDM符號。
本發明的再一方面包括一種產生位置定位信號的方法。所述方法包括從一正交頻率子集產生頻率交錯的OFDM信號；將OFDM信號的至少一部分至少重複一次以產生一冗餘OFDM信號(「循環擴充」所述信號)；將所述冗餘OFDM信號同步至時間基準；以及無線發射所述冗餘OFDM信號。
本發明的又一方面包括一種位置定位信號產生設備。所述設備包括產生裝置，其用於從多(Q)個正交頻率中產生M個正交頻率子集中的至少一者；產生裝置，其用於產生對應於所述M個子集中至少一者的OFDM符號；以及發射裝置，其用於通過無線通信系統周期性地發射所述OFDM符號。
本發明的再一方面包括一種位置定位信號產生設備。所述設備包括產生裝置，其用於從一正交頻率子集產生頻率交錯的OFDM信號；同步裝置，其用於將所述OFDM信號同步至時間基準；以及無線發射裝置，其用於無線發射所述OFDM信號。
本發明的又一方面包括一種位置定位信號產生設備。所述設備包括正交信號產生器，其經配置以從由Q個正交頻率載波形成的較大集合中產生至少一正交載波子集；OFDM調製器，其具有耦接到所述正交信號產生器的輸入，並經配置以部分地根據所述正交載波子集產生OFDM符號；以及發射機，其耦接至所述OFDM調製器並經配置以無線發射所述OFDM符號。
本發明的再一方面包括一種位置定位方法。所述方法包括接收OFDM信號；根據所述OFDM信號確定所接收OFDM符號；以及至少部分地根據所述OFDM符號來確定定位。
本發明的再一方面包括一種經配置以進行位置定位的移動裝置。所述裝置包括接收機，其經配置以接收OFDM信號；相關器，其經配置以將所接收的OFDM信號與多個頻率交錯OFDM符號中的一者相關；以及位置定位模塊，其經配置以如果至少一個頻率交錯OFDM符號與所接收的OFDM信號相關，則部分地根據所述相關器的輸出來確定定位。
在本發明的另一方面中，以與一個或多個OFDM通信信號進行時間多路復用的方式來發射一個OFDM位置定位符號或眾多個此種符號。周期性地或根據需要中斷所述OFDM通信信號，且代之以OFDM位置定位信號。
結合附圖閱讀下文詳細說明，本文中所述各實施例的特點、目標和優點將變得更加一目了然，在附圖中，類似的元件帶有類似的參考編號。
圖1是一頻率交錯OFDM位置定位系統的實施例的功能方框圖。
圖2是偽隨機交錯OFDM頻譜的頻譜的實施例的功能圖。
圖3是頻率交錯OFDM位置定位發射機的實施例的功能方框圖。
圖4是一位置定位信令實施例的歸一化自相關的曲線圖。
圖5是一位置定位信令實施例的關於頻率偏移的互相關的曲線圖。
圖6A-6C是頻率交錯OFDM位置定位接收機的實施例的功能方框圖。
圖7是一種產生位置定位信號的方法的流程圖。
圖8是一種產生頻率交錯OFDM符號的方法的流程圖。
圖9是一種使用頻率交錯OFDM符號進行位置定位的方法的流程圖。
具體實施例方式
本發明揭示一種根據正交頻分多路復用(OFDM)概念的位置定位信令系統、設備和方法。所述方法在具有大的接收功率差的各同時接收的位置定位信號之間提供改良的正交性。與替代配置(例如使用直接序列擴頻信令、利用偽隨機序列—例如黃金代碼)相比，其優點非常顯著。
所揭示的位置定位信令系統中的信標較佳使用寬信號帶寬，以提高在接收機處可達到的時間解析度。寬帶信號還允許使用複雜的多路徑效應消減技術。可對一經配置以介接現有通信系統的位置定位系統加以配置，以將實質上整個信道帶寬或多個信道帶寬分配給位置定位信號。
通過界定一跨越可用信號帶寬的正交頻率集合來產生所述位置定位信號。「正交」頻率集合在本文中用於意指該集合中各可允許的載波頻率之間的頻率間隔是頻率差w的倍數，其中w＝1/THz，其中T是與被構造為具有這些頻率的載波的疊加形式的符號相關聯的最短周期。
作為進一步的解釋，如果從頻率差為w的沒有交集的各正交頻率集合構造兩個符號，則這些符號之間的互相關性在周期T＝1/w上的積分在理想情況下將為0。在某些情況下，這些符號的符號周期可被限制為該周期T。在其他情況下，通過在所述符號的結尾附加所述符號開頭的一部分，將所述符號周期擴充到超出所述周期T。所述符號周期的擴充被稱為「循環擴充」。類似地，也可在所述符號的開頭附加所述符號結尾處的一部分，從而同樣形成循環擴充。可使用所述兩種附加方法的組合，且另一選擇為，可將長度為T的符號重複很多次，從而產生極長的循環擴充。
周期T被稱為「基本符號周期」，且得到擴充的符號被稱為「所發射符號周期」。在用於通信的OFDM系統中，所述周期T被稱為「信息符號周期」。通常，在本發明中，術語「OFDM符號」是指所發射的符號-亦即，包含可使用的任何循環擴充的符號。無論所發射符號周期的長度如何，如果在周期T或其整數倍(假定對符號進行擴充以得到多個周期)上實施互相關，則對設計為在周期T上正交的符號進行觀測的接收機通常僅具有彼此之間為零的互相關。
術語「偽隨機序列」在本文中是指由算法確定的數列，所述數列的特性近似於隨機數列。這些隨機數列的實例包括最大長度序列和黃金代碼序列，儘管也存在許多其他此種序列。類似地，術語「偽隨機分布」用於意指級數或數組的各元素之間的間距是根據某一偽隨機序列加以確定。
然後，從正交頻率集合中界定多個正交頻率子集作為具有彼此不相交的頻率的子集。每個子集可具有相同數量或至少相當數量的頻率。由具有一給定正交頻率子集內的頻率的載波疊加構成的符號將與由來自不同正交頻率子集的載波構成的符號正交(在時間T內)。只要維持正交性，便可調製或以其他方式修改一具體正交頻率子集內的每個頻率。對每個頻率載波所用的典型調製包括相移鍵控和QAM調製，儘管出於位置定位目的，預計簡單的二進位或非二進位調製(例如四相移鍵控)將較佳。通常，所述頻率的調製在符號周期內保持不變，以維持正交性。
在一實施例中，在一個正交頻率子集上編碼的數據經選擇以與在另一正交頻率子集上編碼的數據實質上不相關。此方法會產生二維正交編碼，從而使系統的性能得到提高。
可將一個正交頻率子集分配給一具體的位置定位信標。可將多個信標配置成周期性地並同時地發射其各自的正交頻率子集。在一個實施例中，所述信標可為地面發射機。
可將移動裝置配置成接收自一個或多個位置定位信標所同時發射的位置定位信號。所述移動裝置可然後部分地根據所接收的位置定位信號來確定其自己的位置。所述移動裝置可例如使用到達時間差方法或三角測量方法來確定其位置，所述三角測量方法確定到發射信標的偽距離。即使在其中所接收的來自第一信標的位置定位信號的功率水平比來自另一信標的位置定位信號的接收功率大許多個數量級的情況下，移動裝置內的接收機也可識別各個所發射位置定位信號子集。由於與所揭示位置定位信號相關聯的互相關性較低，因而可獲得所述接收機的性能。
圖1是頻率交錯OFDM位置定位系統100的實施例的功能方框圖。位置定位系統100可包括具有多個位置定位信標120a-120n的第一通信系統，所述定位信標120a-120n經配置以發射相應的正交多路復用位置定位信號。位置定位系統100還可包括具有一個或多個基站130a和130b的第二通信系統。在一個實施例中，每個基站130a和130b都耦接至位置定位模塊140。
位置定位模塊140可包括耦接至存儲器144的處理器142和經配置以存儲一個或多個位置定位信標120a-120n的定位信息和其他信息(例如頻率子集信息)的曆書146。位置定位模塊140可經配置以確定或幫助確定移動裝置(如在在位置定位系統100內運行的移動裝置110)的位置。在系統100的一些實施例中，位置定位模塊140被省略，且移動裝置110可部分地根據所接收的信號在無外部幫助的情況下確定其位置。
在系統100的一實施例中，第一通信系統可為現有的地面通信系統，且除現有的通信信號外，還可廣播位置定位信號。儘管圖1中只顯示三個位置定位信標120a-120n，但系統中可包括任何數量的信標，且移動裝置110在任意既定時刻均可具有自全部或不到全部位置定位信標120a-120進行接收的能力。例如，所述第一通信系統可為電視廣播系統、無線電廣播系統或無線區域網(LAN)系統，且現有廣播天線可被配置為位置定位信標120a-120n。在系統100的其他實施例中，一個或多個位置定位信標120a-120n可為衛星信標、基於飛機的信標或某種其他非地面信標。
在系統100的一實施例中，所述第二通信系統可為無線通信系統，例如無線電話系統，且基站130a-130b可為無線電話基站。所述無線電話系統可例如為碼分多址(CDMA)蜂窩式電話系統、GSM蜂窩式電話系統、通用移動電信系統(UMTS)或用於無線通信的某種其他系統。儘管僅顯示兩個基站130a-130b，但在一具體通信系統中可構建任何數量的基站。
移動裝置110可為無線接收機或無線收發機，且可例如為無線電話、蜂窩式電話、無繩電話、收音機、位置定位裝置、個人數字助理、個人通信裝置、無線LAN裝置或接收位置定位信號的某種其他裝置。由於移動裝置110可被配置為許多不同類型的裝置，因而無線裝置110也可稱作移動臺(MS)、移動單元、用戶終端機、用戶裝置或可攜式裝置。
在一個實施例中，每個位置定位信標120a-120n可經配置以周期性地或連續發射相應的交錯頻率子集，如上文中所述及將在下文中更詳細地描述。位置定位系統100內的移動裝置110可經配置以接收由一個或多個位置定位信標120a-120n廣播的位置定位信號。移動裝置110可經配置以與所接收的高於檢測閾值的位置定位信號相關或以其他方式檢測這些位置定位信號。
在其中所述位置定位信標120a-120n周期性地發射所述位置定位信號的實施例中，位置定位信標120a-120n應經配置以基本上同時發射位置定位信號，以使移動裝置110收聽所述信號所需的時間最小化。如果來自位置定位信標120a-120n的傳輸同步，則可簡化位置定位。
在一個實施例中，可能需要允許定位精度達到30米。為達到這種精度水平，各位置定位信標120a-120n的傳輸之間的定時誤差應保持低於100納秒。然而，這未考慮到任何其他誤差源，例如測量誤差和由幾何學引起的誤差增量，例如由位置精度因子(PDOP)導致的那些誤差。因此，可能需要系統100彼此的傳輸誤差維持在低於50納秒。如果這在實際上不可行，則當然將相應地調節最終精度。如果位置定位信標120a-120n的定時誤差恆定不變，假設在MS內可獲得GPS位置定位和日時解決方案，可通過使用移動裝置110確定這些誤差來校準位置定位信標120a-120n的定時誤差。因此，使傳輸定時或信標同步相對於時間的變化最小化可能很重要。
可能有利的是，使來自位置定位信標120a-120n的傳輸包含數據通道，由所述數據通道提供有關附近所存在的各個其他位置定位信標120a-120n的信息。例如，該信息可在某種類型的輔助信道上以非常低的速率進行廣播。所涉及的信息可包括一區域內各位置定位信標120a-120n的代碼數字和位置。所述信息可包括一種類型的「曆書」和可能其他輔助信息，例如傳輸功率或其他因素。
信標120a-120n上的完整定時和位置定位使移動裝置110能夠根據該信息計算其位置。如果位置定位信標120a-120n沒有發射該信息，則仍可使用在另一信道(例如蜂窩式信道)上發射的信息來定位移動裝置110。例如，發射機130a和130b可提供該信息。在該後一種情況中，所述蜂窩式信道可發送位置定位信標120a-120n信息的曆書。
移動裝置110可獨立地確定其位置，或者可藉助另一模塊(例如位置定位模塊140)的幫助來確定其位置。將測距信息返回至網絡實體或伺服器(例如位置定位模塊140)也可能需要進行消息接發。在一個實施例中，所述數據可被編碼為某種類型的發射機測距數據(例如，CDMA2000蜂窩式標準中所謂的AFLT)，在所述第二通信系統中已支持其格式。例如，當所述第二通信系統是CDMA通信系統時，所述格式可符合IS-801。或者，可傳輸某種其他類型的新數據分組。在IS-801標準內執行的當前混合GPS/AFLT定位不直接支持對其他測距測量(例如本文中所述的測距測量)的含納，也不支持以標準方式傳輸非蜂窩式基站的曆書數據。然而，此種信息可在此種標準內所支持的各種數據信道上傳輸。
在一個實施例中，移動裝置110可確定距對應於所接收位置定位信號的每個位置定位信標120a-120n的偽距離。偽距離只是所接收信號的到達時間連同接收機內存在的未知時間偏差。所述時間偏差可作為位置定位程序的一部分加以確定。然後，移動裝置110可部分地根據所確定的偽距離來確定其位置。
在另一個實施例中，移動裝置110可根據一對所接收的位置定位信號(例如，來自120a和120b的信號)來確定到達時間差。所述到達時間差即可確定移動裝置110定位在其上的一條曲線，例如一條雙曲線。移動裝置110可根據不同的一對所接收位置定位信號(例如，來自120b和120n的信號)確定另一條曲線，並可部分地根據所述曲線的交點確定其位置。
在再一實施例中，移動裝置110可確定距對應於所接收位置定位信號的每個位置定位信標120a-120n的偽距離。然後，移動裝置110可向第二通信系統的一個或多個基站(例如，130a)發射所述偽距離信息和對應的位置定位信標識別碼。然後，基站130a可將所述偽距離和信標識別信息傳送給位置定位模塊140。位置定位模塊140可經配置以部分地根據移動裝置110所提供的信息來確定移動裝置110的定位。
在又一些實施例中，移動裝置110可根據某種其他位置定位方法獨立地確定其位置。在再一些實施例中，移動裝置110可確定其自己的定位，位置定位模塊140可確定移動裝置110的定位，或者移動裝置110與位置定位模塊140的組合可使用一種共享方法確定移動裝置110的位置。
圖2是偽隨機交錯正交頻譜200的頻譜實施例的功能圖。頻譜200顯示總信令帶寬210，信令帶寬210可實質上對應於通信系統內一個或多個信道的帶寬，或者可對應於為位置定位信令所分配的帶寬。
用於位置定位信令的正交頻率是在總信令帶寬210內產生。圖中將分配給給定發射機的信令頻率顯示為發射機編號右側的粗體水平直線。例如，將頻率1、3、7和12分配給發射機TX4(211)。儘管圖2中的頻譜200僅顯示對應於四個不同位置定位信號的四個不同信令頻率子集，但所述過程可推廣到任何數量M個位置定位信號。最初，在總信令帶寬210內界定Q個正交載波。在圖2所示的實例中，正交載波Q的數量等於16。
這M個位置定位信號中的每一者均可從這Q個總正交載波的一個子集構造而成。這M個位置定位信號可通過將一載波子集q＝Q/M分配給這M個信號中的每一者構造而成。在一個實施例中，q＝Q/M是整數，且所有位置定位信號都具有相同數量的載波。在另一個實施例中，分配給每個位置定位信號的載波數量不相等。
在其中Q/M是整數的實施例中，所述第一位置定位信號是正交頻率多路復用信號，其可通過最初隨機(或偽隨機)地從所述Q個正交載波的集合中選擇第一載波來進行選擇。然後，可將所選擇的載波從一可用載波列表中去除。從剩餘的Q-1個載波中隨機選擇第二載波。然後，也將該載波從所述可用載波列表中去除。以此種方式繼續執行所述過程，直到已選擇Q/M個載波並將其分配給所述第一位置定位信號。從剩餘的Q-Q/M個載波中為所述第二位置定位信號隨機選擇下面的Q/M個載波。繼續執行所述程序，直到所有M個多路復用位置定位信號均分配到Q/M個載波。在本實施例中，分配給這M個多路復用信號中每一者的M個載波子集彼此不相交，或者互斥。假設時間和頻率理想地同步，各個載波的正交性確保所述位置定位信號彼此正交。如果此種將頻率分配給位置定位信號的程序沒有得到具有所需特性(例如，峰值-旁瓣比大於某個預定閾值的自相關特性)的信號，則可使用新的隨機序列重複進行此種程序，。
在圖2中顯示的實例中，載波的總數量Q等於16，且位置定位信號的數量M等於4。因此，每個位置定位信號包括一個由Q/M＝4個獨立正交載波形成的子集。將編號為1、3、7和12的載波分配給第一位置定位信號。將編號為2、6、11和14的載波分配給第二位置定位信號。將編號為4、9、13和16的載波分配給第三位置定位信號。將編號為5、8、10和15的載波分配給該實例中的第四即最後的定位信號。
在另一實施例中，所述位置定位信號中的至少一者的所述Q/M個載波在整個總信號帶寬上均勻相間。使用均勻交錯來替換隨機頻率交錯的結果是近似於—M重自相關岐義性。均勻的載波間距將形成以時間間隔Ts/M重複的自相關函數，其中Ts是基本的OFDM符號周期(無循環擴充)且是載波間距的倒數。均勻的載波間距可使具有相鄰頻率的集合之間的互相關性減小，且與具有隨機或偽隨機載波間距的實施例相比，會減小無岐義性的延遲範圍。儘管如此，在某些情況下，由於實施方面的原因，此種均勻間距可能是有利的，或者根據系統約束條件可能需要此種均勻間距。
信標所發射的位置定位信號是使用載波頻率的一個或多個子集而產生。為產生所述位置定位信號，為這M個載波子集中的每一者分配信令數據，每個載波子集的大小是Q/M個載波。通常，所述信令數據相對於OFDM符號周期開始處的其他載波相位呈現規定的載波相位的形式。因此，在這種情況下，Q/M載波相位的向量是與給定的載波子集的一個OFDM符號相關聯的信令數據。然而，還可利用既包含載波相位又包含幅度信息的信令數據，例如，正交調幅(QAM)。通常，分配給給定載波的信號信息在OFDM符號周期內保持恆定，以在時間周期Ts內維持不同載波之間的正交性。
在一個實施例中，界定M個隨機或偽隨機二進位序列，且每個序列都作為一數據向量分配給所述M個載波子集中的一個。所述二進位序列可用作數據源，所述數據源的元素用於分配各載波的相位。所述二進位序列中的每一位可對應於一恆定相位，所述恆定相位被施加給所述對應子集中的每個載波。在本實施例中，每個載波的相位在OFDM符號周期內保持恆定。可能有利的是，從一特殊類別或序列(例如最大長度PN序列、巴克碼、沃爾什碼或長度被截短或擴充到Q/M的黃金代碼)中選擇所述二進位序列。注意，本段中所述的二進位序列不用於相對於時間直接調製信號，而是用於相對於頻率來調製一組載波。使所述過程直觀化的另一種方式是，所述OFDM符號是屬於一規定子集的各載波的線性組合。所述線性組合的係數是上文所述的二進位或更高階序列。為獲得充分的一般性，亦即，為產生調相和調幅，這些序列是複數。
因此，對於每個位置定位信號，至少有兩層隨機化。第一層隨機化包括由M個信號形成的隨機頻率交錯，而第二層隨機化包括將相位(或幅度和相位)隨機分配給這M個信號中每一者各自的Q/M個頻率。在其他實施例中，所述二進位(或更高階)序列數據源可能隨時間變化(例如，可能從一個OFDM符號變化到下一個OFDM符號)，且因此，每個載波可使用隨時間變化的數據流加以調製。然而，通常，該序列數據在每個單獨OFDM符號周期內仍保持固定或接近固定。否則，將不能維持所述OFDM符號的正交性。
上文中實施例所述的M個複合信號中的每一者可從M個不同位置定位信標中相應的一者作為OFDM符號同時發射。
圖3是頻率交錯的正交頻率位置定位信標120的實施例的功能方框圖。圖3中的位置定位信標120實施例可例如為圖1中的位置定位系統100內的任何位置定位信標120a-120n。
位置定位信標120包括耦接到調製器320的正交信號產生器310。正交信號產生器310可經配置以產生由位置定位信標120使用的頻率子集。調製數據模塊324也耦接至調製器320，並提供用於調製所述正交載波的二進位(或其他)序列。亦即，每個載波的相位及/或幅度根據所述序列中的一個元素加以改變。
來自調製器320的Q/M個載波的經調製輸出耦接至OFDM調製器330的輸入，OFDM調製器330可經配置以產生對應於經調製載波的OFDM符號。來自OFDM調製器330的OFDM符號輸出可耦接至數字-模擬轉換器(DAC)340，以在其中將所述信號的數字表示轉換為模擬表示。
DAC 340的輸出可耦接至發射機350，以在其中將所述OFDM符號的頻率轉換為廣播波段。發射機350的輸出可耦接至天線360進行廣播。
正交信號產生器310可經配置以產生在所述總信令帶寬內所界定的所有正交載波。正交信號產生器310可產生例如所有正交載波並僅傳送對應於所需頻率子集的那些正交載波，同時濾除其他正交載波。或者，正交信號產生器310可經配置以產生正交頻率子集，包括至少與由特定位置定位信標120廣播的位置定位信號相關聯的正交頻率子集。正交信號產生器310可經配置以在將所述載波輸出到調製器320之前，濾除不是所分配頻率子集的一部分的任何載波。正交信號產生器310可經配置以將所分配的頻率子集從一個OFDM符號周期改變到下一個OFDM符號周期，或者其可經配置以使所述分配保持不變。
如前文中所述，調製器320可經配置以使用調製數據模塊324所提供的數據來調製所述子集中的每個所述載波。在一個實施例中，調製數據模塊324經配置以向調製器320提供偽隨機序列，例如長度被擴充或截短至Q/M的黃金代碼。調製器320可經配置以根據所述偽隨機序列中的對應位值來調製所述載波子集中每個載波的相位。例如，調製器320可經配置以根據所述偽隨機序列的值對所述載波進行二進位相移鍵控(BPSK)調製。或者，調製器320可經配置以根據偽隨機或其他規定的數字序列的值來提供四相移鍵控(QPSK)、更高階相移鍵控、正交調幅(QAM)或其他調製形式。
作為簡單的實例，調製器320可經配置以響應於所述偽隨機序列中的「1」而使用第一相位(例如0度)來調製載波。調製器320還可經配置以響應於所述偽隨機序列中的「0」而使用第二相位(例如180度)來調製載波。因此，如果在其中Q/M＝4的實施例中，調製數據模塊324向調製器320提供偽隨機序列「0110」，則所述調製器相位可將所述第一和第四載波調製為180度，且相位將所述第二和第三載波調製為0度。實際上，每個載波均在一個(或更多)OFDM符號周期內使用恆定的值進行相位調製。
有限數量(M)的不同頻率子集可能使得需要將同一頻率子集重新用於位置定位系統內一個以上的信標。所述系統可實施某種方式的頻率子集重新使用計劃來減輕此種重複的影響。也可為分配到同一頻率子集的各個位置定位信標分配不同的偽隨機調製碼，以便使接收機具有一定的對所述位置定位信標進行區分的能力。
OFDM調製器330可經配置以將經相位(或相位和幅度)調製的頻率子集轉換為OFDM符號。OFDM調製器330的實施例可包括快速傅立葉逆變換(IFFT)模塊334，快速傅立葉逆變換(IFFT)模塊334經配置以將正交頻率轉換為時域符號。IFFT模塊334可經配置以對整組正交頻率實施變換，儘管只有一頻率子集包含信息。如果使用IFFT模塊，則其通常會產生一其持續時間等於頻率線間距的倒數的基本符號。通常，所述基本符號通過循環擴充被擴充到所發射的符號持續時間—這可被視為IFFT處理器334的一部分。IFFT模塊334的輸出可耦接到並行-串行轉換器338，以將從IFFT模塊334並行產生的時域符號轉換為串行格式。其他非FFT實施方案可能更具成本有效性，尤其當所分配的頻率數量較小時。例如，OFDM符號可通過調製一系列數字振蕩器的輸出來構造。這些振蕩器可由多個裝置(例如數字控制振蕩器)來構建。
各調製元件310、320、330、324可通過系統時鐘370相互定時且相對於其他事件(例如，絕對時間)定時，而系統時鐘370又從外部源接收定時信息。具體而言，該外部源可呈來自GPS接收機或其他地面及/或空間承載定時源的信號的形式。通過這種方式，各位置定位信標可使其OFDM符號的傳輸時間相互同步，而這又將改善其傳輸的相互正交性。
位置定位信標120的運行可使用一系統實例進行說明。如前文中所述，使總信令帶寬相對為寬帶以利於所述接收機內的時間分辨可能比較有利。另外，在現有通信系統內構建所述位置定位系統可能比較有利。
在一個實施例中，所述位置定位系統可在電視廣播系統內構建。電視廣播系統已得到廣泛支持，並提供跨越許多相對為寬帶的信道的極高發射功率。所述位置定位信號可周期性地地替換正常的電視廣播信號。類似地，所述位置定位信號可周期性地地替換與發射視頻、音頻或帶有高信息內容的其他信息的寬帶廣播系統相關聯的其他信號。
實例在典型的寬帶廣播系統實施例中，可在5.5MHz頻率跨度內界定Q＝4096個正交載波，所述5.5MHz頻率跨度恰好適合通常所分配的6MHz TV廣播信道。這樣分配載波的結果使載波間距約為1.343kHz。
如果配置M＝8個不同的位置定位信號，則每個位置定位信號包括一具有Q/M或512個載波的子集。可為每一位置定位信標120分配所述8個載波子集中的一者。
正交信號產生器310可經配置以產生位置定位信號所需的至少512個正交載波。所述512個正交載波然後被提供給調製器320的輸入。調製數據模塊324經配置以向調製器320提供偽隨機二進位序列，例如在需要時長度被擴充到512位的黃金代碼(黃金代碼的全長度為2n-1，其中n是整數，例如當n＝9時，長度為511)。調製器320可經配置以根據經長度擴充的黃金代碼中相應位的值來對所述512個載波中的每一者進行相位調製。OFDM符號周期應至少為1/1.343kHz＝745微秒。在本實例中，將所述周期擴充到超過該持續時間實際上是對所述OFDM符號進行循環擴充，因為所述複合OFDM基本符號在0.745微秒後在時間上進行重複。所述循環擴充使從多個信標接收信號的移動臺可觀察到較大的差值延遲；而在745微秒的時間間隔內仍可保持正交性。
調製器320輸出的所述512個已調相載波耦接至OFDM調製器330。OFDM調製器330內的IFFT模塊334可進行4096點IFFT運算。儘管IFFT模塊334可經配置以進行4096點IFFT，然而現用子集的所述512個正交載波可為具有任何非零信號分量的唯一頻段。來自IFFT模塊334的相應4096頻段輸出可耦接至並行-串行轉換器338。並行-串行轉換器338可包括兩個並行-串行轉換器電路，因為IFFT通常產生複數據—即同相和正交數據流，所述數據流被發送到一對DAC。
串行輸出可耦接至一對DAC 340和發射機350，發射機350耦接至天線360，天線360可位於自身位於地理高點上的廣播塔上。發射機350可經配置以周期性地廣播位置定位信號。發射機350本身通常包括正交調製器和額外的上變頻和放大電路，以提供具有恰當的最終RF頻率及必需的RF功率的發射信號。
發射機350可經配置以將所述位置定位信號作為OFDM符號進行廣播，所述OFDM符號在每個預規定的重複周期內出現一次。通過周期性地傳輸，使所述位置定位信令能夠與現有通信系統的信號多路復用。所述重複率可例如為每秒鐘一次或每1/4秒鐘一次。通過更頻繁地發送所述位置定位符號，可獲得更佳的性能，代價是會降低基本通信系統的效率。
位置定位信標120可經配置以在來自各位置定位信標和接收機的信號之間存在大的差值延遲的情況下能夠進行位置定位。如上文中所述，位置定位信標120可經配置以通過包含循環擴充方法而對數據附加循環前綴，以處理大的差值路徑延遲。可使用各種方法，例如對數據應用循環前綴或後綴。為簡單起見，下文的論述中假設使用循環前綴。
在具有5.5MHz帶寬和4096個載波的上述實施例中，所述位置定位(基本)符號在不帶循環前綴時的長度約為745μs，且在包含前綴時的長度可增加到超過745μs。在所述接收機處，保留並處理長度為745μs的數據的一部分，從而提供使差值延遲最高達所述循環前綴擴充長度的全靈敏度。可處理更長的差值延遲，但靈敏度將受到損失。
位置定位信標120所發射的位置定位測距信號可經配置以具有極長的延遲，以便適應於從廣闊的地理區域內的信標接收信號。通過使用足夠大的發射功率，可實現檢測到在超過200km(對應於約為667微秒的延遲)的範圍內發射的信標信號的高檢測機率。為達到該範圍且不損失靈敏度，循環前綴需為667微秒，從而將所發射符號周期擴充到745+667＝1412微秒。如果可接受更小的距離，則可允許使用更短的發射符號周期。當然，在接收並處理所述OFDM符號時，所述接收機在745微秒內對所接收信號進行積分。
在某些情況下，所述位置定位信令與通信信令進行分時。所以，需要這兩種傳輸類型(通信和位置定位)的數字命理學相當。然而，通常，對通信系統的範圍要求較低。例如，在前面的實例中，每個基本OFDM符號(不包括循環前綴)的周期為745μs，假定對通信目的使用55μs的循環前綴，從而產生800μs的發射符號周期。所述55μs前綴的長度可能不足以適應位置定位目的中各信標之間的差值延遲，儘管其長度對於通信目的已足夠大。這是由於如下事實對於通信目的，所述接收機僅需要與一臺發射機通信，而對於定位目的，所述接收機應能夠同時自三臺或更多臺發射機(信標)接收信號。在這種情況下，一種方法是增加循環前綴，從而使用於位置定位的傳輸等於兩個或更多個發射符號，例如在本實例中為1600μs。這將意味著循環前綴的持續時間為1600-745＝855μs，此允許處理從最高達256km的範圍發射的信號。然而，容易看出，無岐義範圍對應於0-745μs的延遲。μsμs由於所述信令波形每745μs重複一次，所以所述接收機可能不能區分在時間延遲d或d+745μs處接收的信號。通常，此種岐義可通過測量所接收的信號功率電平來分辨。當額外地延遲745μs時，通常會大大地減弱信號的接收功率，從而允許通過測量所接收的功率來進行岐義分辨。
在一替代實施例中，當將發射符號周期限制為800μs時，所述位置定位信號可從在所假定的5.5MHz通帶上相間的一由2048個載波信號形成的子集構造而成；因此，相鄰的頻調相間2.69kHz。這相當於基本循環周期為1/2.69kHz或372μs。在這種情況下，由於所假定的發射符號持續時間被限制為800μs，所以易知循環前綴的長度事實上為800-372＝428μs。這會提供最高達約128km的範圍。在這種情況下，可能導致372μs的延遲岐義。
在某些實施例中，不改變由調製數據模塊324所提供的頻率子集和偽隨機序列。在這些情況下，來自OFDM調製器330的OFDM符號輸出亦將保持相同。在這些情況下，正交信號產生器310、調製器320、調製數據模塊324和OFDM調製器330可使用一存儲並周期性地提供與位置定位信標120相關聯的同一OFDM符號的模塊來替換。
圖4是位置定位信令實施例的歸一化自相關曲線圖。其中顯示使用Q＝4096，M＝8及50Hz都卜勒頻移所產生的位置定位信號的性能。所述位置定位信號的每一者的RMS循環自相關旁瓣均比主瓣低(Q/M)-0.5倍。例如，如果Q＝4096且M＝8，則自相關旁瓣降低 或大約-27dB。
圖5是位置定位信令實施例中兩個不同的OFDM符號相對於頻率偏移的互相關的曲線圖。所述頻率偏移通常是由於與所述接收機的運動相關聯的都卜勒頻移引起的。圖5顯示針對兩種不同的位置定位信令配置所繪製的曲線。第一配置包括Q＝4096和M＝8，且第二配置包括Q＝2048和M＝8。當都卜勒頻移為零時，不同的多路復用位置定位信號的循環互相關實質上為零。當都卜勒頻移不為零時，所述互相關性能是由多種因素引起的。所述互相關抑制部分地由以下因素引起所述信號集合的最小頻率間隔，分配給不同頻率分量的嵌入式偽隨機二進位代碼，以及幹擾信號中僅一部分頻率通常處於距一給定位置定位信號的頻率一最小距離內(其中所述最小距離是載波間距)這一事實。
計算所述互相關抑制(單位為dB)的近似公式是10×log10(δf×Tf)-10log10(Q)+3，其中δf是都卜勒頻移或其他頻率偏移，Tf是信號間距(基本符號長度)的倒數，且Q如前文中所述是載波頻調的數量。注意，所述互相關抑制不取決於多路復用信號的數量(M)。這與自相關抑制相反—自相關抑制的旁瓣結構取決於信道的數量。如圖5中的曲線圖所示，在整個範圍上，理論值均處於測量值的1dB以內。測量值與理論值之間的差可能受逼近法的誤差所支配。
都卜勒對互相關性能的影響可通過僅利用可用載波的一半來產生位置定位信號而進一步減小。即使將各線的間隔擴展到兩倍，所述互相關性能的改善也相對很小。所述相間載波實施例可能會引起人們的興趣，因為其可經配置以通過包含更長持續時間的循環前綴、同時使所發射符號持續時間保持不變而允許具有大的差值延時。
圖5中的性質表明一種將有效的相關峰值與可能由大的都卜勒頻移所引起的寄生峰值區分開的方法。首先，應注意，有效峰值具有以20log10(sinc(δf×Tf))形式變化的相關峰值。
對於所涉及的大多數地面定位情況，該變化量可省略不計。例如，如果Tf＝372μs，則對於[-200Hz，200Hz]範圍內的差值都卜勒頻移，所述變化量小於0.1dB。為判定所接收的信號是否是有效的相關峰值或者是否是互相關峰值，接收機可在規定的最大範圍(比如[-200，+200Hz])內以頻率增量fi改變基準信號。如果相關峰值下降大於或等於某個預定的量(比如3dB)，則作為互相關來抑制所述峰值。例如，假如fi為50Hz，則所述增量組中的一者將導致寄生頻率線處於與測試信號相關聯的頻率線的零值的25Hz以內。從圖5可見，在Q＝2048的情況中，在偏移值為25Hz處的抑制量近似為-71.4dB。實際上，因而通過對接收機基準進行偏移，即使對於相對較大的都卜勒範圍[-200，+200]Hz，也可將都卜勒抑制量擴大到約-71.4+3＝-68.4dB。
訂立上述測試的另一種方式是僅僅對每個測試頻率進行所述互相關運算，然後在所述頻率範圍上在每個時滯處選擇最小的互相關大小。然後，可使用所得到的數據集合進行檢測運算。
通過遞增所述頻率基準來執行互相關的代價是需進行一組額外測試。在上述實例中，使用九個測試來覆蓋都卜勒跨度[-200，200]Hz。通常，如果僅偶爾需要進行位置定位，則處理負擔不會太大。在這種情況下，可由微處理器或數位訊號處理器(DSP)以離線方式進行處理。另外，所述處理可在頻率集合或候選信號集合上進行串行化，且從而使存儲可變成次要問題。加性噪聲的影響不會使上述測試無效，因為噪聲峰值的幅度通常在這些頻率範圍內幾乎不發生變化。原則上，除區分誤報警之外，本方法還可用於「清除」幹擾信號的影響，並顯示存在弱信號。
所述互相關區分測試應十分有效，因為在大多數感興趣的情況下，應最多只有一個極強的信號可能造成可檢測的互相關性。所述互相關問題主要與「近-遠」型問題相關聯，所述「近-遠」型問題應通常被限制為從一個強信標輻射出並可能為多個弱信號。對於大多數感興趣的情況，導致大多數串音情況的幹擾信號極強，例如高於任何檢測閾值50或60dB。通常，此種信號是易於檢測的。
由於大多數幹擾源的功率可能極強，所以此種信號的精確的都卜勒頻率也可使用多種方法加以測量，從而會減小上述區分測試的可實施範圍。例如，在進行初始檢測後，可在偏離該值的都卜勒頻率處(如在±1/(4Tf)處)檢查所述信號幅度。然後，可將這三個幅度用於二次內插過程，以精確地確定真實的都卜勒頻率。還可具有更佳的方法，代價是進行更多的計算。可看出，最佳頻率估算子的RMS值的下限受克拉默-拉奧(Cramer-Rao)界限限制122Tf12SNRout0.39TfSNRout]]>其中SNRout＝2E/N0，是在匹配濾波器的輸出端測量的輸出信噪比(E是Tf上的信號能量，且N0是雙邊噪聲密度)。
二次內插算法提供極好的性能。通過使用該過程，可產生最終的都卜勒估算值，對於SNRout等於60dB和40dB的情形，其RMS誤差分別為10.2Hz和1.1Hz。
因此，如果所述強信標信號的輸出SNR為60dB，則接收機可有可能將其都卜勒頻移估算到約1Hz的精度。因此，可不需要如上文中所述遍歷整個都卜勒頻帶。然而，有多種影響可能會限制此種精確的估算值，包括存在較小的具有不同都卜勒頻移的多路徑反射、存在其他幹擾信號、計算局限性以及其他因素。
圖6A-6C提供接收機600的實施例，接收機600可用於接收圖1和圖3中的位置定位信標120產生的位置定位信號。圖6A是位置定位接收機600的實施例的功能方框圖，位置定位接收機600經配置以使用相關器630來檢測廣播位置定位信號。位置定位接收機600可例如構建於移動臺內，例如圖1中的移動裝置110內。
位置定位接收機600包括天線602，天線602經配置以接收一個或多個頻帶內的一個或多個信號。例如，天線602可經配置以接收來自處於第一頻帶的位置定位信標120及處於第二頻帶的第二通信系統內的位置定位源的信號(例如來自圖1中所示的基站130a-130b的信號)。
天線602耦接至RF接收機610，RF接收機610可經配置以對所接收的無線信號進行放大、濾波和頻率變換為例如基帶信號。因為所述信標可將所述位置定位信號作為與其他通信時分多路復用的短脈衝串發射，所以RF接收機610可經配置以在分配給位置定位信號的時間期間接收信號。RF接收機610和後續電路630、632和640可同步至時間基準，所述時間基準亦被所述位置定位信標使用。RF接收機610的輸出可耦接連模擬-數字轉換器(ADC)620，模擬-數字轉換器(ADC)620經配置以將信號轉換為數字表示形式。ADC 620的輸出可耦接至緩衝存儲器或寄存器組624。存儲器624可經配置以存儲所接收的位置定位信號以供進一步處理。
接收機600可經配置以按上文中所述方式進行信號檢測、互相關抑制和都卜勒處理。存儲器624的輸出可耦接至相關器630。OFDM符號產生器632可耦接至相關器630的另一個輸入。OFDM符號產生器632可經配置以產生由所述位置定位信標所廣播的每一位置定位符號。另外，OFDM符號產生器632可經配置以產生所述位置定位信號的頻率偏移型式，以幫助進行互相關抑制和都卜勒頻移確定。在其中各個位置定位信號內所用的載波不變化且其中所述載波不使用隨時間變化的數據進行調製的情況下，OFDM符號產生器632可經配置以檢索先前產生的符號的副本，且不需要使用計算電路來產生每一相關性所用的符號。
相關器630可經配置以使所接收的信號與OFDM符號產生器632產生的符號相關。相關器630可經配置以使輸入數據與每個候選OFDM符號連續相關，或者其可同時執行所述相關運算，或者以其他方式同時執行相關函數。因為所述位置定位信標可以短脈衝方式發出所述位置定位信號，所以相關器630不需要實時執行所述相關函數，且可在所述位置定位信標不在廣播位置信令的時間期間執行所述相關函數。所述存儲器用於保存在本非實時相關過程中所使用的信號能量短脈衝串。
相關器630通常對一系列假定的到達時間(有時被稱為「時滯」)中的每一者的輸入信號執行相關運算。所得到的數字級數被稱為「樣本互相關函數」。因此，相關器630通常向後續電路提供每一候選OFDM符號以及可能許多假定的都卜勒頻率的樣本互相關函數。通常，相關器630的輸入為兩個數據流I數據流和Q數據流，其分別對應於同相信號分支和正交信號分支。在這種情況下，所述相關器通常產生樣本互相關函數，所述樣本互相關函數也包含I和Q數據流或分支。人們通常將這些I和Q數據流視為單個複數據流。通常，對該複數據流進行包絡檢波運算或大小平方運算，從而提供單個實數據流以對其進行後續運算(例如信號檢測)。
相關器630的輸出可耦接至位置確定模塊640。位置確定模塊640可經配置以執行位置定位運算的一部分，或可至少部分地根據相關器630的輸出執行整個位置定位運算。在一個實施例中，位置確定模塊640可經配置以通過執行三角測量到發端位置定位信標來確定接收機600的定位。在其他實施例中，位置確定模塊640可經配置以執行位置定位運算的一部分。例如，位置確定模塊640可經配置以確定對應於所接收位置定位信號中每一者的偽範圍。然後，位置確定模塊640可將所述偽範圍傳送給遠程處理器或伺服器，所述遠程處理器或伺服器經配置以確定接收機600的定位。位置確定模塊640可例如將所述偽範圍傳輸給作為通信系統內位置定位模塊(例如，圖1中的140)的一部分的伺服器，所述通信系統與用於產生所述位置定位信號的通信系統相分離。
圖6B中顯示接收機600的實施例的功能方框圖。接收機600包括耦接至RF接收機610的天線602，如在前一實施例中所述。RF接收機610的輸出可耦接至匹配濾波器模塊650。匹配濾波器模塊650的輸出可耦接至峰值檢測模塊652，峰值檢測模塊652經配置以判定所述匹配濾波器輸出的大小是否超過預定的閾值。峰值檢測模塊652的輸出可耦接至位置確定模塊640。所述匹配濾波器產生樣本互相關函數，所述樣本互相關函數在數學上等價於由相關器630提供的樣本互相關函數；然而，如在所述領域內眾所周知，其通過濾波方法執行該功能。
匹配濾波器模塊650可包括一個或多個經配置以檢測位置定位信號的匹配濾波器。在一個實施例中，並行配置多個匹配濾波器，其中所述匹配濾波器的每一者均調諧至一具體位置定位符號或所述位置定位符號的都卜勒頻移型式。所述匹配濾波器的脈衝響應是所述位置定位符號的時間反轉共軛型式。在另一個實施例中，匹配濾波器模塊650包括至少一個可重配置的濾波器。所述可重配置的濾波器被連續調諧，以與所述位置定位符號或都卜勒頻移符號中的一者匹配。所接收的信號然後被提供給所述可重配置的濾波器。匹配濾波器模塊650也可包括固定濾波器和可重配置濾波器的組合。
在上述一個實施例中，所接收的數據由長度為372微秒的數據塊及每0.86秒發射一次的未知載波相位組成。最佳檢測方法—假定AWGN並省略多路徑效應—是使所述信號通過匹配濾波器模塊650、計算所述信號的大小並使用峰值檢測模塊652查找高於閾值的峰值。所述閾值可根據規定的誤報警率加以設定。如果接收機600經配置以搜索多於八種不同的信號類型，且Q/M＝256(Q＝2048，M＝8)，則有2048種獨立的假定。可能需要達到每小時(3600秒)不超過一次誤報警的誤報警率。該誤報警率變換為每種假定的誤報警率大約為0.86/(2048×3600)≈10-7。
對於閾值k，所述誤報警率約為exp(-T2/PN)，其中PN是處理後的帶寬(匹配濾波器後的I和Q方差的平方和的平均值)中的噪聲功率。這意味著所述閾值應設定為約12dB。為進一步減少誤報警，接收機600可能需要對連續的傳輸和所述最大預期都卜勒進行至少兩次連續的檢測。
圖6C是接收機600的另一個實施例。接收機600實施FFT技術來檢測所述位置定位符號。事實上，所述FFT方法是構建匹配濾波器的有效方式。信號處理器可經配置以執行FFT方法來根據所假定的基準選擇各頻譜分量並適當地對其進行加權。然後通過逆變換產生匹配的濾波數據。該方法的一個特點是可採用對所接收數據的單次正向變換。需要進行多次逆變換，對所要測試的每一基準信號進行一次。也可使用額外的逆變換來檢測都卜勒頻移符號。
圖6C中的接收機600實施例可包括耦接至RF接收機610的天線602。RF接收機610的輸出可耦接至ADC 620，ADC 620可經配置以將所接收的信號轉換為數字表示形式。ADC 620的輸出可耦接至FFT模塊660，FFT模塊660經配置以對所接收的信號進行正向FFT。FFT模塊660可經配置以例如執行在信標處產生位置定位符號時所用的運算的逆運算。例如，FFT模塊660可經配置以執行FFT，所述FFT具有對應於正交載波總數量(Q)的頻段數量。
FFT模塊660的輸出可耦接至調製器(或乘法器)670。調製數據模塊672可向調製器670提供二進位(或其他)序列。所述二進位序列通常與用於在所述位置定位信號信標中調製載波的二進位序列相同。假如所述初始位置定位信標使用更複雜的序列，則所述調製器將通常提供一數列，所述數列是原始復序列的復共軛。注意，該數列使用載頻號而不是時間標記進行標記。
調製器670可與調製數據模塊672同步，以將所假定的基準應用於正向FFT模塊660的結果。例如，調製器670可經配置以對FFT模塊660的輸出進行加權，以與一具體位置定位符號的權重相匹配。調製數據模塊672可同樣經配置以提供與同一位置定位符號相關聯的二進位(或其他)序列。調製器670和調製數據模塊672可經配置以對與所述位置定位符號中的每一者相對應的假定重複所述過程。
如果在所述位置定位信標中使用相位調製來調製數據，則調製器670有效地運行來移除所述載波子集上的相位調製，以產生未調製載波的子集。如果最初使用二進位相移鍵控，則所述相位移除與進行180度反相的級數相同。如果使用更高階相移，則應用於各載波的相移僅僅是應用於發端載波的相移的負數。如果使用調相和調幅(例如QAM)，則所述調幅與所述發端序列中的調幅相同，但所述相位同樣是所述發端序列中的相移的負數。
調製器670的輸出耦接至逆FFT(IFFT)模塊680。IFFT模塊680可對所變換的接收信號進行IFFT運算。IFFT模塊680通常與FFT模塊660具有相同的數量級。當所述假定與所接收的位置定位信號匹配時，IFFT模塊680的輸出可產生相關峰值。亦即，峰值的存在指示所述OFDM符號假定與都卜勒假定是有效的(或至少近似正確)。另外，所述峰值相對於所述數據級數的開頭的定位指示來自對應信標的信號的相對到達時間。通常，所述IFFT模塊將對經逆變換的數據級數進行大小或大小-平方運算，且正是該經處理的數據通常用於峰值搜索和檢測操作。
峰值檢測模塊690的輸出可耦接至位置定位模塊640。因此，作為對如圖6A和6B中所示實施例一樣實施直接基於時域的相關的替代方法，接收機600可利用頻域方法、使用FFT模塊660、調製器670、IFFT模塊680和峰值檢測模塊690的組合使所接收的信號與所述位置定位符號相關。
為使接收機600支持同時處理來自數公裡直到120公裡範圍的位置定位信標信號，接收機600通常需要約55kB的動態範圍。也就是說，信號應可檢測並遠高於量化噪聲效果。如果接收機600需要輸出SNR至少為15dB，則所述相關處理之後的量化噪聲最低值應低於最大相關峰值約70dB。在上述實施例中，所述相關過程的積分時間設定為372μs。有效處理增益等於頻調總數量或2048，其對應於約33.1dB。這意味著在所述相關過程之前的信號-量化噪聲比約為70-33.1＝36.9dB。這可對應於所需的ADC性能。所需的性能取決於ADC的採樣率及ADC的類型。
如果所述ADC是快閃ADC且如果在所述ADC之前提供的濾波實質上是磚牆型濾波器，將發生最壞的情況。在這種情況下，所述ADC與相關運算之間的濾波不會改善所述SNR。q位ADC具有約2q個級。根據編碼情況而定，其可能為2q-1或2q。假定RMS輸入信號電平被設定為低於所述峰值ADC輸出12dB。這相當於RMS為1/4×(2q/2)＝2q-3，假定量化步長為1。由於因步長大小為1的理想量化器的RMS量化噪聲為 因而所述RMS信號-量化噪聲是 此顯示於下表中
從上表可見，為使信號-量化噪聲達到36.9dB，接收機600需要具有一8位ADC。然而，在某些情況下，如果例如ADC採樣率稍微過採樣且所述量化噪聲延伸出信號通帶之外，則可放寬該要求，如上文中所述。然後，數字濾波可提高有效信號強度。對於∑-Δ轉換器而言尤其如此，在∑-Δ轉換器中，大部分量化噪聲位於由所述採樣率的一半所界定的通帶的上端。
如果由圖6A、6B或6C中所述的任一方法處理許多OFDM符號且所述結果在執行所述峰值檢測之前進行組合，則對ADC量化精度的上述要求也可放寬。所述組合可在大小(或大小-平方)運算之前(相干積分)，或者在大小(或大小-平方)運算之後(非相干積分)進行，這取決於在被處理的OFDM符號之間是否可維持連續的載波相位。如果使用相干積分，則信號-量化噪聲的改善與所組合的OFDM符號的數量成比例。例如，如果組合四個符號，則改善量為6dB，由此將ADC量化精度減小1位。如果使用非相干積分，則所述改善量小於線性。例如，當需要輸出SNR為12位時，如果組合四個符號，則所述改善量約為5.1dB(假定誤報警率為10-7)。因此，對於這種情況，必須使用非相干積分來組合大約5個符號，以將ADC量化精度減小1位。
如前文中所述，所述位置定位運算可與通信功能進行時分多路復用。具體而言，所述通信功能性可為採用OFDM型調製的功能性。通信接收機解調OFDM數據流時通常執行正向FFT，如圖6C中所示。然而，所述通信接收機通常將隨後通過對由來自660的數據所提供的每一載波中所存在的數據進行解調，在頻域內處理這些載波中的每一載波。這與位置定位處理相反，在位置定位處理中，來自660的數據在經過670的調製功能處理後，將經歷逆變換，以提供時域內的數據。儘管如此，所述通信接收機可共享610、620和660內的處理級，以實施極有效的組合式通信和位置定位系統。
圖7是一種產生位置定位信號的方法700的實施例的流程圖。方法700可由圖1和圖3中的位置定位信標120a-120n執行。
位置定位信標處理可從方塊710開始，方塊710產生頻率交錯的OFDM位置定位信號。所述位置定位信標可產生一個或多個頻率交錯的OFDM信號，儘管通常所述定位信標僅分配到其中一個信號。
所述位置定位信標繼續進行到方塊720並對所產生的信號施加冗餘度。μ如前文中其中一個實施例所述，所述位置定位信標可產生長度為372μs的(基本)符號，但可重複所述信號以產生長度為744μs的信號。此充當循環前綴(或後綴)，且允許接收機處理在距信標很遠距離處所接收的信號，而不會由於來自附近信標的串音而損失靈敏度。當然，也可僅用短得多或長得多的循環前綴，這取決於需適應的地理範圍設定。
在施加所述循環前綴後，所述位置定位信標繼續進行到方塊730且將所述位置定位信號同步至時間基準。如前文中所述，所述位置定位信標應進行同步，以使由於定時誤差而產生的位置誤差最小化。所述位置定位信標可同步至外部定時基準，例如GPS時間或某種其他時間基準。所述位置定位信標定時應相對於其他位置定位信標固定，且應精確到100ns以內，較佳精確到50ns以內。
當所述位置定位信標同步至時間基準後，所述位置定位信標可繼續進行到方塊740，並相對於所述時間基準在預定時刻傳輸所述位置定位信號。然後，所述位置定位信標可返回方法700的方塊710，以重複所述過程。
在某些情況下，方塊730中同步至時間基準的操作與方塊710和720中的操作同時進行，尤其當使用定製硬體實時地實施710和720時。如果相反，710和720在軟體中實施，例如，通過預先計算一供此後傳輸的數據樣本集合，則該數據與時間基準的同步將在需要進行此種傳輸且同步功能730的定位合適時進行。
圖8是一種產生頻率交錯的OFDM位置定位信號的方法710的實施例的流程圖。方法710可形成圖7中的信令流程圖的一部分，且可在位置定位信標(例如圖3中所示的位置定位信標)中實施。
方法710開始於方塊810，在方塊810中，所述位置定位信標產生大體上跨越一信道帶寬的多(Q)個正交載波。如前文中所述，較寬的信道帶寬便於在接收機內產生尖銳的相關峰值且能夠增大時間解析度。在一個實施例中，所述信道帶寬可大約為5.5MHz寬。上述實施例已包括Q＝4096和Q＝2048，儘管正交載波的數量不限於2的冪。
在產生這Q個正交載波後，所述位置定位信標繼續進行到步驟820，並選擇所述正交載波的一子集(Q/M)。在一個實施例中，所述子集內的載波在整個信道帶寬上均勻分布。在另一個實施例中，所述子集內的載波隨機或偽隨機地分布。通常，將每個子集內的載波的數量選擇為同一數量(即對於M個子集，為Q/M)。然而，可以且在某些情況下希望使所述M個子集內的載波數量不同。在這種情況下，載波的數量可大於或小於Q/M，但所述子集中的每一者應不相交，以維持正交性，且所有子集內的載波數量之和應為Q或接近Q。在某些情況下，某些載波(尤其是處於頻帶低端及/或高端的載波)可保留不用，以提供防護頻帶來使對相鄰信號的幹擾最小化。在某些情況下，某些載波可用於其他目的(例如同步)，且因此不可用於位置定位目的。
使所述子集中的每一者具有與其他子集互斥的載波可較為有利。所述頻率子集中的一者可分配給所述位置定位系統中的每一位置定位信標。當信標的數量多於不同的載波子集數量時，所述系統可實施重新使用計劃，以使來自具有類似頻率子集分配的位置定位信標的潛在幹擾最小化。具體而言，使編號為M+1的信標利用與上述M個不同子集中的任何子集不同的頻率子集可能較為有利。因此，儘管來自該額外信標的OFDM符號將與對應於所述M個子集中一者或多者的OFDM符號具有某種程度的相關性，但此種相關性可能比較低。
在所述位置定位信標選擇或以其他方式分配到一載波子集後，所述位置定位信標繼續進行到步驟830，並調製所述載波子集。在一個實施例中，將偽隨機碼(例如長度為Q/M的黃金代碼)用作數據序列，以對載波進行BPSK(或者以其他方式，例如QAM)調製。也就是說，根據此一數據序列的元素來修改每個載波的相位及/或幅度。所述偽隨機調製數據可固定或可隨時間變化。通常，將分配給不同子集的調製數據序列選擇為不同。這些不同的數據序列通常選擇成具有良好的互相關性。
在調製所述載波子集後，所述位置定位信標繼續進行到步驟840。在步驟840中，所述位置定位模塊產生對應於交錯且經調製載波的頻率交錯的OFDM符號。例如，所述位置定位信標可使用IFFT模塊和並行-串行轉換器來產生所述OFDM符號。
在對圖8的上述說明中，應注意，操作810至830可被視為簡單地構造一包含Q個複數的數列，其中每個載波頻率一個數。在這種情況下，操作810隻是構造一包含Q個數字的數組，所述Q個數字中的每一者均可初始化為數值0。820中的操作是選擇對應於載波子集的所述數組的索引，且步驟830是將相位和幅度或複數分配給所述數組的每一元素。然後，可在該數組的開頭或結尾附加額外的零值樣本，以創建具有所需長度(例如，2048、4096或2的其他次冪)的數組，並然後可使用逆EFT(或數學上等價)的運算對所述數組進行運算，以便在步驟840中產生OFDM符號。
圖9是一種使用頻率交錯的OFDM符號的位置定位方法900的實施例的流程圖。方法900可例如在圖6A-6C中所示的接收機600的實施例中執行。
方法900開始於方塊910，在方塊910中，所述接收機接收位置定位信號。所述接收機可同步至使各信標同步所用的同一時間基準。因此，所述接收機僅需要在一預定的時間周期內調諧到並監視位置定位信號。所述位置定位信號的持續時間和佔空度可僅為所述接收機處於活動狀態的時間的一部分，以使所耗費的能量及為支持位置定位所需的處理最小化。當所述位置定位操作是與其他操作(例如通信信號處理)進行時分多路復用時，尤其如此。
在接收到所述位置定位信號後，所述接收機繼續進行到步驟920，並確定所接收的位置定位信號內所存在的所接收的位置定位符號。所述確定可為初步確定，因為某些符號可能作為互相關結果而被抑制。
在920中，所述接收機可例如將所接收的信號與存儲或產生於所述接收機內的一個或多個基準符號相關。在另一個實施例中，所述接收機可使所接收的信號穿過對應於所述位置定位符號的一個或多個匹配濾波器。在再一實施例中，所述接收機可在FFT中將所述信號變換至頻域，移除所述載波上的調製並在IFFT中變換所述信號，以確定是否存在具體位置定位符號。如前文中所述，當作為組合式通信系統/位置定位系統的一部分使用正向FFT處理時，所述FFT方法尤其有效。當然，所述接收機可使用某種其他實施例來確定是否存在位置定位符號。
在確定存在位置定位符號後，所述接收機繼續進行到方塊930，且可使用例如二次內插來確定所接收信號的都卜勒頻移，通過對都卜勒估算值應用多項式校正，可對所述二次內插進行進一步校正。在確定都卜勒頻移後，所述接收機可繼續進行到方塊940，並抑制互相關結果。
在一個實施例中，所述接收機將頻率基準在標稱頻率以上和以下偏移預定的量。所述接收機可針對經頻移的基準重複所述符號確定。所述接收機可將使相關峰值下降某預定量(如例3dB或更大)的符號作為互相關結果進行抑制。
在抑制被確定為互相關結果的符號後，所述接收機可繼續進行至方塊950，並可確定與所述位置定位信標相對應的有效的所接收頻率交錯OFDM符號。這些符號基本是通過操作920確定的符號減去在940中抑制的符號。在某些情況下，執行某些額外的抑制。例如，如前文中所述，由於使用長的循環前綴，所以可能存在時間歧義性。這可導致OFDM符號看起來是在兩個或更多個不同的時刻(相間發射符號周期)接收到。可使用諸如接收功率水平等標準進行此種額外的抑制。
然後，所述接收機可繼續進行到方塊960並確定對應於每一所接收OFDM符號的到達時間或偽距離。所述接收機可能知道所述符號發射的時間。所述接收機可確定信號延遲—帶有因其本地時鐘內所存在的任何誤差而導致的偏差，並從而確定距每一發射信標的偽距離。
所述接收機然後可繼續進行到方塊970並至少部分地根據所述偽距離確定其位置。所述接收機可獨立地確定其位置，或者可將所述偽距離傳輸到位置定位模塊，由所述位置定位模塊確定所述接收機的定位。
在一個實施例中，所述接收機通過開銷數據信道接收所述位置定位信標的地理及其他定位信息。然後，所述接收機能夠根據所述信標位置和相應的偽距離確定其位置。在另一個實施例中，所述接收機將所述偽距離傳輸至位置定位模塊，例如作為蜂窩式電話位置定位系統的一部分的位置定位伺服器。所述接收機可使用作為容納所述接收機的模塊裝置一部分的無線發射機來傳輸所述信息。
儘管圖7-9中的流程圖顯示特定的步驟順序，但所述方法並不限於圖7-9中所示的步驟或順序。可對所述方法增加額外的步驟或過程，或者可在現有過程步驟之間增加額外的步驟或過程。另外，可從所述方法中省略某些步驟或過程流程。例如，圖7所顯示的方法700中可省略冗餘度。作為另一個實例，圖9所示的方法900中可省略互相關抑制步驟。
本發明已揭示了一種位置定位系統、位置定位信令、位置定位信標和接收機。另外，本發明還揭示了位置定位方法。頻率交錯的OFDM位置定位信號可從大體上跨越一信道帶寬的一正交載波集合產生。所述位置定位信號可通過選擇一載波子集來產生。所述載波子集中的每一載波可根據調製數據序列中的一個元素加以調製。所述調製數據序列可為偽隨機序列(例如黃金代碼序列)，且所述載波可使用數據進行BPSK調製或使用更高階調製(例如QAM)進行調製。在後一種情況下，調製數據序列中的元素具有比二進位更高的高階量化。例如，所述調製序列可包含一組被量化為3個、4個或更多個位的元素。然後，可將已調製載波子集變換為OFDM符號，所述OFDM符號通常被周期性地發射。多個位置定位信標可同步，以在大體上同一時刻發射各頻率交錯的OFDM符號。通過將各頻率子集分配給不同的不相交信標且將不同信標的調製數據序列設計為具有良好的互相關特性，會獲得改進的幹擾抑制。
接收機可從一個或多個位置定位信標接收頻率交錯的OFDM符號，並可確定哪些符號被接收到。然後，所述接收機可部分地根據所接收的符號來確定偽距離。然後，所述接收機可根據所述偽距離來確定定位。
可進行多種修改。例如，如前文中所述，在某些情況下，不同的信標可使用不同的載波子集，但所述子集可具有一些共用的載波，而不是完全不相交。這將導致在不同信標所提供的OFDM符號之間存在某種相關性，但是，如果共用載波的數量很小，則此種相關性可最小化。
先前的論述著重於其中多個位置定位信標以時間同步的方式發射信息的情況。在一替代實施例中，只要可確定信標發射信號的時間，所述信標便需要進行時間同步。這可通過使用移動或固定監視設備來進行，所述設備可對從這些信標發射的信號進行時間標記。例如，包含GPS接收機的蜂窩式電話設備(移動的或固定的)通常可精確地確定這些接收機處的日時，且因此，如果其緊靠信標，則可提供對這些傳輸的時間標記。然後，可將所述信標傳輸的相對定時發送給根據所述信標傳輸進行三角測量的接收機，或者發送給參與位置定位的與該接收機一起工作的伺服器。如果所述信標沒有進行時間同步，則有可能會在其符號發射之間喪失一定的正交性。然而，如果將所發射的符號重複若干次，則可避免上述問題，從而消除使這些傳輸精確同步的必要性。
上文中的說明旨在使所屬領域的技術人員均能夠製作或利用本發明。所屬領域的技術人員易知對所揭示實施例的各種修改，且本文所界定的一般原理可應用於其他實施例。因此，本發明並非旨在局限於本文中所述的實施例。
權利要求
1.一種發射位置定位信號的方法，所述方法包括界定多(Q)個正交頻率，其中所述Q個正交頻率中的每一者彼此隔離一固定頻率間距(w)的倍數；從所述多個正交頻率中選擇第一正交頻率子集；產生第一正交頻分多路復用(OFDM)符號，其是基於所述第一正交頻率子集並與第二OFDM符號大體上正交，所述第二OFDM符號是自所述多個正交頻率中的第二正交頻率子集所產生；及從第一地理定位發射包含所述第一OFDM符號的位置定位信號，所述第一地理定位不同於發射所述第二OFDM符號的第二地理定位。
2.如權利要求1所述的方法，其中界定所述多個正交頻率包括界定多個均勻相間的正交頻率。
3.如權利要求1所述的方法，其中界定所述多個正交頻率包括界定大體上跨越整個信道帶寬的所述多個正交頻率。
4.如權利要求1所述的方法，其中界定所述多個正交頻率包括界定跨越大體上5.5MHz的所述多個正交頻率。
5.如權利要求1所述的方法，其中選擇所述第一正交頻率子集包括從所述多個正交頻率中選擇一均勻相間的正交頻率子集。
6.如權利要求1所述的方法，其中選擇所述第一正交頻率子集包括從所述多個正交頻率中選擇一隨機相間的正交頻率子集。
7.如權利要求1所述的方法，其中選擇所述第一正交頻率子集包括從所述多個正交頻率中選擇一偽隨機相間的正交頻率子集。
8.如權利要求1所述的方法，其中選擇所述第一正交頻率子集包括界定多(M)個不同的位置定位信號；及從所述多個正交頻率中選擇Q/M個正交頻率。
9.如權利要求1所述的方法，其進一步包括調製所述第一正交頻率子集中的每個頻率。
10.如權利要求1所述的方法，其進一步包括產生二進位數據序列；及部分地根據所述二進位序列來調製所述第一正交頻率子集中的每個頻率。
11.如權利要求10所述的方法，其中產生所述二進位序列包括產生偽隨機二進位序列。
12.如權利要求10所述的方法，其中產生所述二進位序列包括產生偽隨機二進位序列，所述偽隨機二進位序列為一種選自包括如下類型的群組中的類型最大長度二進位序列，巴克代碼(Barker code)，黃金代碼(Gold code)，和沃爾什代碼(Walshcode)。
13.如權利要求10所述的方法，其中調製所述正交頻率子集中的每個頻率包括對所述正交頻率子集中的每個頻率進行相位調製。
14.如權利要求1所述的方法，其進一步包括產生非二進位信號；及部分地根據所述非二進位信號來調製所述第一正交頻率子集中的每個頻率。
15.如權利要求14所述的方法，其中調製每個頻率包括調製如下中的一者相位，幅度，或相位和幅度的組合。
16.如權利要求14所述的方法，其中所述非二進位信號在至少為1/w的周期內包含恆定信號。
17.如權利要求1所述的方法，其中發射包含所述第一OFDM符號的所述信號包括發射與第一外部事件時間同步的第一信號。
18.如權利要求17所述的方法，其中發射包含所述第二OFDM符號的所述信號包括發射與第二外部事件時間同步的第二信號。
19.如權利要求1所述的方法，其中產生所述第一OFDM符號包括使用傅立葉逆變換將所述第一正交頻率子集變換為時域信號。
20.如權利要求1所述的方法，其中產生所述第一OFDM符號包括使用Q點逆FFT將所述第一正交頻率子集變換為時域信號。
21.如權利要求1所述的方法，其中發射包含所述第一OFDM符號的所述信號包括無線發射包含所述第一OFDM符號的電磁信號。
22.如權利要求1所述的方法，其中發射包含所述第一OFDM符號的所述信號包括周期性地發射所述OFDM符號。
23.如權利要求1所述的方法，其中發射包含所述第一OFDM符號的所述信號包括使用電視廣播發射機周期性地發射包含所述第一OFDM符號的所述信號。
24.如權利要求1所述的方法，其中所述第一OFDM符號的持續時間大體上等於1/w。
25.如權利要求1所述的方法，其中所述第一OFDM符號的持續時間被擴充到大於1/w。
26.一種發射位置定位信號的方法，所述方法包括界定多(Q)個正交頻率；界定若干(M)個不同的位置定位信號；從所述多個正交頻率中產生M個不相交的正交頻率子集；產生對應於所述M個子集中至少兩者的至少兩個正交頻分多路復用(OFDM)符號；及周期性地從第一地理定位通過無線通信信道發射所述至少兩個OFDM符號中的一者，所述第一地理定位不同於發射所述至少兩個OFDM符號中第二者的第二地理定位。
27.如權利要求26所述的方法，其中產生M個不相交的正交頻率子集包括從所述多個正交頻率中產生M個具有Q/M個互斥正交頻率的子集。
28.如權利要求26所述的方法，其進一步包括使用偽隨機二進位序列對所述M個不相交的正交頻率子集中的至少一者進行相移鍵控調製。
29.一種發射位置定位信號的方法，所述方法包括從第一正交頻率子集產生第一頻率交錯正交頻分多路復用(OFDM)信號；將所述第一頻率交錯OFDM信號與時間基準同步；從與所述第一子集不相交的正交頻率子集產生第二頻率交錯OFDM信號；將所述第二頻率交錯OFDM信號與所述時間基準同步；及從兩個不同的地理定位無線發射所述第一和所述第二頻率交錯OFDM信號。
30.一種位置定位信號產生設備，所述設備包括產生裝置，其用於從多(Q)個正交頻率中產生總共M個正交頻率子集中的至少兩者；產生裝置，其用於產生至少兩個正交頻分多路復用(OFDM)符號，所述符號中的每一者均由所述M個子集中不同的子集構造而成；發射裝置，其用於通過第一無線通信鏈路周期性地發射所述OFDM符號中的一者；及發射裝置，其用於通過第二無線通信鏈路周期性地發射所述OFDM符號中的第二者。
31.一種位置定位信號產生設備，所述設備包括產生裝置，其用於從一正交頻率子集中產生至少兩個頻率交錯正交頻分多路復用(OFDM)信號；同步裝置，其用於將所述頻率交錯OFDM信號中的每一者與時間基準同步；及發射裝置，其用於從兩個不同地理定位中的每一者同時發射所述頻率交錯OFDM信號中的每一者。
32.一種位置定位信號產生設備，所述設備包括正交信號產生器，其經配置以產生一由Q個正交頻率載波形成的較大集合中的至少一正交載波子集；調製數據模塊，其經配置以產生偽隨機數據序列；調製器，其耦接至所述調製數據模塊，並經配置以部分地根據偽隨機數據序列來調製所述正交載波子集；正交頻分多路復用(OFDM)調製器，其具有耦接至所述正交信號產生器的輸入，且經配置以部分地根據所述正交載波子集來產生第一OFDM符號；及發射機，其耦接至所述OFDM調製器，且經配置以從第一地理定位無線發射所述第一OFDM符號，所述第一地理定位不同於發射與所述第一OFDM符號正交的第二OFDM符號的第二地理定位。
33.如權利要求32所述的設備，其中所述偽隨機數據序列包括選自包含如下代碼的群組的代碼黃金代碼(Gold code)，巴克代碼(Barker code)，最大長度代碼，和沃爾什代碼(Walsh code)。
34.如權利要求32所述的設備，其中所述偽隨機數據序列包括長度等於所述正交頻率子集內的載波數量的序列。
35.如權利要求32所述的設備，其中所述調製器經配置以部分地根據所述偽隨機數據序列對所述正交載波子集中的載波的每一者實施調製，其中所述調製是通過如下調製中的一種來進行相位調製，幅度調製，或組合式相位及幅度調製。
36.如權利要求32所述的設備，其中所述調製器經配置以根據所述二進位序列中的對應位的值來對所述正交載波子集中的載波的每一者進行二進位相移鍵控(BPSK)調製。
37.如權利要求32所述的設備，其中所述OFDM調製器包括快速傅立葉逆變換(IFFT)模塊，其經配置以對大小至少為Q的所述正交載波子集實施IFFT；及並行-串行轉換器，其耦接至所述IFFT模塊的輸出，並經配置以從所述IFFT模塊的輸出產生串行輸出。
38.如權利要求32所述的設備，其中所述正交信號產生器經配置以通過產生Q/M個正交載波而產生M個正交載波子集中的一者。
39.如權利要求38所述的設備，其中所述Q/M個正交載波包括均勻相間的正交載波。
40.如權利要求38所述的設備，其中所述Q/M個正交載波包括偽隨機相間的正交載波。
41.一種位置定位方法，所述方法包括接收正交頻分多路復用(OFDM)信號；對所述所接收的OFDM信號與基準信號進行互相關運算；通過所述互相關運算確定所接收的OFDM符號的存在；及至少部分地根據所述OFDM符號來確定定位。
42.如權利要求41所述的方法，其進一步包括確定所述OFDM符號的都卜勒(Doppler)頻移。
43.如權利要求42所述的方法，其中確定所述都卜勒頻移包括假定多個都卜勒頻移；響應於所述假定的都卜勒頻移中的每一者確定所述所接收的OFDM符號的對應強度；及對所述對應的強度進行內插運算。
44.如權利要求41所述的方法，其進一步包括通過假定多個都卜勒頻移來抑制所述所接收的OFDM信號內的偽互相關結果；響應於所述假定的都卜勒頻移來確定所述互相關的相應強度；及檢查所述強度的變化。
45.如權利要求44所述的方法，其中抑制互相關結果包括如果所述強度的變化相差大於預定的閾值，則抑制所述OFDM符號。
46.如權利要求41所述的方法，其中接收所述OFDM信號包括接收頻率交錯OFDM符號，所述頻率交錯OFDM符號是從大體上跨越廣播頻帶的信道帶寬的正交頻率子集所產生。
47.如權利要求41所述的方法，其中接收所述OFDM信號包括接收M個頻率交錯OFDM符號中的至少一者，所述M個頻率交錯OFDM符號中的每一者包括來自一由Q個正交頻率形成的集合的由Q/M個頻率形成的子集。
48.如權利要求41所述的方法，其中接收所述OFDM信號包括自電視廣播發射機接收頻率交錯OFDM符號。
49.如權利要求41所述的方法，其中確定所述定位包括根據所述互相關運算來確定偽距離；及部分地根據所述偽距離來確定所述定位。
50.如權利要求49所述的方法，其中確定所述定位進一步包括將所述偽距離發射至不同於發射所述OFDM信號的系統的實體。
51.如權利要求41所述的方法，其中實施所述互相關包括實施匹配濾波器運算或FFT運算中的一者。
52.一種經配置以進行位置定位的移動裝置，所述裝置包括接收裝置，其用於接收正交頻分多路復用(OFDM)信號；互相關裝置，其用於使所述OFDM信號的至少一部分與預定數量的OFDM符號中的一者互相關；及確定裝置，其用於至少部分地根據所述互相關運算的結果來確定定位。
53.一種經配置以進行位置定位的移動裝置，所述裝置包括接收機，其經配置以接收正交頻分多路復用(OFDM)信號；相關器，其經配置以使所述所接收的OFDM信號與多個頻率交錯OFDM符號相關；及位置定位模塊，其經配置以如果至少一個頻率交錯OFDM符號與所述所接收的OFDM信號的相關性大於預定的相關性閾值，則部分地根據所述相關器的輸出來確定定位。
54.如權利要求53所述的裝置，其中所述相關器包括匹配濾波器模塊，其經配置以為每個OFDM符號提供匹配濾波器響應；及峰值檢測模塊，其耦接至所述匹配濾波器模塊的輸出。
55.如權利要求53所述的裝置，其中所述相關器包括快速傅立葉變換(FFT)模塊，其經配置以將所述所接收的OFDM信號變換為頻域信號；調製器，其經配置以調製所述頻域信號；IFFT模塊，其經配置以將所述調製器的輸出變換為時域信號；及峰值檢測模塊，其耦接至所述IFFT的輸出，從而形成對所述相關性水平的指示。
全文摘要
本發明揭示位置定位信令系統、設備和方法。各位置定位信標可分別經配置以發射大體上跨越完整信道帶寬的一頻率交錯的正交頻率子集。所述正交頻率可偽隨機或均勻地相間，且可為每個信標分配相等數量的正交頻率。分配有互斥頻率子集的相鄰信標可使用預定數據序列中的元素進行調製。移動裝置可接收一個或多個信標信號，並使用位置定位算法來確定位置，所述位置定位算法部分地根據所述信標信號的到達時間來確定位置。在移動裝置可接收三個或更多個信標信號時，所述移動裝置可根據例如到達時間差通過三角測量到所述信標位置來實施位置定位。
文檔編號G01S5/10GK101048994SQ200580036788
公開日2007年10月3日 申請日期2005年9月7日 優先權日2004年9月7日
發明者諾曼·F·克拉斯納 申請人:高通股份有限公司