數字調製信號接收裝置及其接收方法
2023-04-26 08:57:51 1
專利名稱：數字調製信號接收裝置及其接收方法
技術領域：
本發明涉及接收符號間幹擾或載波間幹擾的降低顯著的多載波調製信號的數字調製信號接收裝置及其接收方法。
背景技術：
近年來，正在開發聲音信號和影像信號的傳送中的數字調製方法。特別地多載波調製方法關注於由於能夠延長符號(symbol)期間長度所以對於多路徑幹擾強的特性，正在研究正交頻分多路復用調製(OFDMOrthogonal Frequency Division Multiplexing)方法及其派生的調製方法。
作為使用了OFDM的例子，可以列舉地上數字廣播。在歐洲或國內的地上數字廣播中，採用了被評價為具有對多路徑幹擾強或頻率利用效率高等特徵的OFDM。OFDM是通過傳送相互正交的許多載波的數字數據進行調製，對這些調製波進行多路復用傳送的方法。如果所使用的載波的數量多至數百到數千，則一個符號的寬度變得極長，因此具有難以受到多路徑幹擾的影響的特徵。進而將有效符號後部的信號的複製作為隔離間隔(guard interval)信號附加到有效符號之前，構成傳送符號，由此對於導頻間隔長度以下的延遲時間的多路徑能夠無視幹擾的影響。但是，在存在超過導頻期間長度的延遲時間的多路徑幹擾的情況下，產生符號間幹擾和載波間幹擾，接收性能惡化。具有這樣長度的延遲時間的多路徑幹擾在實施SFN(Single Frequency Network單一頻率網絡)時會有很大問題。
作為改善該問題的方法，可以考慮以下的方法通過使用適應均衡濾波器推測傳送路徑應答，控制適應均衡濾波器的濾波係數使得消除多路徑成分，從而消除多路徑幹擾(例如特開平11-298434號公報、特開2001-292120號公報)。但是，在上述現有的方法中，如果由於噪聲或傳送路徑應答的時間變動而在傳送路徑應答的推測中有推測誤差，則無法完全除去幹擾成分，或新附加了具有延遲波的延遲時間的整數倍的延遲時間的多路徑幹擾，有使接收性能大幅度惡化的問題。
發明內容
本發明提供一種能夠降低符號間幹擾或載波間幹擾並且能夠改善接收性能的數字調製信號接收裝置及其接收方法。
第一方面是一種數字調製信號接收裝置，它接收多載波調製信號，通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，具備對上述接收信號進行傅立葉變換的傅立葉變換器；設置在上述傅立葉變換器的前級，降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的幹擾除去電路。
第二方面是一種數字調製信號接收裝置，它接收多載波調製信號，通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，具備對上述接收信號進行傅立葉變換的傅立葉變換器；設置在上述傅立葉變換器的前級，降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的幹擾除去電路，其中，該幹擾除去電路在每次傅立葉變換的期間，只在包含受到符號間幹擾或載波間幹擾的期間的適當期間，根據上述接收信號的傳送路徑應答對從上述接收信號生成的幹擾除去成分進行合成，在除此以外的期間原樣地輸出接收信號。
第三方面是一種數字調製信號接收方法，它接收多載波調製信號，通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，包括降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾，對降低了上述符號間幹擾或載波間幹擾的上述接收信號進行傅立葉變換。
圖1是表示本發明的作為一個實施例的實施例1的幹擾除去電路的結構的一個例子的框圖。
圖2是表示本發明的適用了作為一個實施例的實施例1、2、3中的幹擾除去電路的數字調製信號接收裝置的結構的一個例子的框圖。
圖3是說明實施例1的幹擾除去電路動作時流過的信號的一個例子的圖。
圖4是說明實施例1的幹擾除去電路動作時流過的信號的一個例子的圖。
圖5是表示本發明的作為一個實施例的實施例2的幹擾除去電路的結構的一個例子的框圖。
圖6是說明實施例2的幹擾除去電路動作時流過的信號的一個例子的圖。
圖7是表示本發明的作為一個實施例的實施例3的幹擾除去電路的結構的一個例子的框圖。
圖8是說明實施例3的幹擾除去電路動作時流過的信號的一個例子的圖。
圖9是表示說明實施例1的OFDM的一個傳送符號的圖。
圖10是說明用於說明實施例1的符號間幹擾和載波間幹擾的一個例子的圖。
具體實施例方式
本發明是一種數字調製信號接收裝置，它接收多載波調製信號，通過傅立葉變換將接收到的信號從時間域變換為頻率域進行解調，其特徵在於在傅立葉變換的前級具備降低符號間幹擾或載波間幹擾的幹擾除去電路，其中，上述幹擾除去電路在每次傅立葉變換的期間，只在包含受到符號間幹擾或載波間幹擾的期間的適當期間，根據接收信號的傳送路徑應答對從接收信號生成的幹擾除去成分進行合成，在除此以外的期間原樣地輸出接收信號。
以下，參照實施例說明發明的實施形式。
(實施例1)參照圖1～圖4、圖9和圖10說明實施例1。
實施例1涉及ISDB-T(Integrated Services Broadcasting forTerrestrial地上綜合數字廣播)(其他實施例也一樣)。另外，在以下的說明中，作為推測傳送路徑應答時的基準信號，使用作為振幅、相位基準的SP(Scattered Pilot離散導頻)載波(以下稱為SP)。
使用圖9、10說明符號間幹擾和載波間幹擾。圖9表示OFDM的一個傳送符號。隔離間隔和有效符號後部的信號成分是相同的，因此在本發明中，為了說明的方便，如圖9所示，用「A」表示屬於隔離間隔和有效符號後部的信號成分，用「B」表示屬於除此以外的信號成分。另外，在明確表示用記號A、記號B表示的信號成分的極性反轉了的情況下，分別用「-A」、「-B」表示。另外，設一個傳送符號的寬度為Ts，有效符號的寬度為Tu，隔離間隔的寬度為Tg。
圖10是說明符號間幹擾和載波間幹擾的一個例子的圖。在圖10中，特別地圖示了連續的2個傳送符號。如果向希望波(a)附加延遲時間td(td＞Tg)的延遲波(b)，則在接收裝置中作為接收波(c)被接收。在現有的接收裝置中，從該接收波(c)中切取出FFT(FastFourier Transform)期間，進行離散傅立葉變換。可以認為該切取出的FFT期間的信號(d)是合成了因同一傳送符號產生的信號成分(e)、因一個以前的傳送符號產生的信號成分(f)的信號。從該圖可知，因同一傳送符號產生的信號成分(e)在用虛線表示的部分中延遲波成分的連續性缺失了。因此，會造成載波間幹擾(ICIInter-CarrierInterference)。進而，由於因再一個之前的傳送符號產生的信號成分(f)，會造成符號間幹擾(ISIInter-Symbol Interference)。上述延遲波成分的連續性缺失了的期間和存在因一個之前的傳送符號產生的信號成分的期間是FFT期間中的同一期間。在本發明中，將存在這樣的不希望的符號的信號成分的期間稱為「受到符號間幹擾的期間」。
圖2是表示適用了在實施例1、實施例2、實施例3中說明的幹擾除去電路的數字調製信號接收裝置20的結構的框圖。圖1是表示實施例1中的幹擾除去電路100的結構的框圖。在該實施例(以下的實施例也一樣)中，為了容易理解發明的動作，以以下的情況為例子進行說明，即作為沒有特別限制的接收信號，接收到在希望波中附加了具有超過隔離間隔的延遲時間的一個延遲波的信號。圖1是適用於除去這樣的延遲波的幹擾的一個例子。
首先，使用圖2說明數字調製信號接收裝置20。向圖2所示的數字調製信號接收裝置20輸入對接收信號進行了A/D變換而正交解調後的數字複數基帶信號。將輸入的數字複數基帶信號供給幹擾除去電路100，幹擾除去電路100將除去了符號間幹擾和載波間幹擾的信號供給FFT電路21。FFT電路21依照由未圖示的符號同步信號產生部件生成的符號同步信號，從輸入的信號中切取出FFT期間，進行離散傅立葉變換，將所得到的頻率軸上的基帶信號供給SP均衡電路22。SP均衡電路22將包含在輸入的信號中的SP信號作為基準，對輸入的信號進行波形均衡，並供給解調電路23。解調電路23對輸入的信號進行解調處理，對通過接收處理得到的信號中的信息進行重放，作為解調輸出信號輸出。
接著，使用圖1說明本實施例的幹擾除去電路100。幹擾除去電路100具備從輸入的信號中檢測出傳送符號的斷點的符號位置檢測器150；根據輸入的信號生成反射波的複製(replica)信號的複製生成部件110；對反射波的複製信號和輸入信號進行合成的合成部件140；根據合成部件140的輸出，推測傳送路徑應答，控制複製生成部件110的特性的係數計算部件160；根據係數計算部件160的輸出，檢測出延遲波的延遲時間的延遲時間檢測器170。
複製生成部件110具備波形均衡部件120、反射波成分生成部件130。波形均衡部件120具備與減法器122的輸出連接，通過係數計算部件160而係數可變的FIR濾波器121；從輸入信號減去FIR濾波器121的輸出的減法器122。反射波成分生成部件130具備通過係數計算部件160而係數可變的FIR濾波器131。FIR濾波器例如可以由橫向濾波器(transversal filter)構成。
合成部件140具備符號位置檢測器150；根據延遲時間檢測器170的檢測結果，從由複製生成部件110供給的信號中切取出其一部分的信號切取器141、142；分別使信號切取器141、142的輸出延遲規定時間的延遲電路144、145；使輸入信號延遲規定時間的延遲電路143；對延遲電路143的輸出分別減去、加上延遲電路144、145的輸出並輸出的減法器146、加法器147。
係數計算部件160具備對合成部件140的輸出進行離散傅立葉變換的FFT電路161；從該輸出抽出導頻信號的導頻信號抽出器162；與抽出的導頻信號同步地產生與沒有傳送路徑失真時的導頻信號相當的基準信號的基準信號產生器163；從抽出的導頻信號減去基準信號的減法器164；將該輸出除以基準信號的複數除法器165；對除法結果進行逆離散傅立葉變換並輸出的IFFT電路166。
接著，一邊說明傳送路徑應答的推測的考慮方法，一邊說明係數計算部件160和延遲時間檢測器170的動作。
設在未圖示的數字廣播發送裝置中插入的已知的導頻信號的頻率特性為「R(ω)」，包含在接收信號中的導頻信號的頻率特性為「S(ω)」。如果設傳送路徑中的延遲波的頻率應答為「H(ω)」，則包含在接收信號中的導頻信號為S(ω)＝(1+H(ω))R(ω) ......(1)並被輸入到幹擾除去電路100。幹擾除去電路100進行動作而將輸入的信號的頻率特性原樣地只除去幹擾成分，因此原樣地將「S(ω)」供給係數計算部件160，作為導頻信號抽出器162的輸出能夠得到「S(ω)」。
在此，如果從基準信號產生器163供給已知的導頻信號的頻率特性「R(ω)」，則複數除法器165的輸出「D(ω)」為D(ω)＝(S(ω)-R(ω))÷R(ω)＝S(ω)÷R(ω)-1......(2)在此，如果將公式(1)代入公式(2)，則導出D(ω)＝H(ω) ......(3)。
即，複數除法器165的輸出「D(ω)」與延遲波的頻率應答「H(ω)」相等，用IFFT電路166對其進行了逆離散變換後的結果顯示出延遲波的脈衝應答。
另外，如果設數字廣播發送裝置的發送信號的頻率特性為「X(ω)」，接收信號的頻率特性為「Y(ω)」，則可以用下式表示。
Y(ω)＝(1+H(ω))X(ω) ......(4)將該信號供給圖1的波形均衡部件120。設該輸出信號為「Z(ω)」。
如果設FIR濾波器121的頻率特性為「F(ω)」，則波形均衡部件120的輸入輸出特性是Z(ω)＝Y(ω)-F(ω)Z(ω) ......(5)因此，對其進行變形，能夠用下式表示。
Z(ω)＝Y(ω)÷(1+F(ω)) ......(6)如果將公式(4)代入到公式(6)，則為Z(ω)＝((1+H(ω))÷(1+F(ω)))X(ω) ......(7)表現出發送信號「X(ω)」和波形均衡部件120的輸出「Z(ω)」的關係。
在此，如果將用IFFT電路166對複數除法器165的輸出「D(ω)」進行了逆離散變換後的結果作為FIR濾波器121的係數，即，設F(ω)＝D(ω)，則公式(7)成為Z(ω)＝((1+H(ω))÷(1+D(ω)))X(ω) ......(8)進而，如果將公式(3)代入到公式(8)，則得到Z(ω)＝X(ω) ......(8)。
即，通過以上動作，在波形均衡部件120的輸出得到發送信號「X(ω)」。
另外，在幹擾除去電路沒有進行幹擾除去的情況下，或在幹擾除去不充分的狀態下，在導頻信號抽出器162的輸出中會包含誤差。在該情況下，使用下式更新FIR濾波器121的係數。
c(k+1)＝c(k)+α×v(k) ......(9)在此，v(k)是第k次(k是正整數)的係數計算部件160的輸出，c(k)是FIR濾波器121的係數，α是小於等於1的常數。
通過循環進行上述動作而降低誤差，進行幹擾除去。另外，如果減小α則難以受到傳送路徑的噪聲的影響。相反，在傳送路徑應答中有時間變動的情況下，也可以增大α。
另外，係數計算部件160的輸出，即由IFFT電路166進行了逆離散變換的結果被供給延遲時間檢測器170。如上所述，係數計算部件160的輸出表示延遲波的脈衝應答，因此例如能夠根據其功率峰值知道延遲波的延遲時間td。因此，將檢測出的延遲時間信息供給信號切取器141、信號切取器142。
接著，參照圖3說明圖1的動作。圖3是說明圖1所示的幹擾除去電路動作時流過的信號的一個例子的圖。在圖3中，特別圖示了連續的2個傳送符號。
首先，接收在希望波中附加了延遲時間td(td＞Tg)的延遲波的接收波(a)，並輸入到幹擾除去電路100。輸入的接收波(a)被輸入到符號位置檢測器150和波形均衡部件120和合成部件140。
符號位置檢測器150從輸入的接收波(a)檢測出希望波的符號的斷點，將該位置信息供給信號切取器141、142。作為符號的斷點的檢測方法，例如可以利用希望波的隔離間隔和與有效符號後部的信號部分相當的部分的相關性高的情況。
波形均衡部件120根據從係數計算部件160供給的濾波係數，對接收波(a)進行波形均衡，將均衡信號(b)供給反射波成分生成部件130。從係數計算部件160供給的濾波係數與延遲波的頻率應答「H(ω)」相等，因此如果將該濾波係數供給FIR濾波器131，將均衡信號(b)輸入到FIR濾波器131，則能夠得到反射波的複製信號。反射波成分生成部件130將這樣得到的反射波的複製信號(c)供給合成部件140。
在合成部件140中，將接收波(a)輸入到延遲電路143。另外將複製信號(c)輸入到信號切取器141和信號切取器142。信號切取器141根據符號的位置信息和延遲時間信息，從反射波的複製信號(c)切取出關注的傳送符號的一個以前的傳送符號的後端部分的寬度Te的期間(部分複製信號1(d))，並供給延遲電路144。在此，寬度Te為在接收波(a)中受到符號間幹擾的期間的寬度。如圖所示，在傳送符號的後部為FFT期間的情況下，用Te＝td-Tg求出。信號切取器142根據符號的位置信息和延遲時間信息，從反射波的複製信號(c)中切取出將從關注的傳送符號的後端只離開Tg的部分作為後端的寬度Te的期間(部分複製信號2(e))，並供給延遲電路145。這樣得到的部分複製信號1(d)是與在圖10中說明了的因一個以前的傳送符號造成的信號成分(f)相當的複製。另外，部分複製信號2(e)是與在圖10中說明了的延遲波成分的連續性缺失了的部分相當的複製。因此，如果合成接收波(a)和這些部分複製信號，則能夠除去FFT期間中的符號間幹擾和載波間幹擾。
因此，分別在延遲電路143、144、145中使輸入的信號延遲規定時間，並使信號間的延遲一致，在減法器146中從接收波(a)的關注的傳送符號的FFT期間的先頭部分減去部分複製信號1(d)，進而在加法器147中將關注的傳送符號的FFT期間的先頭部分加上部分複製信號2(e)。這樣，作為合成部件140的輸出，從接收波(a)得到除去了FFT期間內的載波間幹擾成分和符號間幹擾成分的幹擾除去輸出(f)(在圖3中，特別圖示了FFT期間)，並作為FFT電路161和幹擾除去電路的輸出供給到圖2所示的FFT電路21。
即，合成部件140對反射波的複製信號(c)的一部分進行合成，使得從在接收波(a)中受到符號間幹擾的期間除去符號間幹擾和載波間幹擾，並在沒有合成的期間中原樣地輸出接收波(a)。通過該動作，即使在由於噪聲或傳送路徑應答的時間變動而在傳送路徑應答的推測中產生推測誤差，在反射波的複製信號(c)中產生了誤差的情況下，由於其影響只限於合成了的期間，因此在沒有合成的期間不會產生新的妨礙，在合成了的期間內由於誤差而沒有完全除去了幹擾，但幹擾成分減少，作為全體改善了接收性能。
另外，由於進行動作使得原樣地維持接收波(a)的傳送路徑應答而降低幹擾，所以能夠根據出現在FFT後的頻率域中的傳送路徑特性計算出解調結果的可靠性，有以下的優點，即能夠原樣地適用計算出其可靠性而改善接收特性那樣的現有技術。
另外，在上述例子中，將延遲波作為一個波進行了說明，但在由於多個延遲波而受到符號間幹擾的情況下，也可以一樣地進行實施。在有多個延遲波的情況下，可以根據具有最大的延遲時間的延遲波來決定寬度Te的期間。
另外，合成的期間並不只限於以上說明了的寬度Te。
如果關注於圖3的複製信號(c)和幹擾除去輸出(f)的關係，則可以容易地推測出部分複製信號1(d)和部分複製信號2(e)相對於上述說明了的寬度Te，即使前後最大隻具有寬度Tg的富餘地進行切取，也能夠得到同樣的效果。作為例子，用圖4說明前後寬度只多寬度Tg地進行切取的情況。
圖4中的接收波(a)、均衡信號(b)、複製信號(c)與圖3一樣，因此省略說明。圖4的部分複製信號1(d)表示從反射波的複製信號(c)切取出了包含關注的傳送符號的一個以前的傳送符號的後端的寬度Te的期間並且前後只拓寬了Tg的期間的情況。圖4的部分複製信號2(e)表示從反射波的複製信號(c)切取出包含將從關注的傳送符號的後端只離開了Tg的部分作為後端的寬度Te的期間並且前後只拓寬了Tg的期間的情況。從圖4可知，這樣切取出的部分複製信號1(d)和部分複製信號2(e)的後部的用記號A表示的部分由於由一樣的信號成分構成，所以在合成時相互抵消。因此，將這樣的信號合成到接收波(a)中，如用幹擾除去輸出(f)所示那樣，也能夠從FFT期間內除去載波間幹擾成分和符號間幹擾成分。如果將這樣合成的期間擴大到傳送符號的端部，則也可以將傳送符號內的任意部分作為FFT期間，有能夠得到本發明的效果的優點。進而省略了圖示地，由於幹擾除去輸出(f)中的傳送符號的前端和後端具有相同的特性，所以如果在FFT期間中包含對前端的寬度Tg的期間和後端的Tg的期間進行了加法平均後的信號，則能夠具有改善S/N的效果。
另外，也可以在後方拓寬合成的期間，因此有設計自由度更廣的優點。例如，如果對應的延遲波的延遲時間也可以是小於等於2×Tg，則也可以從FFT期間的先頭生成併合成與寬度Tg的期間對應的部分複製信號1(d)和部分複製信號1(e)，因此能夠將切取的寬度設計為一定。在該情況下，不需要檢測出延遲時間td，因此具有可以不需要延遲時間檢測電路170的優點。
本發明並不只限於該實施例。根據本發明的宗旨，根據實施例可以容易地考慮出各種變形，在該情況下當然也能夠得到同樣的效果。例如，複製生成部件110並不必須分為波形均衡部件120和反射波成分生成部件130地構成，因此雖然在上述實施例中為了容易理解而作為分別的結構要素說明了FIR濾波器121和FIR濾波器131，但利用2個FIR濾波器輸入相同的信號並具有相同的特性，也可以用一個FIR濾波器構成。另外，可以容易地推測出合成部件140如果能夠實現同樣的動作，則也可以例如由以下這樣的電路構成，即不預先切取複製信號後進行合成，而是適當地選擇在全部期間中合成了接收波和複製信號的結果和接收波並輸出。另外，在本實施例中說明了的傳送路徑的推測方法是一個例子，也可以使用其他的傳送路徑的推測方法。進而，說明了波形均衡部件120使用反饋型的波形均衡器，但使用前饋型的波形均衡器，當然也能夠實施本發明。通過使用前饋型的波形均衡器，即使在希望除去到達時間比希望波早的反射波的符號間幹擾的情況下，也能夠適用本發明。
另外，在本實施例中說明了的傳送路徑的推測方法只是一個例子，當然也可以使用其他的傳送路徑的推測方法。相對於最小二乘誤差法等逐次修正型的算法，將如公式(2)所示那樣直接計算出適應濾波器的特性的算法稱為直接解法型算法。在此雖然沒有說明，但在波形均衡部件120中，也可以定義誤差並適用最小二乘誤差法等逐次修正型的算法。在每次實施本發明時採用哪種算法是設計事項，但一般直接解法型算法與逐次型的算法相比具有更容易高速跟蹤傳送路徑應答的變動的優點。
進而，複製信號的作成方法和合成方法也可以有各種變形。而在這樣的實施方法中，當然也能夠得到本發明的效果。
(實施例2)接著，參照圖5和圖6說明實施例2。
具體地說明改變了複製信號的作成方法和合成方法的其他實施例。在該實施例中，其特徵在於先取得只使接收波延遲有效符號期間的信號與接收波的差，然後根據該差信號作成複製信號。另外，示例適當地選擇在全部期間中對接收波和複製信號進行了合成的結果和接收波並輸出的情況。
圖5是表示實施例2中的幹擾除去電路的結構的框圖。該幹擾除去電路適用於圖2所示的數字調製信號接收裝置20。
幹擾除去電路具備從輸入的信號檢測傳送符號的斷點的符號位置檢測器150；輸出所輸入的信號與使其延遲了有效符號期間的時間的信號的差(符號間差信號)的符號間差信號生成電路570；根據符號間差信號生成反射波的複製信號的複製生成部件510；對反射波的複製信號和輸入信號進行合成的合成部件540；根據合成部件540的輸出推測傳送路徑應答，控制複製生成部件510的特性的係數計算部件160；根據係數計算部件160的輸出檢測出延遲波的延遲時間的延遲時間檢測器170。
符號間差信號生成電路570具備只使輸入信號延遲有效符號期間的延遲電路571；從輸入信號減去延遲信號的減法器572。
複製生成部件510具備與減法器512的輸出連接，通過係數計算部件160而係數可變的FIR濾波器511；從輸入信號減去FIR濾波器511的輸出的減法器512。
合成部件540具備使輸入信號延遲規定時間的延遲電路541；將延遲電路541的輸出加上從複製生成部件510供給的信號的加法器542；根據符號位置檢測器150和延遲時間檢測器170的檢測結果，選擇輸出延遲電路541的輸出和加法器542的輸出的信號選擇電路543。
符號位置檢測器150和係數計算部件160以及延遲時間檢測器170具有與在實施例1中用圖1所示的附加了相同符號的結構要素一樣的結構，可以進行相同的動作，因此省略各個的說明。
接著，參照圖6說明本實施例的圖5的動作。圖6是說明圖5所示的幹擾除去電路動作時流過的信號的一個例子的圖。在圖6中，特別圖示了連續的2個傳送符號。
首先，接收向希望波附加了延遲時間td(td＞Tg)的延遲波的接收波(a)，並輸入到幹擾除去電路。輸入的接收波(a)被輸入到符號位置檢測器150、符號間差信號生成電路570、合成部件540。
符號位置檢測器150從輸入的接收波(a)中檢測出希望波的符號的斷點，將該位置信息供給信號選擇電路543。
符號間差信號生成電路570通過延遲電路571使接收波(a)只延遲與有效符號期間(從傳送符號除去了隔離間隔的期間)相當的時間(有效符號延遲信號(b))，通過減法器572從輸入信號減去有效符號延遲信號(b)，將有效符號間差信號(c)供給複製生成部件510。從圖6可知，包含在接收波(a)中的希望波的隔離間隔期間、具有與有效符號延遲信號(b)的隔離間隔一樣的信號成分的有效符號的後部在時間上是一致的，因此通過減法運算進行除去。對延遲波也一樣。在圖示時，如有效符號間差信號(c)那樣，抵消了的信號成分隔著間隔地表現出來。
複製生成部件510是用一個FIR濾波器表現在實施例1中說明了的複製生成部件110的例子，通過將從複製係數計算部件160供給的濾波係數供給FIR濾波器511，能夠從有效符號間差信號(c)生成差信號的複製信號(d)，並供給合成部件540。差信號的複製信號(d)作為FIR濾波器511的輸出被取出。在此生成的差信號的複製信號(d)是相當於包含在有效符號間差信號(c)中的延遲波成分的信號。
在合成部件540中，將接收波(a)輸入到延遲電路541，延遲電路541使接收波(a)只延遲與有效符號期間相當的時間(延遲信號(e))。加法器542將延遲信號(e)和差信號的複製信號(d)相加，並供給信號選擇電路543。信號選擇電路543根據符號的位置信息和延遲時間信息，在從FFT期間的前端開始寬度為Te的期間從加法器542輸出信號，在除此以外的期間，選擇輸出來自延遲電路541的信號。可以如選擇信號(f)那樣表現該選擇的情況。在此，寬度Te為在接收波(a)中受到符號間幹擾的期間的寬度。如圖示那樣，在傳送符號的後部為FFT期間的情況下，用Te＝td-Tg求出。
即，合成部件540進行動作，在接收波(a)中受到符號間幹擾的期間，輸出將差信號的複製信號(d)合成了的結果使得除去符號間幹擾和載波間幹擾，在除此以外的期間，原樣地輸出接收波(a)。通過該動作，即使在由於噪聲或傳送路徑應答的時間變動而在傳送路徑應答的推測中產生了推測誤差，並在差信號的複製信號(d)中產生了誤差的情況下，其影響也只限於合成了的期間，因此在沒有合成的期間中不會產生新的妨礙，在合成了的期間內由於誤差而幹擾沒有被完全除去，但幹擾成分減少，從而改善接收性能。另外，輸出合成了的結果的期間並不只限於上述說明了的寬度Te，與實施例1的說明一樣，在前後最大隻具有寬度Tg的富餘地輸出合成結果，當然也能夠得到同樣的效果。
另外，在本實施例中可以容易地考慮出各種變形，在該情況下，當然也能夠得到同樣的效果。例如為了容易理解而將延遲電路571和延遲電路541作為分別的結構要素進行了說明，但著眼於2個延遲電路輸入相同的信號並可以是相同的延遲時間的情況，也可以用一個延遲電路構成。
(實施例3)接著，使用圖7、圖8說明實施例3。
說明改變了複製信號的作成方法和合成方法的其他實施例。在本實施例中，其特徵在於在反射波成分生成部件之前設置信號切取器。通過這樣構成，能夠不需要延遲時間檢測電路。
圖7是表示本實施例的幹擾除去電路的結構的框圖。本幹擾除去電路適用於圖2所示的數字調製信號接收裝置20。
幹擾除去電路具備從輸入的信號中檢測出傳送符號的斷點的符號位置檢測器150；輸出所輸入的信號與使其只延遲有效符號期間的時間的信號的差(符號間差信號)的符號間差信號生成電路570；根據符號間差信號生成反射波的部分複製信號的複製生成部件710；將反射波的部分複製信號和輸入信號合成的合成部件740；根據合成部件740的輸出，推測傳送路徑應答，控制複製生成部件510的特性的係數計算部件160。
複製生成部件710具備對輸入的符號間差信號進行波形均衡的波形均衡部件120；切取出波形均衡部件120的輸出信號的一部分的信號切取器711；根據信號切取器711的輸出，生成並輸出反射波的部分複製信號的反射波成分生成部件130。
合成部件740具備使輸入信號延遲規定時間的延遲電路741；根據符號位置檢測器150的檢測結果，從反射波的部分複製信號中切取出其一部分的信號切取器742；將延遲電路741的輸出和信號切取器742的輸出相加並輸出的加法器743。
符號位置檢測器150、符號間差信號生成電路570、波形均衡部件120、反射波成分生成部件130和係數計算部件160具有與實施例1中的圖1或實施例2中的圖5所示的附加了相同符號的構成要素相同的結構，可以進行同樣的動作，因此省略詳細的說明。
接著，使用圖8說明本實施例中的圖7的動作。圖8是說明圖7所示的幹擾除去電路動作時流過的信號的一個例子的圖。在圖8中，特別圖示了連續的2個傳送符號。
首先，接收向希望波附加了延遲時間td(td＞Tg)的延遲波的接收波(a)，並輸入到幹擾除去電路。輸入的接收波(a)被輸入到符號位置檢測器150、符號間差信號生成電路570和合成部件740。
符號位置檢測器150從輸入的接收波(a)檢測出希望波的符號的斷點，將該位置信息供給信號切取器711和信號切取器742。
符號間差信號生成電路570從接收波(a)生成有效符號間差信號(b)，並供給到複製生成部件710。
供給到複製生成部件710的有效符號間差信號(b)被輸入到波形均衡部件120，波形均衡部件120根據從係數計算部件160供給的濾波係數，對有效符號間差信號(b)進行波形均衡，將均衡信號(c)供給信號切取器711。
信號切取器711根據符號的位置信息，將從均衡信號(c)切取出寬度Ta的期間的信號(部分均衡信號(d))供給反射波成分生成部件130。寬度Ta的期間例如可以將從關注的傳送符號的後端只離開Tg的部分作為後端，並設為Ts/2的寬度。在該情況下，對延遲時間小於等於Ts/2的反射波能夠得到效果。
反射波成分生成部件130通過將從係數計算部件160供給的濾波係數供給FIR濾波器131，而從部分均衡信號(d)生成部分複製信號1(e)，並供給合成部件740。
在合成部件740中，將接收波(a)輸入到延遲電路741，延遲電路741向加法器743供給使接收波(a)只延遲了相當於有效符號期間的時間的信號(延遲信號(g))。另外，將部分複製信號1(e)輸入到信號切取器742，信號切取器742將根據符號的位置信息從反射波的部分複製信號1(e)切取出寬度Tb的期間的信號(部分複製信號2(e))供給加法器743。例如，可以是與從延遲信號(g)所對應的傳送符號的先頭開始寬度為Ts/2的期間相當的期間。
加法器743將輸入的延遲信號(g)和部分複製信號2(e)相加。其結果作為合成部件740的輸出，得到從接收波(a)除去了載波間幹擾成分和符號間幹擾成分的幹擾除去輸出(h)，並作為幹擾除去電路的輸出供給圖2所示的FFT電路21。
即，合成部件740在包含接收波(a)的符號間幹擾的期間的期間中，輸出合成部分複製信號1(e)並除去了符號間幹擾和載波間幹擾的結果，在除此以外的期間中，原樣地輸出接收波(a)。通過該動作，即使在由於噪聲或傳送路徑應答的時間變動而在傳送路徑應答的推測中產生推測誤差，並在差信號的部分複製信號1(e)中產生誤差的情況下，其影響只限於合成了的期間，因此在沒有合成的期間中不會產生新的妨礙，在合成了的期間內由於誤差而幹擾沒有被完全除去，但幹擾成分減少，從而改善接收性能。
另外，在本實施例中也可以容易地考慮出各種變形，在該情況下，當然也能夠得到同樣的效果。例如為了容易理解而將延遲電路571和延遲電路741作為分別的結構要素進行了說明，但著眼於2個延遲電路輸入相同的信號並可以是相同的延遲時間的情況，也可以用一個延遲電路構成。
另外，在上述實施例1、2、3中，為了說明的方便而說明了接收附加了延遲時間td(td＞Tg)的延遲波的接收波的情況，但本發明並不只限於接收這樣的超過隔離間隔長度的延遲波的情況。例如可以容易地理解為在傳送符號的中央為FFT期間的情況下，由於延遲時間td(td＞Tg/2)的延遲波而FFT期間受到符號間幹擾，適用本發明能夠取得效果。另外，實施例3可以進行動作使得對延遲時間td(Ts/2＞td＞0)的反射波能夠取得效果。進而，如在實施例1中說明的那樣，如果使用前饋型的波形均衡器，則即使在希望除去到達時間比希望波還早的反射波的符號間幹擾的情況下，適用本發明也能夠取得效果。進而並不必須局限於隔離間隔長度，因此在接收沒有設置隔離間隔的OFDM信號的情況下，也能夠適用本發明，能夠容易地理解到能夠取得效果。
另外，本發明並不只限於接收OFDM的接收裝置，也可以適用於接收其他種類的多載波調製信號的接收裝置。根據上述實施例，能夠容易地理解到可以將本發明適用於通過傅立葉變換將接收多載波調製信號而接收到的信號從時間域變換為頻率域進行解調的數字調製信號接收裝置。即，可以在傅立葉變換之前只在包含進行傅立葉變換的期間中的受到符號間幹擾的期間的一部分期間，根據接收信號的傳送路徑應答對從接收信號生成的幹擾除去成分進行合成，在除此以外的期間不進行任何動作。當然也可以不使用專用的硬體而通過軟體處理來實施這樣的處理，同樣能夠得到本發明的效果。
本發明示例了以下這樣的形式。
(1)一種數字調製信號接收裝置，它接收多載波調製信號並通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，具備對上述接收信號進行傅立葉變換的傅立葉變換器；設置在上述傅立葉變換器的前級，降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的幹擾除去電路。
(2)在(1)記載的數字調製信號接收裝置中，上述幹擾除去電路根據從上述接收信號推測出的傳送路徑應答，對上述接收信號在時間域中實施信號處理來降低幹擾。
(3)在(1)或(2)記載的數字調製信號接收裝置中，上述幹擾除去電路進行動作使得原樣維持上述接收信號的傳送路徑應答地降低幹擾。
(4)一種數字調製信號接收裝置，它接收多載波調製信號並通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，具備對上述接收信號進行傅立葉變換的傅立葉變換器；設置在上述傅立葉變換器的前級，降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的幹擾除去電路，其中，上述幹擾除去電路在每次傅立葉變換的期間，只在包含受到符號間幹擾或載波間幹擾的期間的適當期間，根據上述接收信號的傳送路徑應答對從上述接收信號生成的幹擾除去成分進行合成，在除此以外的期間原樣地輸出接收信號。
(5)在(4)記載的數字調製信號接收裝置中，上述幹擾除去電路具備從上述接收信號生成上述幹擾除去成分的複製生成部件；對上述幹擾除去成分和上述接收信號進行合成的合成部件；從上述接收信號推測上述傳送路徑應答，控制上述複製生成部件的特性的係數計算部件。
(6)在(5)記載的數字調製信號接收裝置中，上述係數計算部件從上述幹擾除去電路的輸出信號推測傳送路徑應答。
(7)在(1)～(6)的任意一個記載的數字調製信號接收裝置中，上述傅立葉變換器通過FFT(Fast Fourier Transform)進行傅立葉變換。
(8)在(1)～(7)的任意一個記載的數字調製信號接收裝置中，上述多載波調製信號是OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)。
(9)在(6)～(8)的任意一個記載的數字調製信號接收裝置或數字調製信號接收方法中，使用直接解法型算法推測上述傳送路徑應2答。
(10)一種數字調製信號接收方法，它接收多載波調製信號，通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，包括降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾，對降低了上述符號間幹擾或載波間幹擾的上述接收信號進行傅立葉變換。
(11)在(10)記載的數字調製信號接收方法中，根據從上述接收信號推測出的傳送路徑應答，對上述接收信號實施時間域處理，來降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾。
(12)在(10)或(11)記載的數字調製信號接收方法中，原樣維持上述接收信號的傳送路徑應答地降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾。
(13)在(10)記載的數字調製信號接收方法中，根據上述接收信號的傳送路徑應答，從上述接收信號生成幹擾除去成分，在包含受到上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的期間的適當期間中，將上述幹擾除去成分與上述接收信號合成，在上述適當期間以外的期間不進行合成。
(14)在(13)記載的數字調製信號接收方法中，根據上述幹擾除去後的信號推測上述傳送路徑應答。
(15)在(10)～(14)的任意一個記載數字調製信號接收方法中，上述傅立葉變換是FFT(Fast Fourier Transform)。
(16)在(10)～(15)的任意一個記載的數字調製信號接收方法中，上述多載波調製信號是OFDM(Orthogonal Frequency DivisionMultiplexing)。
(17)在(14)～(16)的任意一個記載的數字調製信號接收方法中，使用直接解法型算法推測上述傳送路徑應答。根據上述(1)、(2)或(10)、(11)，通過在傅立葉變換之前在時間域中進行幹擾除去，能夠除去符號間幹擾和載波間幹擾，能夠改善接收性能。其結果是能夠得到同時提高跟蹤性和擴大能夠消除的延遲時間的數字調製信號接收裝置。
根據(3)或(12)，由於維持接收信號的傳送路徑應答，所以能夠根據出現在傅立葉變換之後的頻率域中的傳送路徑特性計算出解調結果的可靠性，有能夠原樣地適用計算出其可靠性來改善接收特性那樣的現有技術的優點。
根據(4)或(13)，由於維持接收信號的傳送路徑應答，所以能夠根據出現在傅立葉變換之後的頻率域中的傳送路徑特性計算出解調結果的可靠性，有能夠原樣地適用計算出其可靠性來改善接收特性那樣的現有技術的優點。
根據(17)，通過使用直接解法型算法，與逐次修正型算法相比，具有容易地高速跟蹤傳送路徑應答的變動的優點。
本發明可以降低符號間幹擾和載波間幹擾，改善接收性能。
本發明並不只限於上述說明了的實施例，在不脫離本發明的宗旨的範圍內，可以有各種波形，這些各種波形當然也包含在本發明中。
權利要求
1.一種數字調製信號接收裝置(20)，它接收多載波調製信號，通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，其特徵在於包括對上述接收信號進行傅立葉變換的傅立葉變換器(21)；設置在上述傅立葉變換器的前級，降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的幹擾除去電路(100)。
2.根據權利要求1所述的數字調製信號接收裝置，其特徵在於上述幹擾除去電路(100)根據從上述接收信號推測出的傳送路徑應答，對上述接收信號在時間域中實施信號處理來降低幹擾。
3.根據權利要求1或2所述的數字調製信號接收裝置，其特徵在於上述幹擾除去電路(100)進行動作使得原樣維持上述接收信號的傳送路徑應答地降低幹擾。
4.一種數字調製信號接收裝置(20)，它接收多載波調製信號並通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，其特徵在於包括對上述接收信號進行傅立葉變換的傅立葉變換器(21)；設置在上述傅立葉變換器的前級，降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的幹擾除去電路(100)，其中上述幹擾除去電路(100)在每次傅立葉變換的期間，只在包含受到符號間幹擾或載波間幹擾的期間的適當期間，根據上述接收信號的傳送路徑應答對從上述接收信號生成的幹擾除去成分進行合成，在除此以外的期間原樣地輸出接收信號。
5.根據權利要求4所述的數字調製信號接收裝置，其特徵在於上述幹擾除去電路(100)具備從上述接收信號生成上述幹擾除去成分的複製生成部件(110)；對上述幹擾除去成分和上述接收信號進行合成的合成部件(140)；從上述接收信號推測上述傳送路徑應答，控制上述複製生成部件(110)的特性的係數計算部件(160)。
6.根據權利要求5所述的數字調製信號接收裝置，其特徵在於上述係數計算部件(160)從上述幹擾除去電路(100)的輸出信號推測傳送路徑應答。
7.根據權利要求1、2、4～6的任意一個所述的數字調製信號接收裝置，其特徵在於上述傅立葉變換器(21)通過FFT進行傅立葉變換。
8.根據權利要求1、2、4～6的任意一個所述的數字調製信號接收裝置，其特徵在於上述多載波調製信號是OFDM。
9.根據權利要求6所述的數字調製信號接收裝置，其特徵在於使用直接解法型算法推測上述傳送路徑應答。
10.一種數字調製信號接收方法，它接收多載波調製信號，通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調，其特徵在於包括降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾，對降低了上述符號間幹擾或載波間幹擾的上述接收信號進行傅立葉變換。
11.根據權利要求10所述的數字調製信號接收方法，其特徵在於根據從上述接收信號推測出的傳送路徑應答，對上述接收信號實施時間域處理，來降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾。
12.根據權利要求10或11所述的數字調製信號接收方法，其特徵在於原樣維持上述接收信號的傳送路徑應答地降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾。
13.根據權利要求10所述的數字調製信號接收方法，其特徵在於對於上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾，根據上述接收信號的傳送路徑應答，從上述接收信號生成幹擾除去成分，在包含受到上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的期間的適當期間中，將上述幹擾除去成分與上述接收信號合成，在上述適當期間以外的期間不進行合成。
14.根據權利要求13所述的數字調製信號接收方法，其特徵在於根據上述幹擾除去後的信號推測上述傳送路徑應答。
15.根據權利要求10、11、13和14的任意一個所述的數字調製信號接收方法，其特徵在於通過FFT進行上述傅立葉變換。
16.根據權利要求10、11、13和14的任意一個所述的數字調製信號接收方法，其特徵在於上述多載波調製信號是OFDM。
17.根據權利要求14所述的數字調製信號接收方法，其特徵在於使用直接解法型算法推測上述傳送路徑應答。
全文摘要
本發明揭示了一種數字調製信號接收裝置，它接收多載波調製信號，通過傅立葉變換將接收信號從時間域變換為頻率域進行解調。該接收裝置具備對上述接收信號進行傅立葉變換的傅立葉變換器；降低上述接收信號的符號間幹擾或載波間幹擾的幹擾除去電路。幹擾除去電路被設置在傅立葉變換器的前級。
文檔編號H04L25/40GK1885840SQ200610093240
公開日2006年12月27日 申請日期2006年6月23日 優先權日2005年6月23日
發明者西川正樹 申請人:株式會社東芝